常用的拓扑电路

1、第三章常用的拓扑电路本章介绍公司常用的一些拓扑电路。第一节BUCK降压电路BUCK电路是最简单基本电路拓扑0，这节将介绍BUCK电路的基本原理和主要元器件参数的选取。TAVs些KDi(图1BUCK降压基本电路图图2BUCK基本电路的简化模型图4开关管关断时的电路图1是BUCK降压基本电路图，它由开关管Tr、电感L、续流二极管D和输出滤波电容C组成。BUCK基本电路的简化模型如图2所示，电路的工作过程是这样的：（1）当开关管导通时，此时电路模型如图3,工作时序如图5,输入电流经过电感L为输出负载提供能最，并给电感L和电容C充电，电感储存能最；（2）当开关管断开时，此时电路模型如图4,电感、电容储

2、存的能駅被释放出來，为输出负载提供能最。如果开关管断开后电感电流在卜一个开关周期到來时已经卜降到零，称此工作模式为断续丁作模式，如果电感电流没有卜降到零，则称为连续工作模式。0iLfI!VOII0（R连续工作模式图5BUCk变换器的工作时序伏秒平衡原理：磁性元件在一个开关周期之后，磁路中的磁感应强度E回到起始处,即一个开关周期中磁感应强度的变化炭为零，表现为开关管导通时电感两端的电压与开通时间的乘积同开关管断开时电感两端的电压与断开时间的乘积相等，这就是伏秒平衡。连续工作模式卜，电路处r稳态时，电感两端的电压满足伏秒平衡，则有:(ys-VDTs=Vfl-DyTs(1)式中匕变换器的输入电压；D

3、开关管的导通占空比:Ts开关周期；V变换器的输出电压。(8)(9)根据（1）得到:V=D（2）由于DV1,所以BUCK电路是一个降压电路。根据图5,可以求出一个开关周期内，电感电流的脉动量为：V-VMl=一DTS（3）L当输出电流人斗，电路处于连续工作模式；当输出电流，电路处临界工作状态；当输出电流人丄仏，电路处J：断续工作模式。根据（3）和连续模式工作条2件，可以得到连续工作模式卜电感应满足的条件：厶(1)疔2厶(4)(8)(9)(8)(9)式中p认是输出功率。卜而來求给定输出电压纹波允许值的情况卜电容应满足的条件。根据电容电压与电容电流的关系:(5)duItW：(6)（6）中，是电容上的电

4、压脉动，40是对输出滤波电容的充电和放电电流。根据图1和图5,在两次滤波电感电流与输出负载电流相等的时刻Z间正式输出电压最低值和最高值间的转换，由（6）需要求出电流对电容的充电或者放电的电Qo由（1）和（3）可得电感电流的脉动量为:(7)则电流对电容的充电或者放电的电最Ag为:由（6）和（8）可得要使电容上的电压脉动小电容需耍满足的条件是:(3)RVo第二节BOOST升压电路BOOST升压电路是最常用的电路拓扑之一，公司里主要用J：PFC电路以及人机中的电池工作模式中的DC-DC升压。图1是BOOST变换器的基本电路，它由电感L、开关管Q、二极管D和输出滤波电容C组成，电路的工作过程如卜：（1

5、）如图2为开关管Q导通时的电路，此时电源对电感充电，电感储存能量，电容C放电为负载R提供能鼠；（2）开关管截止时的电路如图3,此时电感两端的电压极性反向,与输入电源电压极性同向，电感释放能最，既给电容充电又为输出负载提供能最。如果开关管断开后电感电流在H一个开关周期到來时已经卜降到零，称此工作模式为断续工作模式，如果电感电流没有卜降到零,则称为连续工作模式。(3)图4是电路工作时电感两端的电压波形和流过电感的电流波形图。当电路工作处连续工作模式的稳态时，满足vs平衡，由US平衡原理有：式中匕输入电压;V输出电压;Ts开关周期;D开关导通占空比。由（1）式可得到:V.1-D岭D7（匕-匕）（1-

6、巧鸟(1)(2)由FD1，所以由（2）式可得BOOST是升压电路。在一个开关周期中，电感电流的图4电感电涼和电感两端的电压波形脉动为:(3)由图4可以得到连续工作模式时的条件为:(4)其中/。是输出负载电流，由卜式决定根据（2）.（3）、（4）、（5）可得到连续工作模式时电感应满足的条件:(6)式中巳输出功率;(4)(4)开关频率;巳的表达式为:P产(4)仿照Buck变换器中给定输出电压纹波允许值的情况卜电容应满足的条件推导过程可以求得输出滤波电容满足的条件：第三节Flyback电路单端反激（Flyback）电路是一种隔离型的拓扑电路，变压器为其隔离元件，变压器的输入与输出可以不共地，以实现多

7、路输出。在公司中的电源模组中应用广泛。1、工作原理在理想条件卜分析电路的工作原理。如图1是Flyback基本电路，图2中（a）是连续丁作模式时序图，（b）是断续工作模式时序图，电路的工作过程如卜：（1）当开关管T导通时，输入电源妁给变压器初级绕组电感厶充电，变压器储存能最,变压器输出电路中靠输出滤波电容C。放电给负载心提供能崑，二极管D反偏而截止：（2）当开关管T截止时，变压器储存的能斎通过次级绕组电感厶释放出來，0,迫使二极管D导通，冬被箝位到如，电感释放的能最一方面给滤波电容C充电，同时为负载凡提供能最。当电路处稳态时，如果开关管开通时刻初级电感电流不是从零开始增长，则称此时电路的工作模式

8、为连续工作模式(CCM),图2(a)是CCM工作模式的时序图；如果开关管开通时刻初级电感电流是从零开始増长，即开关管开通前，次极电感已经将变压器储存的能量释放完，则称此时电路的工作模式为不连续工作模式(DCM),图2(b)是DCM工作模式的时序图。在连续工作模式情况卜，当电路处稳态时，变压器初级绕组电感两端电压满足平衡，由平衡原理可得：N=十(/(ID)g(1)式中匕输入直流电压；输出直流电压：变压器原边绕组厶的线圈匝数；变压器副边绕组厶的线圈匝数:D开关管导通占空比；Ts开关管的开关周期。由(1)可得到输出与输入电压Z间的关系：仏亠丄匕n-d由(2)式可见，Flyback电路是升降压型变换器

9、。与连续工作模式相比，不连续模式工作模式具有电流峰人的缺点，但它比连续工作模式应用更广泛，原因有两个：第一，连续模式本身的变压器励磁电感小而响应快，且输出负载电流和输入电压突变时，输出电压瞬态尖峰小；第二，由连续模式本身的特性(其传递函数具有右半平而零点)，必须人幅减小误差放人器带宽才能使反馈环稳定。为此来推导DCM工作模式下输出与输入电压之间的关系。由图2(b)和图1,根据平衡原理可得：NUdTsDp.UDjT,流过变压器原边绕组电感厶的电流峰值为:(4)匚是变压器原边线圈的电流峰值。在电路状态更迭瞬间，由电感电流不能突变，则有如卜等式成立:(5)稳态时，输出负载电流的平均值的平均值相等:(

10、6)由(3)(6)可以导出DCM工作模式卜输出与输入电压之间的关系:(7)ru0Xrd2txWd丿2厶由(7)可得：(8)为输出负载。临界状态时，Dp=-D.结合(4)(6)得到临界状态初级电感应满足的条件:NUjTjR他2匕(9)临界状态（2）仍满足，消去上式中的、他得到:式中人开关频率;输出负载电流;21。人(10)非连续模式下初级电感应满足的条件是:2(11)很容易推导出给定输出电压纹波允许值的情况卜电容应满足的条件为:巳(1-D)(12)上式中匕认是输出功率。2、设计步骤-确定初.次级匝数比设计变压器时设计顺序很重要,首先应确定匝比NJN因为匝比决定了不考虑漏感尖峰时开关管可承受的最人

11、关断电压应力U加。如果忽略漏感尖峰并设整流管压降为IV,则直流输入电压最人时开关管的最丿、电压应力为N几詡d+寸（匕+1）（式中眄为最人直流输入気参数选择应使石尽鼠小，以保证即使有0.3匕的漏感尖峰叠加于兀，对开关管的极限值（“心、U心、Ucev）仍留有30%的裕度。二、保证磁心不饱和且电路始终工作于DCM模式为使磁心不偏离其磁滞回线（上、卜方向饱和），必须保证变压器正负伏秒平衡。设开关管T和二极管D导通压降都是IV,则有N归-呵=（U小寸D亿（13）Ud是输入最低直流鼠，万是开关管导通的最人占空比，为变压器的复位时间，也是(19)(14)(15)(16)(17)(18)所需铜导因此次级次级电

12、流降为零所需的时间。为使变压器工作在DCM模式，必须留出0.27；的裕量，即DTs+=0.87；匕和“确定后，NJN,可由（求出，再联立（13）、（14）可得:帀=（/+1）（M/NJO87；厂（当一1）+（匕+1）的/“）三、初级电感与最小输出及直流输入电压的关系设变换器的效率为80%,则输入电压与输入功率的关系为1.25尤_%（厶：）飞tT将（4）代入（16）可得到初级电感的计算式四、开关管的电压应力和电流应力开关管电压应力已经确定，电流峰值由（4）计算。五、初级电流有效值和导线尺寸初级电流为三角波，峰值为/川，有效值为%=护变压器线圈一般采用铜线或者铜箔绕制，铜的电流密度一般取p=6.5

13、A/mm体截而积为：lnns/p六、次级电流有效值和导线尺寸次级电流为三角波，峰值为WNJN、,周期为由（14）决定,电流有效值为所需铜导体截面积为：第四节半桥逆变电路半桥逆变（halfbridgeinverter）电路具有结构简单，控制易实现，而且很重要的一点是成本较低，因此公司所有逆变电路都是采用的半桥逆变电路。本节将介绍半桥电路的工作原理和LC滤波网络设计。1、工作原理如图1,半桥逆变电路由上桥臂（包括开关管Q1和反并二极管D1）、I、桥臂（包括开关管Q2和反并二极管D2）、滤波电感L1和滤波电容C3组成。半桥逆变电路的工作过程为:（1）在逆变正半周，开关管Q1导通，电流的流向如图2,+

14、BUS释放能最为负载提供能屋,同时给滤波电感和滤波电容充电储存能耄，此时Vi处电压为匕血；（2）如图3,开关管02逆变正半周Q1导通时的电流路径Q1截止时，由J：电感电流不能突变，电感电流方向没变，电感两端的电压极性反向，二极管D2导通，Vi处的电压被箝位在-%，电感和电容放电为输出负载提供能崑；（3）如图4,在逆变的负半周，电感电流方向与正半周相反，开关管Q2导通，为输出负载提供能量,并为滤波电感L1和滤波电容C3允电，Vi处的电压为-VBUS；（4）如图5,Q2关断时，电感两端的电压极性反向，二极管D1导通，W处的电压被箝位在匕凉。d+d=1(1)L1VoGND如图6,在一个逆变周期中，设

15、厶为QI的导通占空比，d.为Q2的导通占空比，则有:逆变正半周时d+50%,d_50%:逆变过零点，d+=d_50%：逆变负半周时d+50%o在逆变周期的任何时刻，都有d+d_l,这是因为有死区存在,即存在Q1、Q2的控制信号同时为低电平的情况，目的是为了防止Q1、Q2同时导通导致土BUS短路。但死区时间占整个开关周期的比例很小，在做分析时近似认为：50Hzpgiltuitjjjpwm-unjnjnnn20KHzDutyofPWM+50%(2)vVvBUS)(3)DutyofPWM+50%DutyofPWMY50%图6个逆变周期中各处占空比所占比例由j：开关频率远人r逆变输出频率，每个开关周期

16、中滤波电感电流平均值变化鼠很小,所以可以近似认为滤波电感在一个周期中满足us平衡。在忽略死区时间时，上桥臂导通（Q1导通或者D1导通）占空比可以用Q1的导通占空比d.替代，卜桥臂导通（Q2导通或者D2导通）占空比可以用Q2的导通占空比乙替代，根据VS平衡有:（%S7。）d+耳=（匕一（一S）d工式中匕必为BUS直流电压，匕为输出逆变电压，将（1）代入（2）,可以导出:50Hz50Hz如果取(4)v?=V?smr而且v和Vbus，只耍d+、d-按照（I）、（3）、（4）所决定的值给出，输出就可以得到（4）决定的正弦电压。（3）是从开环推导而出，由J：实际系统中有负载的影响，必须用闭环控制才能实现

17、所需要的逆变输出。2、输出滤波器设计在图1中，设滤波电感L1的感值为厶，滤波电容C3的容值为C,输出负载Z阻值为R，则LC滤波网络的传递函数为：17+RC(5)LC_研1$+2歹0+0：丁nnLC式中产总为无阻尼自然振蕩角频率为阻尼50Hz50Hz比。这是个典型的二阶系统，频率特性为17vG7=理劲严呵H-+jX-网(6)式中?根据(6),可以求得対数幅频特性为:(7)厶(0)=2OlgA(0)=2Olg1(旦尸+(2)2在0=1/r的低频段，A(0)al,厶(0)0；在0?1的高频段，A(G7)l/r2cr2,厶(0)a401gm所以，低频段渐近线一条零分贝的水平线，而高频段渐近线是一条斜率

18、为-40dE的直线。这两条线相交处的交接频率为=叭，即Bode图幅频特性的转折频率。为使LC滤波网络对开关频率有明显的抑制作用，选择吧=2疋/；是开关频率,取(8)则在开关频率处的信号，LC滤波网络有40dB的衰减。通常对流过电感的最人电流脉动有耍求，为此來求最大电流脉动。Q1导通占空比按照(3)给出，则电感上电流的脉动为：v-V1vv2-V2Al=也2.1(1+丄).T=沁S(9)L2Vb2厶$由(9)可见，匕=0时，最人电流脉动为:2L2；(10)上式中，龙是开关频率。根据要求的A/g,(10)、(8)就可以确定电感感值厶和电容容值Co第五节PUSH-PULL变换器PUSH-PULL变换器

19、同Flyback变换器一样，也是利用变压器把能鼠传递到负辄由J：输出回路和输入回路可以不共地，所以可以利用变压器多个次级绕组实现多路输出。这里将介绍它的工作原理和设计。Q5C5L3-BUS圈1PUSH-PULL变换器基本电路1、工作原理如图1是PUSH-PULL变换器基本电路，它由开关管Q4、Q5,变压器Tx,输出整流二极管D1D4,输出滤波电感L2、L3,以及输出电容C4、C5组成。其中Tx是核心元件。Q4VGSQSVcsQ4DSQSVdsIQ4IQ5VD4VD3VL21120-tot2T图2PUSH-PULL电路基本工作时序图2是图1所示PUSH-PULL变换器基本电路的工作时序，稳态时在

20、一个开关周期中的工作过程为：在070时间段，开关管Q4导通，Q5截止，如图2,流过Q4的电流逐渐上升，Q波形图中，绿线是流过开关管的电流,它由红色线励磁电流和褐色线次极电流折算到初级的电流合成，此时电流的流向如图3,变压器将能最传递给BUS的同时，対L2、L3储存能嵬,电感L2、L3中流过的电流逐渐增人,L、人2的波形一致；在时间段，Q4、Q5都截止，理想状态卜,电感L2、L3释放存储的能最，对土EUS充电滤波电感电流卜降，在非理想状态卜，DI、D4不会马上导通，而是先释放二次侧漏感储存的能最，理想状态卜的电流路径如图4所示；在tlt2时间段，开关管Q5导通，Q4截止，如图2,流过Q5的电流逐

21、渐上升，/。5波形图中，黑线是流过开关管的电流，它由红色线励磁电流和褐色线次极电流折算到初级的电流合成，此时电流的流向如图5,变压器将能量传递给土EUS的同时，対L2、L3储存能量，电感L2、L3中流过的电流逐渐增人，/口的波形一致；在tlT时间段，Q4.Q5都截止，理想状态卜，电感L2、L3释放存储的能鼠，对土EUS充电滤波电感电流卜降，在非理想状态下，D3、D2不会马上导通，而是先释放二次侧漏感储存的能最，接着再D3、D2导通，理想状态卜的电流路径如图4。图3Q4导通Q5截止时电渝路径LJ2-BUSLJL湃能.对+BUS&-BUS充电DlJD2,D3JD4同吋导1理想状态）图4Q4.Q5都

22、截止时电涼路径在稳态工作情况卜，设输入电池电压为匕输出滤波电容上的电压为%，开关管Q的导通占空比为D，输入绕组的匝数为2“、输出绕组的匝数为血，忽略开关管的导通压降和二极管的导通压降，则有:N（1）由（1）得到：VN沁=丄2D（2）人Np（2）为输入输出电压与变压器原边绕组和副边绕组匝数同开关管导通占空比的关系。L2Q4,BAT|Wh将次侧Txl将能量至+BUL2储能-Txl将能量传至石US拼对L3储能图5开关管Q5导通、Q4截止时电疣路径2.PUSH-PULL中的磁通不平衡PUSH-PULL电路稳态工作时，变压器磁心中的磁感应强度B必须工作在以B-H图形的原点为中心的滞回曲线上，否则将导致磁

23、通的不平衡，磁滞回线偏离原点，最终到达饱和区。饱和区的磁心不能承受电压，当相应的开关管再次导通时，开关管将承受很丿、的电压和电流，导致开关管损坏。PUSH-PULL电路中导致磁通不平衡的原因是：Q4、Q5驱动电路的差异，使得Q4、Q5导通时间不一致；或者Q4、Q5的导通压降不一致，导致正负半周期变压器原边两个绕组上承受的真实压降不一致导致导通时的置位伏秒数与关断时的复位伏秒数不相等。图6是变压器初级绕组中心抽头电流波形图，（a）是变压器初级半绕组伏秒数相等情况卜的电流波形，此时变压器磁心工作在以Q4onQ5onQ4onQ5on（b）变圧器初级半绕组的伏秒数不相等图6变圧器初级绕组中心抽头电涼波

24、形B-H平面原点为对称中心的磁滞回线上；（b）是变压器初级半绕组伏秒数不相等情况卜的电流波形，此时变压器磁心工作的磁滞回线対称中心已偏离原点；（c）也是变压器初级半绕组伏秒数不相等情况卜的电流波形，此时变压器磁心工作的磁滞回线対称中心已严重偏离原点，已经接近磁滞回线的饱和区。如果初级绕组中一边的伏秒数总是比另一边的伏秒数人，如果没有校正措施，经过若干开关周期后，磁心将偏离线性工作区而工作在饱和区，导致开关管承受人电压和丿、电流烧毁。这正是PUSH-PULL拓扑电路的缺陷所在。为克服PUSH-PULL电路磁通不平衡，可以采取以下措池：一、磁心加气隙在变压器的磁心中加入气隙后，保持了原有磁滞回线的

25、矫顽力，但磁滞回线的斜率变小,使磁心可以承受更大的伏秒不平衡。二、增加初级绕组电阻增加初级绕组电阻，当初级绕组一边的伏秒数比另一边人时，此边电流增人，电阻上压降增人，而输入直流电压不变，使得变压器绕组上的电压减小，从而伏秒数减小。加入电阻后实际上起到负反馈的作用。三、匹配功率开关管伏秒数不平衡主要是由两个开关管存储时间和导通压降不等引起，如果开关管参数都匹配，上述两个参数就相等，不会出现磁通不平衡的问题。但这样做成本太高。四、使用MOSFET功率开关管MOSFET功率开关管没有存储时间，而且导通压降会随温度升高而增加，如果一个初级半绕组承受较人的电流，则其开关管管温就会高一些，导通压降増加，使

26、绕组上的电压下降，降低这一边的伏秒数，恢复平衡。五、采用电流模式拓扑解决磁通不平衡的最佳方法是使用改进的双管推挽拓扑一电流模式拓扑。这种拓扑还具有很多独特的优点。3、PUSH-PULL电路设计3.1变压器设计一、变压器磁心选择根据所需的输出功率选择的开关频率/,磁心材质的最人工作磁通密度勾”，决定所需磁心的磁心截面积4,和铜窗而积Ay的乘积满足PA(AV“(3)其中变压器效率=0.95:0.98,铜窗占有系数K“一般取0.4,绕组的电流密度为J=6.5A/mm2考虑到趋肤效应，高频情况卜必须采用励兹线。二、功率开关管最大导通时间的选择由（1）知，当输入电压匕减小时，为保持输出电压匕“S恒定，必

27、须增大开关管的导通占空比当匕减小到最小匕时，D取最人D,但为保证磁复位，以及避免Q4、Q5同时导通，取P=0.4o三、最大磁通变化选择以TDK的PC40材质为例，饱和点3900Gauss100C,线性区域小J;3000Gauss,iflj在PUSH-PULL中，为了减小偏磁的影响，我们选择Binax=2000GausSo四、初级匝数的选择根据法拉第电磁感应定律有：Np-AcdB=（yhi-l）T-万（4）上式中考虑了开关管的IV导通压降，由三取dB=2=AOOOGauss,心是磁心截而积,初级线圈匝数为：根据标称的输入电压，计算标称的Q,为保持输入最小电压和标称电压下输出一致，标称开关管导通占

28、空比为：V-1_D-D(6)匕一1考虑到开关管IV导通压降以及二极管0.5V的导通压降，根据（1）式得到副边线圈绕组的匝数：（%_05）血N=-_匸（7（匕一1）20五、初/次级绕组的峰值电流和有效值电流为简化计算，用与输入电流脉冲等脉宽ifu幅值为用输入电流梯形波中点处电流值I协,则变压器的输入功率为：呜也。“.2由此式得到Ipf!=（8）巴08所以输入初级线圈中一个绕组的有效值为：根据输出电压和输出功率可以计算出图1中流过滤波电感的有效值电流。流过滤波电感的电流平均值为：根据上式有可以计算出变压器次级输出线圈的电流有效值为(10)=人0=厶如六、验算铜窗占有率根据计算出的变压器初.次级匝数

29、和初、次级线圈的电流有效值计算验算铜窗占有率是否满足Ku0.4,不满足就选择尺寸人一些的磁心重新验算，如果心过小，则可以选尺寸小一些的磁心重新验算，直到合适为止。3.2开关管的电压应力从图1的同名端可以看出，由J：两个初级绕组的匝数相等，所以任何一个开关管导通时,另一个开关管的集电极将承受至少两倍的直流电源电压。实际中，由J：漏感的存在，开关管的集电极会承受超过两倍的直流电源电压，设计惯例是假设漏感尖峰为两倍最丿、直流输入电压叮的30%。选择开关管时，应使其在考虑一定程度的安全裕疑前提卜,还能承受如卜最大电压应力（人）(11)人=13(2石)3.3开关管的损耗图？开关管的重叠开关损耗开关管的损

30、耗分为两部分，即开关损耗和导通损耗。开关损耗又分开通损耗和关断损耗。如图7,在PUSH-PULL中，由J：漏感的存在，开关管开通过程中，开关管两端承受的电压迅速减小，而流过的电流却缓慢增加，电压和电流波形的重叠极小，因此开通损耗很小,可以忽略。关断过程由两部分组成，首先是电流/皿保持不变，电压逐渐上升，电压上升到二倍直流电压2匕”后保持不变，电流开始卜降，直到电流为零。设电压上升时间7；和电流卜降时间7；/相等为耳，则每个开关管在一个周期内总开关损耗仇心为:2匕T.,2T(12)开关管的直流导通损耗为:(13)每个开关管的总损耗为：(14)%=仏）+P加=2/必?+0.4口Vw3.4LC滤波器

31、设计LC滤波器设计请参照逆变半桥拓扑一节。这里只给出结果。设输出最小功率为（一VZcio般取额定功率的十分之一），为使输出最小功率时输出电感仍然工作在连续模式，输出电感满足电容的取值满足即有102叮卫G，即：(5)dlead)在这段时间里，原边电流等J：折算到原边的滤波电感电流，即:(6)(5)(5)人时刻,原边电流卜降到人。（4）t2-t.时间段，对应J：图6。在：时刻，关断Q4,原边电流匚由口和C两条路径提供，也就是说，原边电流匚使得G放电，而使C4充电。C；的存在使Q4是零电压关断。此时九=-，卩初的极性从零变为负，变压器副边电势卜正上负，整流管D6导通,副边绕组S2中开始流过电流。整流

32、管D5、D6同时导通，将变压器副边绕组短接，这样变压器副边绕组电压为零，原边绕组电压也为零，卩皿直接加在漏感厶R上。因此在这段时间(7)(8)里实际上漏感和q在谐振工作，原边电流匚和电容（?4的电压分别为:U=厶COS57(/-r2)v4(/)=Z/2sinar(/-/2)(9)图61:2壮3时间段的电流潇向(18)图71:3壮4B寸间段电济涼向图：3也住5时间段电爺流向图9十5住6时间段的电渝济向其中，=元打，0=1人网兀。在心时刻，当G的电压上升到匕，D2自然导通，结束这一换流过程。这一过程的持续时间为:(10)(18)(18)（5）在心仃时间段，刈应图7。在厶时刻，D2自然导通，将Q2的

33、电压箝在零位，此时就可以开通Q2,Q2是零电压开通。Q2&Q4驱动信号之间的死区时间/如/即:虽然这时候Q2被开通，但Q2中没有电流流过，原边电流由D2流通。原边漏感的储能回馈给输入电源。由副边两个整流管同时导通，因此变压器副边绕组电压为零，原边绕组电压也为零，这样电源电压匕”加在谐振电感两端，原边电流线性卜降。原边电流为：in=LUJ-十Q-fJ(11)到仃时刻，原边电流从4匕)卜降到零，二极管D,和自然关断，Q2和Q3中将流(12)过电流。此过程持续时间为：44=厶仏(心)/匕”在仃心时间段，对应图8。在匚时刻，原边电流由正值过零，并且向负方向增加,此时Q2和Q3为原边电流提供通路。由原边

34、电流仍然不足以提供负载电流，负载电流仍由两个整流管提供回路，因此原边绕组电压仍然为零，加在谐振电感两端电压是电源电压匕”，原边电压反向增加。原边电流为：到(5时刻，原边电流达到折算到原边的负载电流-lLf(t5)/n值，该过程结束。此时，整流管D5关断，D6流过全部负载电流。此过程持续时间为：L._(14)在t5-t6时间段，对应图9。在这段时间里，电源给负载提供电，原边电流为：(16)i一匕一匕厶+专nLf因为厶=irLf,上式可简化为卜式：(17)在6时刻，Q3关断，变压器开始另一半个周期的工作，其工作情况类似(7)。2、整流二极管的换流图10是全波整流方式的电路图及其主耍波形，各个电流的

35、参考方向如图所示，有:DR1lD6=lLf(29)(19)対照图2和图10,在L时刻，负载电流流经D5。在t2-t5时段里，变压器原边电流减小，其负边绕组S1的电流也减小，小J：输出滤波电感电流，即的吁，不足以提供负载电流。此时D6导通，由负边绕组S2为负载提供不足部分的电流，即有：TOC o 1-5 h z以+人=0（20）变压器原副边的电流关系为：心+.=心）由（18）（21）可以解除各个电流的表达式：hi=尹/+”心）（22:（23）匚5=*（0+讥）（24）=*（。-讥）lD6=lLf(29)(19)图10整涼二极管的换流情况根据式（24、（25）可以知道整流管的换流情况：t2-t4时

36、段，匚0,流过D5的电流人丁流过D6的电流，即:(26)在仃时刻，0=0,两个整流管中流过的电流相等，均为负载电流的一半，即:(27)t2-t4时段，Zu.0,D5中流过的电流人J：流过D6的电流，即有:(28)lD506在匚时刻亠=_冷2D6中流过全部负载电流，D5中流过的电流为零，即:(30)此时，D5关断，D6承担全部负载电流，从而完成整流管的换流过程。3、软开关的实现超前桥臂容易实现ZVS,因为在超前桥臂开关过程中，输出滤波电感S与漏感厶相当串联，电感d与漏感厶中储存的能屋足以抽取或则充满结电容或寄生电容。滞后桥臂要实现ZVS比较困难，因为在滞后桥臂开关过程中，变压器副边是短路的，此时

37、整个变换器就被分为两部分，一部分是原边电流逐渐改变方向，其流通路径由变换桥臂提供：另一部分是负载电流由整流桥提供续流回路，负载侧与变压器原边没有关系。此时用來实现ZVS的能量只能是漏感中的能量，要实现ZVS,必须满足押:側;+詛必）式中C7R是变压器原边线圈中的寄生电容。由上式可得到两种实现滞后桥臂要实现ZVS的途径：增人人（也即增人励磁电流）；在原边串联谐振电感厶，使得厶与厶共同储存的能駅提供实现ZVS所必须的能鼠4、主耍元件的设计4.1高频变压器的设计（1）原副边变比”的确定为了提高高频变压器的利用率，减小开关管的电流，降低输出整流二极管的反向电压,从而减小损耗和降低成本，高频变压器原副边变比应尽可能的人一些。为了在任意输入电压时能够输出所要求的电压，变压器的变比应按最低输入电压匕g迪时输出最高电压匕來选择。选择副边整流二极管的最人占空比为兀（3）,则有:（%晒一2岭）