双管正激同步整流变换器

1、 本科毕业设计（论文）双管正激同步整流变换器*燕 山 大 学2012年6月本科毕业设计（论文）双管正激同步整流变换器学院（系）： 里仁学院 专 业： 08应电2班 学生 姓名： * 学 号： * 指导 教师： * 答辩 日期： 2012/6/17 燕山大学毕业设计（论文）任务书学院： 系级教学单位： 学号*学生姓名*专 业班 级08应电2班题目题目名称推挽正激式DC-DC变换器的设计题目性质1.理工类：工程设计 （ ）；工程技术实验研究型（ ）；理论研究型（ ）；计算机软件型（ ）；综合型（ ）2.管理类（ ）；3.外语类（ ）；4.艺术类（ ）题目类型1.毕业设计（ ） 2.论文（ ）题目来

2、源科研课题（ ） 生产实际（ ）自选题目（ ） 主要内容随着电源技术的发展，低电压、大电流的变换器因其技术含量高，应用广，越来越受到人 们重视。在开关电源中，正激式和反激式有电路拓扑结构简单，输入输出电气隔离等优点， 广泛应用于中小功率电源变换场合。与正、反激式相比，推挽式变换器变压器利用率高，输出功率较大，基本不存在励磁不平衡的现象。因此，一般认为推挽式变换器适用于低压，大电流，功率较大的场合。应用SG3525设计一套用于正激电路的低压大电流变换器及其控制系统，并通过Pspice仿真验证其闭环控制性能。基本要求1. 了解正激变换器的基本原理，建立推挽正激式低压大电流DC-DC变换器的Pspi

3、ce仿真模型；2. 基于SG3525的特性设计PI控制闭环系统，给出控制参数的设计过程；3. 仿真验证控制系统的性能。参考资料1. 基于SG3525控制的双管正激变换器2. SG2525A-REGULATING PULSE WIDTH MODULATORS3. 脉宽调制电路SG3525AN原理与应用4. SG3525在开关电源中的应用周 次第 周第 周第 周第 周第 周应完成的内容查阅资料、分析原理建立正激式DC-DC变换器的Pspice仿真模型闭环控制参数的设计与整定；仿真验证；撰写论文准备答辩指导教师：职称： 年 月 日系级教学单位审批： 年 月 日 Abstract 摘要随着电力电子变换

4、器在通讯系统的广泛应用，低压大电流功率变换器成为一个重要的研究方向。文章详细介绍了双管正激变换器的拓扑结构及工作原理，阐述了其拓扑结构的特点。利用状态空间平均法推导出该变换器的小信号模型，以此为基础设计出电压控制模式的闭环设计思想，并指出了如何进行反馈补偿器的设计。本文采用电压型控制，对该控制方案做了详细的分析和设计。对于高频整流环节，由于传统的二极管整流电路正向压降大而导致损耗大，极大地影响整个变换器的工作效率，而无法满足低电压大电流开关电源高效率、小体积的需要。新一代的功率MOSFET由于具有导通电阻极低的特点而成为低电压大限流功率变换器的首选整流器件。本文介绍了利用功率MOSFET构成同

5、步整流电路的工作原理、驱动方式，并对整流MOSFET的双向导电特性进行了说明。关键词双管正激；电压型控制；同步整流AbstractWith the power electronic converters in communication systems widely used, low-voltage high-current power converters to become an important research direction. The article describes in detail a two-transistor forward converter topology

6、 structure and working principle, the characteristics of its topology. State space averaging method to derive the small-signal model of the converter, as the basis for the closed-loop voltage control mode design ideas, and pointed out how the design of feedback compensators. In this paper, voltage c

7、ontrol, the control program to do a detailed analysis and design. The link for the high-frequency rectifier, the forward voltage drop of the diode rectifier circuit big lead to loss, which greatly affect the efficiency of the converter, unable to meet the needs of low-voltage high-current switching

8、power supply high efficiency, small volume. A new generation of power MOSFET with low-resistance characteristics to become the preferred deadline flow of low-voltage power converter rectifiers. This article describes the use of power MOSFET synchronous rectifier circuit works, drive way, two-way ele

9、ctrical properties and rectifier MOSFET are described.Keywordstow-transistor forward converter；Voltage mode control Synchronous rectificationII 目 录摘要IIAbstractIII第1章 绪论11.1 开关电源的发展11.2低电压、大电流的开关电源的开发11.3 本章小结3第2章 双管正激的拓扑结构及原理分析42.1 主电路构成42.2工作原理42.3电容C的作用52.4正激变换器的小信号模型的推导与分析52.5电压型控制112.6开关电源的频域建模1

10、22.6.1 电气系统建模122.6.2 系统的稳定性和稳定裕度132.6.3电压型控制正激变换器142.6.4 普通误差放大补偿器的设计162.6.5 极点零点补偿器162.7本章小结19第3章 同步整流管双向导电特性及整流损耗分析203.1 同步整流技术介绍203.2肖特基整流管的损耗分析203.3同步整流的工作原理和特性213.3.1 同步整流的基本工作原理213.3.2同步整流管的主要参数233.4同步整流的驱动方式243.4.1 外驱动与自驱动同步整流243.4.2电压型自驱动同步整流253.4.3 电流型自驱动同步整流283.5 SR 的控制时序与同步整流电路293.6 本章小结3

11、1第4章 主电路及控制电路参数的设计314.1 主电路参数设计314.2控制电路参数设计334.3补偿网络(误差放大器)374.4 本章小结38第5章 实验结果及分析38结论41参考文献42致谢43附录144附录245附录348附录455附录571第1章 绪论第1章 绪论1.1 开关电源的发展 按电力电子的习惯称谓，AC-AC称为整流，DC-DC称为逆变，AC-AC称为交流-交流直接变频，DC-DC称为直流-直流变换器。为达到转换目的，手段是多样的。20世纪60年代前，研发了半导体器件，并以此器件为主实现这些转换。电力电子科学从此形成并有了近30年的迅速发展。所以，广义地说，凡用半导体功率器件

12、作为开关，将一种电源形态转变成为另一形态的主电路都叫做开关变换器电路；转变时用自动控制闭环稳定输出并有保护环节则称为开关电源（switching power supply）。开关电源主要组成部分是DC-DC变换器，因为它是转换的核心，涉及频率变换。目前DC-DC变换中所用的频率提高最快，它在提高频率中碰到的开关过程、损失机制，为提高效率而采用的方法，也可作为其他转换方法参考。本文研究的对象为双管正激变换器，它是一种直流功率变换器，直流功率变换器按输入与输出之间是否有电气隔离可分为两类：非隔离直流变换器和隔离直流变换器。隔离直流变换器通常是在非隔离变换器拓扑的基础上，加入变压器实现输入输出间的电

13、气隔离。1.2低电压、大电流的开关电源的开发（1）低电压、大电流变换器的要求数据处理系统的速度和效率日益提高，新一代微处理器的逻辑电压低达1.1-1.8V，而电流50-100A，其供电电源低电压、大电流输出DC-DC变换器模块，又称为电压调整器模块（VRM）。新一代未处理器对VRM的要求是：输出电压很低，输出电流大，电流变化率高，响应快等。（2）双管正激电路的特点及发展现状单管正激式和反激式开关电源的高频变压器只工作在磁滞回线的第一象限，只有单一方向的磁通，利用率不高；推挽式电路的按对称转换的原则工作，两个开关管轮流导通，磁芯双向磁化，但是每一时刻原边只有一个绕组有电流流过，绕组的利用率和效率

14、较低，如果副边绕组也带中心抽头，则绕组利用率更低；半桥式变换器的开关管在开关时开关电压值减小为直流输入的一半，但与推挽式变换器相比，输出相同的功率，开关管导通时的电流增加了一倍；全桥式变换器的变压器与半桥式变换器一样都工作于一、三象限，磁芯双向磁化，变压器的利用率较高，理论上开关管电压应力为输入电压，输出相同功率，开关管流过的电流为半桥式变换器的一半，因而可以应用在较大功率的场合。但是推挽式、半桥式、全桥式变换器均存在变压器磁通不平衡即直流偏磁问题，这是由开关管的开关特性差异或驱动的不对称引起的，需要采用电流型控制策略或在变压器初级串入一隔直电容加以抑制。双管正激变换器由于结构简单、可靠性好、

15、成本低廉、在工业领域的大中小功率场合得到了广泛的应用。双管正激变换器把两只开关管串接起来使用，变压器原边串接在两个功率管中间，并在两个功率开关管与变压器两端并联一个二极管，使开关管上承受的电压为输入电压的1/2，降低了开关管的电压应力，较单管正激变换器相比更适应与输出大功率场合，而且其磁复位也比单管正激变换器容易。而和反激变换器相比，其变压器不再起点感作用，而是一个完全意义上的变压器，只起输入输出隔离和电压变化的作用，只储存激磁所需的少量能量。双管正激变换器的自身结构可以看作是有一个开关管跟一个二极管串联组成的两个桥臂构成，所以不存在桥臂直通的问题，相对于全桥、半桥变换器来说可靠性好。随着DC

16、-DC变换器技术的发展，软开关、谐振变换技术的应用，DC-DC变换器电路的工作方式，从最初的硬开关PWM式，向谐振式和谐振PWM式方向发展。每一种工作方式都有它的优点和不足，往往适用于某一种或应用场合。正激变换电路适用于小功率DC-DC变换器中，而且其控制方便等优点而得到广泛的应用。（3）同步整流在开关电源中的应用随着超大规模集成电路的集成度越来越来高、尺寸不断减小、工作频率不断提高和功耗不断降低，其供电电源的电压也随之要求越来越低、电流却不断增大。例如新一代高速数据处理系统要求电源输出80-100A，0.8-1.2V。输出电压为3-5V的DC-DC开关变换器，一般采用肖特基势垒二极管作为输出

17、整流管，由于材料物理特性和制造工艺水平的限制，其正向压降约为0.3-0.6V、甚至达到1V，大电流时的通态功耗很大在输出电压低于3V的开关变换器的总损耗中将占主要比重，例如可能达到50%。而现代高速集成电路的电源电压，以降低到几乎可以和SBD正向电压科比的程度。SBD不能满足低压大电流输出变换器的效率要求，利用功率MOS管导通时正向压降小的特点，降功率MOS管反接，可以作为低电压输出开关变换器的功率整流二极管使用，称为同步整流管。1.3 本章小结本章对于开关电源的发展做了一些概括，对低压大电流的开关电源的发展现状做了介绍。对双管正激变换器的特点及现状做了说明，并且将双管正激电路和其他的拓扑电路

18、进行的简单的对比。3第2章 双管正激拓扑结构及结果分析第2章 双管正激的拓扑结构及原理分析2.1 主电路构成在开关电源中，单晶体管正激变换器由于晶体管承受电压高容易击穿，所以可以用两个晶体管串联起来来作一个管子用，这在高电压晶体管较少的早期不失为常用办法之一。如果加上D1、D2二极管，如图2.1接线，则组构成双晶体管正激变换器。由于目前工艺水平，主开关管的工作电压不能太高，400V左右的管子价格低廉一些，用在图2.1所示的电路中是十分合适的。图2.1 双管正激主电路图2.2工作原理下面对照电路图对电路原理进行说明。Q1、Q2同时导通或同时关断。在导通时 电源电压Vin加到变压器T的原边绕组上。

19、在稳态下，由于上一周期工作时电感线圈L已建立的电流，通过D4进行导通，构成了负载Io的续流电路。新周期开始，副边绕组由于原边绕组Q1、Q2的导通有了感应电动势。副边绕组、二极管D3很快建立电流，其速度受制于变压器和副边电路的漏感。因为在导通瞬间Lo上流过的电流Il保持不变。所以，由于D3的电流建立，二极管D4的电流必随之等同的快速减小。当D3中的正向电流增加到原先流过D4的电流值时，D4则转为关断，而且L的输入端电压将增加到副边席线圈电压Vs（减去Vd3）。与此同时开始了正激能量传递状态。前面的动作时间只占到整个传递期间期间非常小的部分，其大小依漏感而定。一般电流在1us内，就建立，但是在低压

20、大电流传递时，漏感影响电流的建立非常明显，甚至大到占了全导通期间的相当大的比例。这时就影响了能量的传递。因此漏感应尽可能的小。一般情况下，在导通期间的大部分，LC滤波器上电压为(Vs-Vo)，电流Il按公式计算为：这个副边绕组电流可以按一般变化关系式：n=Np/Ns折算到原边绕组。即：Ip=Is/n除了这个折算副边电流外，一个原边电感Lp所定义的磁化电流将流过原边线圈。此次化电流使变压器的磁区存储能量，并且这个存储能量在关断瞬间产生反激作用。线路中，通过二极管D1、D2的导通，Q1、Q2电压都限制在Vs值上。因为此回馈电压与原来正向电压近似相等，所以储存能量的回馈时间约等于之前的导通时间（伏秒

21、值相等）。因此对于这种形式的电路，导通与关断时间各占周期的50%。在主开关管关断瞬间，副边绕组电压反响，且整流二极管D3关断。在L反激下D4导通。构成续流回路。D4导通后，副边上端电压与负载端“-”相同。Lo两端电压即为负载端电压Vo。由于带载缘故Il续流逐渐减小，降到原来启动值时，主开关管又导通，又开始了新的工作周期，如此周而复始。2.3电容C的作用电容C的主要作用是减小输出电压和存储一定的能量。电容C中的ESR和ESR对于零极点的配置还是有相当大的影响的，在设计样机时会对它的影响进行简单介绍并且进行解决。2.4正激变换器的小信号模型的推导与分析由于双管正激变换器的两个开关管是同时开通和关断

22、的，因此其工作过程和单管正激变换器几乎没有区别，而正激变换器又是从 Buck 变换器变化而来，Buck 电路如下图所示。在 Buck 变换器的基础上添加一个变压器以实现电气隔离和能量传输即可得到正激变换器。因此分析 Buck 变换器模型可以得到正激变换器的具体工作过程。为了获得 Buck 开关变换器的基本工作特性而又简化分析，假定以下理想条件成立：（1）开关管 T 和二极管 D 从导通变为阻断，或从阻断变为导通的过渡过程时间均为零，且通态电压为零，断态漏电流为零；（2）在一个开关周期中，输入电压 Vin 保持不变，输出滤波电容电压即输出电压 Vo 有很小的纹波，在分析开关电路变换特性时，可认为

23、 Vo 保持不变，其值为输出的直流电压平均值 Vo；（3）电感和电容均为无损耗的理想储能元件；图2.4 buck电路原理图图2.5 开关管导通时等效电路图（4）线路阻抗为零。图 2.4 所示电路在一个周期的Ton时间和Toff 时间内等效电路图分别如下图 2.5、2.6 所示。下面以此电路模型为基础推导 Buck 的状态空间表达式。假设电感电流连续，则Ton 时间内，电感电流线性增加， （2-1） （2-2）图2.6 开关断开时等效电路图T 时间内，电感电流线性减小，依图 2.6（b） （2-3） （2-4）以IL、Vc为状态变量，分别列出T on、T off时间内状态方程表达式。在0s t

24、dT期间： （2-5） （2-6）简写成 （2-7） （2-8）在dT<=t<=Ts期间 （2-9） （2-10）简写成 （2-11） （2-12）将式（2-11）、（2-15）按占空比的影响求平均值，得到下式 （2-13）同理可得 （2-14）式中现在对基本状态平均方程组施加扰动， 将以上式子代入式（2-17）、（2-18）得：（2-15） （2-16） 将稳态分量与扰动分量分离成二组方程，其中稳态方程即为式（2-17）、（2-18），扰动方程如下，（2-17）式（2-16）、式（2-17）有、两项，故是非线性化方程，为了线性化，假设动态分量远小于稳态量，即，则、可以忽略，同时记

25、，因此上两式可以化简为： （2-18） （2-19）上两式即为动态低频小信号状态平均方程，是一个线性非时变方程，将它进行拉氏变换，转至 S 域： （2-20） （2-21） 求解得， （2-22） （2-23）由上两式可求得各传递函数 （2-24） （2-25） （2-26）据此可以绘出波德图进行校正分析。另外从稳态方程（2-17）、（2-18）可求解得静态解 （2-27） （2-28）式（2-29）（2-34）即为状态空间平均方程的小信号动态解和静态解。它以解析形式描述了低频小信号扰动下的特性，但还不够直观，如果以为电源，为输出，可以绘出状态空间平均法等效电路。适用于 Buck、Boost

26、和 BuckBoost 三种基本电路的标准化等效电路模型如下图 2.7 所示。研究表明，Buck、Boost 和 BuckBoost 变换器，用小信号方程及等效电路观点来看其结构时，都是相同的，不同点只是电路中各元件值及电路方程所对应的常数值不相同而已。所以可以得到一个重要的概念：任何一种工作方式的开关变换器的小信号模型，都可以用有相同的拓扑结构和相同类型的电路元件来表示。图 2.7 连续工作模式下变换器的小信号模型可以看到上图将电路分成三个部分，每个部分表示了开关电源的固有特性。第一部分表示对于小信号d 的控制特性；第二部分表示直流变压隔离器模型，其变比为电压增益 M ( d )；第三部分表

27、示开关电源所用的低通滤波器，其参数为H e。通过式（2-29）（2-34）可得到 Buck 电路的如图 2-8 所示小信号模型的具体参数，又由于正激变换器只是添加了隔离变压器到 Buck 电路，通过绕组折算的方法可得到正激变换器的小信号模型如下图所示，观察可知匝比只是改变了模型中M、E、J 因子。则由上图知正激变换器的动态小信号传递函数为：式（2-36）又被称为控制到输出的传递函数，式（2-36）中 n 为变压器变比N2/N1。2.5电压型控制电压型控制VMC（Voltage-mode control）是开关变换器最基本的一种控制方式，属于单闭环负反馈控制方式。为了触发、驱动开关变换器的功率开

28、关管，需要将连续信号调制为脉冲信号，其中脉宽调制，简称PWM（pulse width modulation），是开关变换器常用的一种调制模式。也可以采用其他调制方式，如脉冲频率调制模式，简称PFM（pulse frequency modulation）等。脉宽调制模式控制的原理是：变换器的输出电压被检测后，与给定（基准）值Vr相比较，电压误差信号经电压调节器（放大器）放大后，生成控制信号Vc，作用于脉宽调制电路，将模拟电压信号转变为开关脉冲信号，驱动功率开关管。因为脉冲信号宽度随Vc而变化，从而改变输出电压，构成单闭环反馈控制系统。开关信号的频率是不变的，导通脉冲宽度（简称脉宽）为DT，D为占

29、空比，T为开关周期。图2.9所示为DC-DC PWM变换器的电压控制原理框图，该系统包括主电路和控制电路。控制电路通常采用专用集成控制器，除了脉宽调制外，还有过电压保护、过电流保护、前馈控制（一种开环控制）以及软启动等电路环节。脉宽调制器是一个比较器，将控制信号Vc与频率一定的锯齿波电压进行比较，产生脉冲序列，如图2.10所示。因此在集成控制电路中还包括一个频率一定的时钟信号和锯齿波发生器，时钟频率决定了PWM变换器的开关频率。设锯齿波电压幅值为Vm，锯齿波宽为T（决定了开关周期）控制信号Vc与锯齿波又一次相交，决定了这时的PWM输出，脉冲宽度dT。可见，在相交点Vo/Vi=D。DC-DC开关

30、变换器的输出-输入电压比Vo/Vi与占空比D有关，即Vo/Vi=f(D)。任何原因使负载电压Vo变化时，由于系统的负反馈控制作用，PWM输出脉冲宽度（即占空比D）自动调整，从而自动实现稳压，使Vo的变化保持在给定值附近的容许范围之内。图2.9 DC-DC变换器电压型控制原理框图2.10 脉宽调制器PWM原理2.6开关电源的频域建模2.6.1 电气系统建模方框图是自动调节（控制）系统中个单元的功能和信号流的一种图解，也是一种数学模型，它表示个单元间相互关系和信号流动的情况，方框图并不等同于图系统的结构框图，图2.11是一个单环控制的开关电源系统方块图，方块图可用以分析小信号扰动作用下系统的瞬态性

31、能。方块图中，每个单元是一个方块，用传递函数G（s）描述方块的输出Y（s）输入信号X（s）的关系：G(s)=Y(s)/X(s)图2.11 单环控制的开关电源系统方框图图2.11中，负载电流和输入电压是小信号扰动。G（s）=K1（s）K2（s）Go（s）为开关变换器的控制输出传递函数。K1（s）和K2（s）是电压控制器和脉宽调制器（PWM）的传递函数，K2（s）近似与锯齿波幅值成反比。K2(s) = =1/VmH（s）为电压检测器的传递函数；Z（s）为开关变换器的等效输出电阻抗。为给定的基准电压。开环系统的传递函数和闭环系统的传递函数是不同的，前向通道的传递函数为G（s），反馈通道的传递函数为H

32、（s）。系统的开环传递函数为G(s)H(s)。闭环传递函数为/=G(s)/1+G(s)H(s)，闭环传递函数的分母多项式称为系统的特征多项式。 2.6.2 系统的稳定性和稳定裕度设计一个自动调节系统，首先要保证其稳定性，并使系统有足够大的稳定储备，即在对数频率特性图上表现出足够的稳定裕度，包括增益欲量，其定义可在系统的开环频率上了解。增益裕量：式中的w1相频特性曲线穿越-180度时的频率，称为相位交越频率。以分贝数表示的Kg>0时，系统是稳定的。相位欲量为=180°+G(jc)式中c幅频特性曲线穿越0db时的频率，称为增益交越频率或穿越频率，由G(jc) =1求得。与阻尼比相关

33、。对于二阶闭环系统，不同的的相应计算见表。00.20.40.60.81023°45°60°70°75°当=0时，相频特性正好在c处穿越-180°，即c=1，则=0.即系统稳定裕量为零，这时的时域响应为等幅震荡。<0，Kg<0系统是不稳定的。一般要求所设计的系统，增益裕量大于6db，相位裕量为30°60°，如果稳定裕量过小，则系统阶跃响应的震荡次数较多，超调量加大；如果稳定裕量过大，则系统响应太慢，调节时间长。 2.6.3电压型控制正激变换器这类拓扑包括用传统电压控制方法的Buck、正激式、推挽式、半桥和

34、全桥电路。典型的电路如图2.12所示。图中使用了一个变压器。第一步要确定系统的直流增益，即增益曲线的起点。直流增益可以用下式求得：Adc=Vout/Vi=（Vin/Vc）*（Nsec/Npri）式中Vc三角波发生器的输出电压峰峰值。把直流增益转换成分贝表示就是Gdc=20log（Adc）Gdc就是博德图上的起始点。图2.12 典型控制的正激变换器的控制到输出特性模型主极点是由输出LC滤波器发生的，它表现为一个双重极点，这个双重极点上“Q”现象通常可以忽略。在频率超过转折频率后，增益是以-40dB下降的。相位在1/10转折频率处就开始有比较明显的滞后了，到10倍转折频率时就滞后了180°

35、;。双极点的位置由下式决定： （2-37）式中Lo和Co输出LC滤波器的电感值和电容值，单位为H和F。如果多路输出的电源，滤波器的值要采用被检测量最大的输出上的值。接下来是由输出滤波电容等效串联电阻ESR与输出滤波电容本身引起的零点，该零点转折频率为： （2-38）该零点在控制到输出特性上，使高于转折频率处的增益和相位增加，这会引起电源系统的稳定性问题。不幸的是，很多电容厂商并没有给出它们的电容的ESR值，通常输出滤波电容引起的零点范围如下：电解电容：15kHz钽电容：1025kHz从这里可以看到，选择不同的输出滤波电容会改变控制到输出特性，输出滤波电容有时会对电路的稳定性产生很不利的影响。电

36、压型控制的正激式变换器的控制到输出特性见图2.13图2.13电压型控制正激式变换器的控制到输出特性2.6.4 普通误差放大补偿器的设计再设计误差放大补偿器时，要遵循下面四条规则。只要合理地遵循这四条规则，就可以设计出比较好的补偿器。1、 在所有增益大于0dB的频率处的闭环相位不要超过-360°。2、 闭环增益的穿越频率尽可能高，这样就可以提高系统的暂态响应。3、 闭环的直流增益尽可能大，这样可以提高系统的调节精度。4、 通常闭环增益曲线斜率以-20dB/dec下降。另外要考虑的是，所使用的运算放大器数据手册上提供的增益带宽，如果运算放大器的工作频率很低，设计出来的补偿器有可能不能工作

37、。本次设计中的电压型控制正激变换器最适合的补偿器类型为单极点单零点形式的。2.6.5 极点零点补偿器这种方法用在具有单极点滤波响应的拓扑中。该补偿器有直流增益大、相位超前的特性，这也给设计者提供了对电源补偿器进行修正的可能。补偿器的电流图和伯德图见图2.14。 这种补偿方法在直流处有一个极点，通过提高误差放大器的开环增益来改善输出调节性能。在输出滤波器最低极点频率或以下引入一个零点，以补偿滤波器几点引起的相位滞后。这实际上是减少误差放大器零点与极点间的相位滞后量。这种补偿器在理论上相位上限为-180°（也就是使相位增加了+90°）.相位增加的地方应该设计在控制到输出特性相位

38、滞后最严重处。补偿器的最后一个极点用来衰减高频分量，以抵消输出滤波电容ESR引起的零点作用。闭环伯德图见图2.15。在设计补偿器之前，要先确定控制到输出特性的直流增益。在计算这些值时，要用最大输入电压来计算，这样计算出来的才是最大直流增益（最坏环境）。接着确定最大的闭环增益穿越频率，这个频率小于开关频率的1/5比较合理。图2.14 极点-零点补偿方法闭环增益的穿越频率确定后，就要确定在穿越频率处是控制到输出特性增益曲线提升到0dB所需要增加的增益量。图2.15 极点-零点补偿器用在电压变换器的例子接下来的工作是确定误差放大器的补偿零点和极点的位置。零点设计在滤波器呈现出来的最低极点处。这是由于

39、电压型控制正激变换器极点的频率位置随负载等效电阻变化而变化。负载最轻时，极点的频率位置也最低。误差放大器的高频补偿极点设计在控制到输出特性曲线上由于滤波电容ESR引起的零点频率处。简而言之：这些确定后，就可以计算各个器件的参数了。由于输入电阻R1就是反馈电压的分压器上端电阻，是已知的。反馈补偿器的参数可以根据下面的一些式子计算：式中Axo在穿越频率处所需要提供的增益绝对量（不是dB值）。误差放大器提升的相位量如下：相位的提升量与误差放大器这一对零点-极点间的距离成比例，但这是次要的，因为误差放大器的极点和零点主要是用来补偿控制到输出特性中最坏情况下的零点和极点。由于ESR引起的实际零点与电容厂

40、商和型号有关，如果相位裕度低于30°（也就是滞后-330°），就要改变补偿器极点位置。2.7本章小结本章对于双管正激主电路进行了原理分析，对于其小信号模型进行了介绍，对于补偿网络也进行了相应的说明，对于以后设计一个电源模型做了铺垫。37第3章 同步整流管双向导电特性及整流损耗分析第3章 同步整流管双向导电特性及整流损耗分析3.1 同步整流技术介绍 随着超大规模集成电路的集成度越来越高、尺寸越来越小、工作频率不断提高和功率损耗不断降低，其供电电源的电压也随之要求越来越低、电流却不断增大。例如新一代高速数据处理系统要求电源输80100A，0.81.2A。输出电压为35V的DC-

41、DC开关变换器，一般采用肖特基势垒二极管（schottky barrier diode,SBD）作为输出整流管，由于材料物理特性和制造工艺水平的限制，其正向压降约为0.3-0.6V、甚至达到1V，大电流时的通态损耗很大，在输出电压低于3V时的开关变换器的总损耗中将占主要比重，例如可能达到50%。而现代高速集成电路的电源电压，已降低到几乎可以和SBD正向压降可比的程度。SBD不能满足低压大电流输出变换器的效率要求，利用功率MOS管导通时正向压降小的特点，将功率MOS管反接，可以作为低电压输出开关变换器的功率整流二极管使用，称为同步整流管。3.2肖特基整流管的损耗分析SBD作为DC-DC变换器输出

42、整流二极管时，其功耗可分析如下。设DC-DC变换器输出电压为Vo，SBD正向压降为Vf。为简化分析，不考虑输出整流电路的开关损耗，可得：Pf/Po=Vf*If/（Vo*Io） （3-1）式中Pf与Po分别为SBD功耗DC-DC变换器输出功率。对于某些整流电路，如中点抽头全波整流，有：If=Io （3-2）故有：Pf/Po=Vf/Vo （3-3）即Vf/Vo反称为应了功率比Pf/Po大小。表3-1给出SBD（假设Vf=0.4V）作用DC-DC变换器的输出整流管时，整流损耗与输出功率的比值表3-1 SBD（Vf=0.4V）作用输出整流管时的整流损耗；由表3-1可见，在DC-DC变换器中应用SBD作

43、为输出整流管，当Vo降到0.8V时，即使SBD的Vf低至0.4V，整流损耗仍高达输出功率的50%。可见，降低整流损耗成为提高低压输出DC-DC变换器效率的关键。Vo/V53.30.8Pf/Po=Vf/Vo（%）812503.3同步整流的工作原理和特性功率MOSFET器件（以下简称功率MOS管）制造技术的迅速进步，使低压功率MOS管的通态电阻Rds on可以达到足够的水平，使得在很大的导通电流下，其等效正向压降也很小。因此，从20世纪80年代初开始，国际电源界研究开发同步整流技术，即用通态电阻很低的功率MOS管反接，代替SBD，用于低电压大电流输出的DC-DC变换器中，称为同步整流管（synch

44、ronous rectifuer，SR），目的是减小整流损耗。20世纪80年代初，日本电气公司就已经开发了用作SR的MOS管，通态电阻为13m，输入电容为6.3nF，体二极管反向恢复时间Trr=300ns，击穿电压为60V，门极控制电压15V。近年来，专门开发的低Rds on已经可以低至1-2m，门极控制电压可以降低至5V以下。3.3.1 同步整流的基本工作原理图3.1给出N沟道MOS管构成的同步整流管SR和SBD整流管的电路图形符号，整流二极管有两极:阳极A和阴极K。功率MOS管有三极：漏极D、源极S和门极G用作同步整流管时，降功率MOS管反接使用，即源极S接电压正端，相当于二极管的阴极A；

45、漏极D接电压负端，相当于二极管的阴极K；当功率MOS管在门极G信号作用下导通时，电流有源极S流向漏极D。而功率MOS管作为开关使用时，漏极D接电压正端，源极S接电压负端；导通时，相当于开关关闭，电流漏极流向源极。图3.1 MOS管符号和二极管符号同步整流管源漏间有寄生的体二极管，还有输出结电容（此处未画出），驱动信号加在门极和源极（G-S）间，是一种可控的开关器件。SR关断时，电流仍可以由体二极管流通。不过，SR体二极管的正向导通压降和反向恢复时间都比SBD大得多，因此，一旦电流流过SR的体二极管，则整流损耗将明显增加。由于同步整流是由可控的三端半导体开关器件实现，因此，必须要有符合一定的时序

46、关系的门极驱动信号控制它，使之像二极管一样地开通和关断。驱动方法对SR的整体性能影响很大，因此门极驱动信号往往是设计同步整流电路必须解决的首要问题。例如，SR开通过早或过晚，可能造成短路，而开通过晚或关断过早，又使SR的体二极管导通，使整流损耗和器件应力增大。综上所述，当功率MOS管反接时可以作为SR使用，其特点是：（1） SR是一个可控的（三级）开关器件，在门极和源极间家驱动信号，可以控制功率MOS管源极S和漏极D之间的通、断。（2） 门极驱动信号和源极电压同步，例如源极为高电平时，驱动信号也是高电平，MOS管导通；反之，源极为低电平，MOS管关断；则自然实现了整流，电流只能源极S流向漏极D

47、。由于是通过门极信号和源极电压同步来实现整流，因此这种整流称为同步整流。（3） 用于开关变换器中的同步整流管代替SBD在为整流管或续流管工作时，必须保证门极有正确的控制时序，使其工作于开关变换器的主开关管工作同步协调。因此不同的开关变换器拓扑，同步整流管的控制时序是不同的。同步整流管的控制时序将在以后介绍。（4） 在功率MOS管反接情况下，它固有的体二极管极性确是正向的。有时要利用它先导通，以便到过渡到功率MOS管进入整流状态。但由于体二极管正向压降大，常常不希望它导通或导通时间太长。 3.3.2同步整流管的主要参数功率MOS管用用作同步整流，在三个关键参数：功耗、阻断电压、体二极管的回复时间

48、。1.功耗 SR的功耗可用公式近似表示为： （3-4）式中 第一项正向通太损耗，Ifms为正向电流有效值；Rdson功率MOS管通态电阻；第二项开关过程中功率MOS管输入电容充放电引起的损耗，其中f为开关频率；Ci等效输入电容；Vgs门极驱动电压。由式可以看出，功耗与Rdson和Ci有关，工程上用两者乘积表示SR的损耗大小：K=Rdson*Ci式中K损耗因数，单位为nFm。为了减小通态电阻，可以将几个低低压功率MOS管并联组成SR。但在高频时，多管并联后寄生电容也成倍的增大，因而输入电容充放电引起的损耗将大幅增加。2.体二极管的恢复时间和正向压降 功率MOS管的寄生二极管，称为体二极管，其恢复

49、时间与存储在体二极管内的多余电荷成正比。体二极管的通态损耗与其正向压降Vf成正比，一般SR的体二极管的正向压降约为1V，远大于功率MOS管本身的正向压降。因次为了减少体二极管产生的附加损耗，在运行过程中，应使负载电流尽量避免流过SR的体二极管；即使有电流流过，也要尽量减少在体二极管中的流通时间。另外，如果体二极管能保持阻断状态，SR可以很快关断，有导通状态转换到关断状态的时间很短。3.阻断电压 和SBD相比，SR可以承受更高的阻断电压。但是对于同一系列的SR，额定阻断电压越高、Rdson越大。3.4同步整流的驱动方式SR 的驱动方式从不同的角度出发有不同的分类方法，如外驱动和自驱动、电压自驱动

50、和电流自驱动等。从同步整流管的工作方式来说，又可以分为同步开关方式和有源二极管方式。同步整流的栅极驱动电路的设计是决定SR 正常工作和良好性能的关键。3.4.1 外驱动与自驱动同步整流所谓外驱动，是由外部的控制电路通过计算或根据电路的状态，确定功率MOSFET的驱动时间，然后由一专门的控制IC驱动同步整流管。外驱动电路具有一些优点，如：可以提供比较精确的控制时序，使同步整流管的驱动信号和理想的驱动波形一致；驱动信号不受输入电压或输出电压变化的影响，能提供高质量的驱动波形。但是电路结构复杂、所用的元件多、成本高、驱动电路有损耗、开发周期长，因而限制了外驱动同步整流方式的广泛应用。目前，对于12V

51、以上至20V左右的同步整流，则多采用控制驱动IC。现已开发出了一些外驱动控制芯片，比如ST公司的STSR2和STSR3，可以很好地用于正激和反激变换电路；Linear Technology公司的LTC1681和LTC1698，用于双管正激电路的同步整流驱动；IR公司的IR1175，可直接从变换器副边取得外驱动控制信号。自驱动同步整流即是在主电路中直接获取驱动信号，驱动同步整流管。相比较来说,自驱动同步整流的电路所需的元件数量较少，结构简单；同时由于自驱动同步整流续流二极管靠复位电压驱动,所以工作特性受功率变压器的复位方式影响。理想情况是变压器的复位时间与主开关管的关断时间相等，这时输出电流就能

52、在整个关断期间内通过同步整流管续流。由于漏源极间PN结的存在,使MOSFET漏源极之间存在一个反向的并联体二极管。MOS管作为整流管使用时,电路拓扑要求其有反向阻断功能,因此流过电流的方向不是通常的从漏极到源极，而必须是从源极到漏极。在实际应用中,如果在换流期间一只整流管已导通,而另外一只还没有及时关断,就会造成短路,产生较大的短路电流,甚至会烧毁MOS管，因此2只整流管的驱动信号之间应保证足够的死区时间。但死区时间也要有所限制,因为在死区时间内,负载电流将从SR管的体二极管流过,完成MOSFET作为整流管的功能,如果死区时间过长,电路虽然仍能正常工作,但损耗会增加。因此,从减小损耗的角度考虑,死区时间应设置得足够小。一种简单的驱动电路是在主变压器上加两个辅助绕组，直接连接MOS管的栅源极，获得驱动信号。另一种更简单