微波仿真实验

1、微波仿真实验报告信息与通信工程学院微波仿真实验报告院系： 信息与通信工程学院 班级： 姓名： 学号： 目录实验二 分支线匹配器41、实验目的42、实验原理43、实验内容54、实验步骤55、仿真过程65.1、单支节匹配65.2、双支节匹配116、 思考题187、实验分析和结论19实验三 四分之一波长阻抗变换器211、实验目的212、实验原理213、实验内容234、实验步骤234.1、单节和多节四分之一波长阻抗变换器（负载为实数）234.2、单节匹配（复数阻抗负载）324.3、切比雪夫阻三节抗变换器365、实验分析和结论40实验六 功率分配器411、实验目的412、实验原理413、实验内容424、

2、实验步骤434.1、K2=1.5434.2、K2=1465、实验分析和结论50附录：实验感想51实验二 分支线匹配器1、实验目的1) 掌握支节匹配器的工作原理；2) 掌握微带线的基本概念和元件模型；3) 掌握微带分支线匹配器的设计与仿真。2、 实验原理1. 支节匹配器随着工作频率的提高及响应波长的减小，分立元件的寄生参数效应就变得更加明显，当波长变得明显小于典型的电路元件长度时，分布参数元件替代分立元件而得到广泛应用。因此，在频率高达GHz以上时，在负载和传输线之间并联或串联分支短截线，代替分立的电抗元件，实现阻抗匹配网络。常用的匹配电路有：支节匹配器，四分之一波长阻抗变换器，指数线匹配器等。

3、支节匹配器分单支节、双支节和三支节匹配。这类匹配器是在主传输线上并联适当的电纳（或串联适当的电抗），用附加的反射来抵消主传输线上原来的反射波，以达到匹配的目的，此电纳（或）电抗元件常用一终端短路或开路段构成如图1.1所示。 （a）单支节匹配器 （b）双支节匹配器图 1.1 支节匹配器原理单支节匹配（图a）的基本思想是选择支节到阻抗的距离，使其在距负载处向主线看去的导纳是形式。然后，此短截线的电纳选择为，根据该电纳值确定分支短截线的长度，这样就达到匹配条件。 双支节匹配器（图b），通过增加一支节，改进了单支节匹配器需要调节支节位置的不足， 只需调节两个分支线的长度就能达到匹配。双支节匹配存在匹配

4、禁区。图中假设主传输线和分支线的特性阻抗都是，、分别为两段分支线的长度，为负载与最近分支线的距离，为两分支线之间的距离，可以是，也可以是、。本实验考虑的情况。2. 微带线 从微波制造的观点看，这种调谐电路是方便的，因为不需要集总元件，而且并联调谐短截线特别容易制成微带线或带状线形式。微带线由于其结构小巧，可用印刷的方法做成平面电路，易于与其它无源和有源微波器件集成等特点，被广泛应用于实际微波电路中。 我们仿真软件中有专门计算微带线特性阻抗的程序，在主窗口顶部的Window下拉菜单的TXLINE里。 3、实验内容 已知： 输入阻抗 ，负载阻抗，特性阻抗，介质基片，导体的厚度T远小于介质基片厚度H

5、。假定负载在时实现匹配，利用图解法设计微带线单支节和双支节匹配网络，假设双支节网络分支线与负载的距离，两分支线之间的距离为。画出几种可能的电路图并且比较输入端反射系数幅值从至的变化。4、 实验步骤1. 建立新项目，确定项目中心频率为2GHz，步骤同实验一的13步。 2. 将归一化输入阻抗和负载阻抗所在位置分别标在Y-Smith导纳图上，步骤类似实验一的46步。 3. 设计单支节匹配网络，在圆图上确定分支线与负载的距离d以及分支线的长度l所对应的电长度，根据给定的介质基片、特性阻抗和频率用TXLINE计算微带线物理长度和宽度。注意在圆图上标出的电角度360对应二分之一波长，即 。 4. 在设计环

6、境中将微带线放置在原理图中。将微带线的衬底材料放在原理图中，选择MSUB并将其拖放在原理图中，双击该元件打开ELEMENT OPTIONS对话框，将介质的相对介电常数、介质厚度H、导体厚度依次输入。注意微带分支线处的不均匀性所引起的影响，选择适当的模型。 5. 负载阻抗选电阻与电感的串联形式，连接各元件端口。添加PORT，GND，完成原理图，并且将项目频率改为扫频1.82.2GHz. 6. 在PROJ下添加图，添加测量，进行分析。 7. 设计双支节匹配网络，重新建立一个新的原理图，在圆图上确定分支线的长度、，重复上面步骤35。5、 仿真过程5.1、单支节匹配 在Output Equation中

7、绘制Smith圆图，代码如下： Zin为输入阻抗，ZL为负载阻抗，Z0为特性阻抗，zl为归一化的负载阻抗，Tl为反射系数，Yl为反射系数的倒数，a=stepped(0,2*_PI,0.002)定义相角变量a从0到2，步长为0.002rad。R表示模值为Tl、相角为a的等反射系数圆，AA表示纯电纳圆（单位圆），A表示g=1的匹配圆。绘制的圆图如图1.2所示。标记出了归一化的输入阻抗zin和负载阻抗zl。绘出了负载等反射系数圆R和匹配圆A。 图1.2 单支节匹配器仿真结果单支节匹配的具体步骤如下：1) 首先从负载处（标号7.45）沿等反射系数圆移动到与匹配圆交点（标号2887）处，可知移动了94.

8、05+104.7=198.75。因为圆图上360对应半波长，所以计算采用的角度为198.75/2=99.375，对应的电尺寸可以通过TXLINE计算器得到：L=28.884mm，W=1.4373mm。图1.3 TXLINE计算单支节距离负载的距离（，下同，不赘述）2) 其次从标号2887点处，得到单支节传输线阻抗为，在AA圆上作出该点（标号为488.4），读出其角度为55.85，再从开路点（实轴最右端）向源方向顺时针旋转到该点，计算出移动的角度为360-55.85=304.15，所以计算采用的角度为304.15/2=152.075，同理可以通过TXLINE计算器可得到支节的电尺寸：L=44.1

9、85mm，W=1.4373mm。图1.4 TXLINE计算单支节匹配的长度由以上的分析与计算，可绘制电路图见图1.5。其中微带线的模型含义如下：PORT为输入阻抗，MLIN为标准微带线，MTEE为T型接头（用来模拟不均匀性），MLEF为终端开路微带线，RES为负载阻抗的实部，IND为负载阻抗的虚部（用电感等效），MUSB为微带线衬底材料。图1.5 单支节匹配器电路图调整微带线的长度的时候，需要先设置调整的范围为正负10%（将Tune、Limit勾选，并计算后填写最大值Upper、最小值Lower），d的调节见图1.6，L的调节见图1.7：图1.6 距离负载距离d的动态调整范围图1.7 单支节匹

10、配线长度L的动态调整范围调整L与d的值，使得输入端口的反射系数幅值在中心频率2GHz处最低。经调谐后的参数(L=44.28mm，d=28.48mm)见图1.8的第3、4列，调谐后的电路图见图1.9：图1.8 调谐后的L与d的数值（L-TL4:L，d-TL3:L）图1.9 经调谐后的单支节匹配器电路图输入端的反射系数如图1.10所示，其中灰色的线为调谐前的输入端口的反射系数，蓝色的线为调谐后的输入端口的反射系数曲线(L=44.28mm，d=28.48mm)：图1.10 输入端反射系数仿真图分析：1. 输入端反射系数的幅值随着频率的增加出现先减小后增大的趋势，在接近设计频率2GHz（即调谐频率）的

11、时候，反射系数会出现最小值。2. 图中灰色的线为调谐前，蓝色的线为调谐后，可见经调谐后在设计频率2GHz时，反射系数的幅值会更加小，性能更好。 3. 参数变化：参数变化支节长度L距离负载长度d调谐前（mm）44.18528.884调谐后（mm）44.2828.48 参数的变化范围都在设定的10%的范围内，且经过调谐，可以使反射系数在频率2GHz处更 加小，频率稳定性也更好（未调谐前，最小点偏离2GHz）。调谐的目的是通过调节L与d使 得反射系数在中心频率处2GHz最低，性能最好。5.2、双支节匹配双支节匹配时在Output Equation中增量添加如下代码：双支节匹配的具体步骤如下：双支节匹

12、配有两组解，本实验选取较小的解。其中BB是zl1点所在的等电导圆，CC为辅助圆，DD圆为棕色的等反射系数圆，如图1.11所示为双支节匹配Smith圆图。标号5.004是负载阻抗，沿着传输线移动即180以后得到的点zl1（标号为1569），然后沿着BB圆顺时针旋转到CC圆的交点（标号为1608），1608点顺时针沿着等反射系数圆DD旋转于匹配圆A上（标号为829.8）。第一支节的导纳值为1569点到1608点导纳值相减：1.99035-0.467939=1.52447；第二支节的导纳值为829.8点的相反数：2.1817。在纯电纳等反射系数圆（即圆AA）上作出两个支节的阻抗值，从开路点（最右端）

13、顺时针移动到此两点，分别读出移动的角度：113.5、130.8。 图1.11 双支节匹配器仿真结果根据以上分析和作图，由TXLINE计算器可得到电尺寸数值。其中角度为113.5/2=56.75 ，130.8/2=65.4，由此计算得到第一支节L=16.495mm，W=1.4373mm（见图1.12），第二支节L=19.009mm，W=1.4373mm（见图1.13）。第一段传输线L=26.27mm，第二段传输线L=13.08mm。图1.12 TXLINE计算第一支节匹配长度（）图1.13 TXLINE计算第二支节匹配长度（）然后计算的电尺寸：其中书上给出，度数应分别为180/2=90，,90/

14、2=45，由TXLINE计算器可得到电尺寸数值，见图1.14和1.15。图1.14 TXLINE计算第一段传输线的电尺寸（）图1.15 TXLINE计算第二段传输线的电尺寸（）根据上述电尺寸作出电路图如图1.16所示，其中微带线的模型含义如下：PORT为输入阻抗，MLIN为标准微带线，MTEE为T型接头（用来模拟不均匀性），MLEF为终端开路微带线，RES为负载阻抗的实部，IND为负载阻抗的虚部（用电感等效），MUSB为微带线衬底材料。图1.16 双支节匹配电路图调整微带线的长度的时候，需要先设置调整的范围为正负10%（将Tune、Limit勾选，并计算后填写最大值Upper、最小值Lower

15、），第一支节L1长度的调节见图1.17，第一支节L2长度的调节见图1.18：图1.17 双支节匹配线第一支节长度L1的动态调整范围图1.18 双支节匹配线第二支节长度L2的动态调整范围调整L1与L2的值，使得输入端口的反射系数幅值在中心频率2GHz处最低。经调谐后的参数(L1=15.3mm，L2=18.01mm)见图1.19的第1、2列，调谐后的电路图见图1.20：图1.19 调谐后的L1与L2的数值（L1-TL6:L，L2-TL7:L）图1.20 调谐参数后双支节匹配器电路图输入端的反射系数如图1.21所示，其中灰色的线为调谐前的输入端口的反射系数，蓝色的线为调谐后的输入端口的反射系数曲线(

16、L1=15.3mm，L2=18.01mm)：图1.21 输入端反射系数仿真图分析：1) 输入端反射系数的幅值随着频率的增加出现先减小后增大的趋势。调谐前，频率偏移2GHz，且幅值较大；调谐后，在接近设计频率2GHz（即调谐频率）的时候，反射系数会出现最小值。2) 图中灰色的线为调谐前，蓝色的线为调谐后，可见经调谐后在设计频率2GHz时，反射系数的幅值会更加小，性能更好。 3) 参数变化：参数变化第一支节长度L1第二支节长度L2调谐前（mm）16.49519.009调谐后（mm）15.318.01 参数的变化范围都在设定的10%的范围内，L1、L2均减小一些。且经过调谐，可以使反射系数在频率2G

17、Hz处更加小，频率稳定性也更好（未调谐前，最小点偏离2GHz）。通过调整L1、L2使得输入端口的反射系数在中心频率2GHz处达到最低，达到最好的性能。6、 思考题 不考虑微带线的不均匀性模型：T型接头，双支节匹配的电路图见图1.22，图1.22 不考虑T型接头后的电路原理图 仿真原理图如图1.23所示，其中粉色为未经调谐的反射系数，蓝色为调谐后的反射系数，棕色为未经调谐且去除T型接头的反射系数：图1.23 不考虑T型接头后的仿真图 分析：1. 可以看出，如果未加T型接头（即不考虑不均匀性），反射系数幅值比较大，且偏离频率中心；2. 微带线中由于终端开路、微带线尺寸跳变、弯折等存在不均匀性，需要

18、将其不均匀性等效成电路中的参数进行仿真，否则会引起较大误差。所以在该软件中，为了表征这种不均匀性，提出了T型接头MTEE、终端开路微带线MSTEP、和折弯MBENDA。微带电路是分布参数电路，从等效电路来看，它相当于并联或者串联一些电抗元件，或者使参考面发生一些变化。7、实验分析和结论在本次实验中，主要了解了单、双支节匹配器的工作原理和仿真过程：利用Smith圆图上的等反射系数圆、等电导圆达到阻抗匹配，通过TXLINE计算得到电路尺寸，然后绘制出电路图，经过调谐得到匹配网络的参数。本次实验过程中实验原理我们在理论课上都已经学过，简单易懂，比较艰难的过程就是利用AWR软件在Smith圆图找到对应

19、的点，得到它的角度，并计算电尺寸。前面基础的过程就是绘制等反射系数圆和导纳圆以及Smith圆图显示方式的变换，转换的时候需要选择属性，选择改变里面的两个参数即可。实验中用TXLINE计算电尺寸时，和同学讨论了一下，这个计算器应该是360对应半波长，所以在得到角度后需要进行除2处理。本以为这个软件针对于微波实验设计，会有180对应半波长这个功能，但是实际极端测量了一下，发现不对，才改正了自己的错误。由于是第一次使用这个软件，所以大部分时间都在尽量的熟悉使用软件，在这个过程中，老师的指导和同学之间的互帮互助、相互讨论让我感到学习气氛浓郁，心理挺感激有这么个机会好好讨论一下学习的内容，而不是那种在网

20、上直接找代码的过程。通过这次实验，不仅会使下面的实验进展会更顺利一些，而且使我对以后的实验的态度有了影响。实验三 四分之一波长阻抗变换器1、实验目的1) 掌握单节和多节四分之一波长变阻器的工作原理；2) 了解单节和多节变阻器工作带宽和反射系数的关系；3) 掌握单节和多节四分之一波长变阻器的设计与仿真。2、实验原理1) 单节四分之一波长阻抗变换器四分之一波长变阻器是一种阻抗变换元件，它可以用于负载阻抗或信号源内阻与传输线的匹配，以保证最大功率的传输；此外，在微带电路中，将两段不同特性阻抗的微带线连接在一起时为了避免线间反射，也应在两者之间加四分之一波长变阻器。实现负载阻抗与传输线匹配，其实质是与

21、用“补偿原理”，即由可调的匹配器产生一个合适的附加反射波，它与负载阻抗所产生的反射波在指定的参考面上等幅而反相。从而相互抵消，相当于传输线在此参考面上与一个等效匹配负载相连。 （1）负载阻抗为纯电阻Rl图2.1 纯阻抗负载的四分之一波长阻抗变阻器 这样就实现了匹配。根据微波传输线理论得 ，因为，所以 （2）负载阻抗为复数Zl我们知道实现匹配之前线上会存在驻波，自电压驻波波腹波节位置的输入阻抗为纯电阻，它们分别是，其中为驻波比。这时可以把电压驻波波节处2的输入电阻作为等效负载阻抗，即而将变换器接在电压驻波波节位置（离负载为Lm处）。也可把电压驻波波腹的输入阻抗作为等效负载阻抗，求得而将变换器接在

22、电压驻波波腹位置（离负载为Ln处）。图2.2 复数负载阻抗的阻抗变换器2) 多节四分之一波长阻抗变换器单节四分之一波长阻抗变换器是一种简单而有用的电路，其缺点是频带太窄。为了获得较宽的频带，可以采用双节或多节阻抗变换器，多节四分之一波长变换器如下图：图2.3 多节阻抗变换器（1） 二项式多节阻抗变换器根据二项式通带特性的表达式为式中A为常数，令则总反射系数为最终可以得到二项式多节阻抗变换器的近似设计公式：（2） 切比雪夫多节阻抗变换器 切比雪夫阻抗变换器的设计方法是：使它的反射系数的摸随按切比雪夫多 项式变化，其设计公式的推导过程与上述二项式类似。 为了便于应用，可以查本书附录6获得变换器的阻

23、抗值。3、实验内容1) 已知：负载阻抗为纯电阻=150，中心频率为，主传输线的特性阻抗为Z0=50，介质基片，厚度H=1mm，最大反射系数模不应超过0.1，设计1,2,3节二项式变阻器，在给定的反射系数条件下比较他们的工作带宽，要求用微带线形式实现。2) 已知负载阻抗为复数：Zl=85-j45，中心频率，主传输线特性阻抗Z0=50，在电压驻波波腹或波节点处利用单节四分之一波长阻抗变换器，设计微带线变阻器。微带线介质参数同上。4、实验步骤4.1、单节和多节四分之一波长阻抗变换器（负载为实数）1) 计算单节和多节传输线的特性阻抗和相对带宽计算所得的阻抗数据在上面已经列出（根据书上公式1.4.1，公

24、式1.4.19，公式1.4.21），后面不再赘述。2) 单节阻抗变换器A. 1节匹配长度：由上述计算可知，计算可得L=13.83mm，宽度为W=0.62807mm图2.4 TXLINE计算单节变阻器参数B. 电路图：其中微带线的模型含义如下：PORT为输入阻抗，MLIN为标准微带线，MTEE为T型接头（用来模拟不均匀性），MUSB为微带线衬底材料，MSTEP为宽度阶梯变换器（防止微带线尺寸的跳变）。（下面的模型所用元件相同，不再赘述）。图2.5 单节变阻器电路图分析：图中左面第四个元件（蓝色）所代表的特性阻抗为Z1=86.6欧。C. 频率响应（灰色线为调谐前，利用Freeze功能，蓝色线为调谐

25、后，调谐前的参数L=13.83mm，调谐后的参数L=13.67mm，设置的调谐范围为10%，然后进行调谐使得3GHz达到最低点，鉴于之后的实验过程类似，过程不再赘述）。图2.6 单节变阻器仿真图图2.7 本实验所有参数调谐后的结果（后面不再赘述）分析：1. 在频率3GHz处，反射系数很小，接近0；2. 工程上最大可容忍的反射系数的幅值为0.1，从图中可以看出，这时的频率范围为2.664GHz3.332GHz，相对带宽为，而根据书上式（1.4.9）算出的理论的相对带宽值为0.2564。可见二者相差很小，说明仿真结果在误差范围内，可以接受。3) 二节阻抗变换器A. Z1、Z2的微带线长度13.54

26、7mm，14.119mm，宽度为1.1525mm，0.27087mm。图2.8 二节变阻器Z1的参数图2.9 二节变阻器Z2的参数B. 电路图：（调谐后）图2.10 二节变阻器电路图分析：左面第4个和第6个元件（蓝色）所代表的的特性阻抗分别为Z1=65.8欧姆和Z2=116欧姆；阻抗跳变点处的反射系数为：。C. 频率响应（蓝色为调谐前，粉色为调谐后，调谐前的参数L1=13.55mm、L2=14.12mm，调谐后的参数L1=13.58mm、L2=14.03mm）图2.11 二节变阻器仿真图分析：1. 在频率3GHz处，反射系数很小，接近0，下面的曲线变得圆滑；2. 工程上最大可容忍的反射系数的幅

27、值为0.1，从图中可以看出，这时的频率范围为2.169GHz3.789GHz，相对带宽为，而根据书上式（1.4.21）算出的理论的相对带宽值为0.5393。可见二者相差很小，说明仿真结果在误差范围内，可以接受。4) 三节阻抗变换器A. Z1、Z2、Z3的微带线长度13.4mm，13.83mm，14.216mm，宽度为1.4946mm，0.62807mm，0.17796mm 图2.12 三节变阻器Z1的参数图2.13 三节变阻器Z2的参数图2.14 三节变阻器Z3的参数B. 电路图（调谐后）图2.15 三节变阻器电路图分析：左面第4个、第6个和第8个元件（蓝色）所代表的的特性阻抗分别为Z1=57

28、.36欧姆、Z2=86.6欧姆和Z3=130.8欧姆；阻抗跳变点处的反射系数为：，。C. 频率响应（蓝色为调谐前，粉色为调谐后，调谐前的参数L1=13.4mm、L2=13.83mm、L3=14.22mm，调谐后的参数L1=13.49mm、L2=13.82mm、L3=14.08mm）图2.16 三节变阻器仿真图分析：1. 在频率3GHz处，反射系数很小，接近0，下面的曲线变得更加圆滑；2. 工程上最大可容忍的反射系数的幅值为0.1，从图中可以看出，这时的频率范围为1.862GHz4.084GHz，相对带宽为，而根据书上式（1.4.21）算出的理论的相对带宽值为0.7953。可见二者相差很小，说明

29、仿真结果在误差范围内，可以接受。5) 一二三节反射系数图（汇总）图2.17 一、二、三节变阻器电路图 分析：1. 随着支节数的增加，曲线下部更加平坦，相对带宽增加：N=1,2,3，=0.223, 0.537, 0.741。所以工程上为了获得更宽的带宽，一般采用多节阻抗变换器，同时为了均衡造价、电路复杂度等因素，一般采用二节或三节阻抗变换器；2. 对于二节阻抗变化器跳变点的反射系数为0.276，三节阻抗变化器跳变点的反射系数为0.203，所以，也可以通过反射系数看出：支节数增加，反射系数减小，性能更好。4.2、单节匹配（复数阻抗负载）1) 算各项参数： 归一化负载阻抗为，反射系数为，驻波比 ，代

30、码如下：2) 史密斯圆图图2.18 负数负载Smith圆图其中标号3730点为电压波节点，标号590点为电压波腹点。本次实验选择利用波节点进行计算，从负载点（标号1）到波节点（编号3730）转过的角度为146.31，TXLINE中角度为73.155，据此计算微带线的长度10.773mm，宽度为1.8986mm（见图2.19）。如果是电压波腹点，从负载点（标号1）到波腹点（编号590）转过的角度为326.31，TXLINE中角度为163.155，据此计算微带线的长度24.027mm，宽度为1.8986mm（见图2.20）。图2.19 TXLINE计算负载到波节点的微带线参数 图2.20 TXLI

31、NE计算负载到波腹点的微带线参数3) 本实验选择接在电压波节点，变化器的特征阻抗为，计算Z4微带线的长度为12.831mm，宽度为3.6308mm （见图2.21）。图2.21 TXLINE计算Z4微带线的参数4) 电路图（调谐后）图2.22 负数负载电路图5) 频率响应（蓝色为调谐前，粉色为调谐后，调谐前的参数L1=12.83mm、L2=10.77mm，调谐后的参数L1=12.83mm、L2=10.67mm）图2.23 负数负载仿真图分析：1. 在频率3GHz处，反射系数很小，接近0；2. 与负载阻抗为实数相比，主要区别在于，负数负载是由电感等效的，频率的改变，会对负载的虚部有影响，故图像没

32、有实数的图像对称。频率逐渐变得很高时时，曲线开始不规则弯曲。3. 负数负载的相对带宽为： 纯阻抗负载的相对带宽为： 本次实验中，由于参数不同，使得纯阻抗负载的相对带宽大一些。4.3、切比雪夫阻三节抗变换器1) 三节切比雪夫阻抗变化器最大反射系数模值不应超过0.1，那么最大的驻波比：，而且根据阻抗比，查阅附录6，驻波比为1.183的传输 系数，（粉色）为端口1-2的传输系数，P为功分比）图6.5 调谐后a（TL17、TL18）、y（TL4、TL5）的数值图6.6 传输系数、隔离度仿真结果图图6.7 隔离度、功分比仿真结果图分析：1. 图6.6中为传输系数和隔离度的大小随频率变化的仿真图，图6.7

33、为隔离度和功分比p的大小随频率变化的仿真图。从图6.7中可以看出，功分比在2GHz时的比值为1.498（1.4951.505），隔离度=51.88dB大于25dB，满足设计的要求；2. 对于图6.6、6.7，调谐过程中，通过调节y（TL4、TL5）和a（TL17、TL18），发现对曲线的幅度变化影响不同。y对传输系数和隔离度影响都特别的大，即使是微小的变化也会使三条曲线的幅值和最值发生较大变化，y主要是使图形左右大范围移动，可以进行粗调使得频率稳定在2GHz；a的影响比较小，使得幅值变化不明显，可以进行幅度上下微调。综上，可以知道y参数对性能指标影响较大，与隔离电阻相连的参数a对性能指标影响较

34、小。4.2、K2=11) 重复上述的步骤，得到阻抗值，并设计微带线的长度与宽度：(mm)(mm)19.971.8820.520.98620.520.986319.971.8819.971.8821.0070.4252) 原理图图6.8 电路原理图3) 添加矩形图，仿真结果（调谐后）图6.9 调谐后a（TL17、TL18）、y（TL4、TL5）的数值图6.10 传输系数、隔离度仿真结果图图6.11 隔离度、功分比仿真结果图分析：1) 图6.10为传输系数和隔离度的大小随频率变化的仿真图。由于功率平等分配，两个输出端口的传输系数相等，从图6.10中可以看出，两条曲线重合，端口的隔离度为46.42dB25dB；设计符合标准；从图6.11中可以看出，功分比在2GHz时的比值为1.061；2) 通过对比功分比： 电路结构相同； 元件参数有变化：上下两路的元件参数y相同，与隔离电阻相连的微带线长度a不同，分别为0.13和2.75mm； 性能指标：隔离度p分别为51.48dB和46.42dB，功分比的隔离度最值要更大一些；传输系数分别为2.309、4.064dB和3.047、3.047dB，由于二者的输入功率相同，所以不管怎么分配，两个传输系数的值加应近似相等，实验结