通信电子线路课件：第四章 振幅调制和解调电路

1、第四章 振幅调制、解调与混频电路第一节 频谱搬移电路的组成模型第二节 相乘器电路第三节 混频电路第四节 振幅调制与解调电路第一节 振幅调制、解调与混频电路4.1.1 振幅调制电路的组成模型一、普通调幅信号及其电路的组成1. 调幅电路及其调幅波（AM波）由模拟乘法器和加法器共同组成。Ma为调幅系数； c=2 fc 为载频 2 F为调制信号的频率第一节 振幅调制、解调与混频电路4.1.1 振幅调制电路的组成模型1、Ma调幅系数与AM和V m有关，两者增大都可令Ma增大。2、要减小调幅失真，Ma必须满足不大于1的条件（Ma1）3、过调幅失真的波形见图4-1-3。图4-1第一节 振幅调制、解调与混频电

2、路4.1.1 振幅调制电路的组成模型调幅波的振幅（也称为包络）其幅值分别为：再由上式相加减后得到第一节 振幅调制、解调与混频电路4.1.1 振幅调制电路的组成模型二、调幅波的频谱将上式用三角函数（积化和差）可以得到上式为调制信号为单音频时的表达式。频谱表示如图表示。第一节 振幅调制、解调与混频电路4.1.1 振幅调制电路的组成模型II 若为复杂音调制时，v (t)为非余弦周期信号，用傅立叶级数展开可以得到：第一节 振幅调制、解调与混频电路4.1.1 振幅调制电路的组成模型从上式可以看到，除了载波频率c外，还有由相乘器产生的角频率为(c )、(c 2)、(c n)的上下边频分量。所以，得到结论调

3、幅信号的频谱宽度BWAM为调制信号频谱宽度的两倍。第一节 振幅调制、解调与混频电路4.1.1 振幅调制电路的组成模型3、调幅波功率分布在单位电阻上，单音调制的调制电压在一个载波信号周期内的平均功率。P(t)在一个调制信号周期内的平均功率PSB是上、下边带电压分量产生的功率。每个边带的功率为1/2 PSB第一节 振幅调制、解调与混频电路4.1.1 振幅调制电路的组成模型二、双边带和单边带调制（DSB、SSB）1、双边带调制信号及其电路把AM波中的载波抑制后，只传送两个边带的调制方式。其已调波亦称为平衡调幅波。第一节 振幅调制、解调与混频电路4.1.1 振幅调制电路的组成模型2、单边带调制信号在双

4、边带调制的基础上，再抑制一个边带的调制方式。可采用滤波的方法得到单边带调制波形；或者采用移相的方法得到单边带调制波形。第二节 相乘器电路4.2.1 非线性器件的相乘作用及其特性一、非线性器件相乘作用分析： 当非线性器件（二、三极管）在偏置电压VQ及v1和v2的作用下，通过分析得到响应电流中出现有两个电压相乘项2a2v1v2，它是由特性的二次方项产生的。该项对应为：很明显，该项是有用的项。除此之外还有很多高次的无用的谐波分量。那么可以看出，单纯是利用非线性器件实现相乘作用是不理想的。为了实现理想相乘运算，在工程上可以采取以下措施：1、选择工作点在特性接近平方律区；2、加入补偿和负反馈技术；3、多

5、个非线性器件组成平衡电路，抵消部分无用的组合频率分量；4、控制v1和v2的幅值； 5、设v1为参考信号、v2工作在线性时变系统第二节 相乘器电路4.2.1 非线性器件的相乘作用及其特性二、线性时变系统当v2工作足够小时，忽略二次方及其以上高次方项，(4-2-4)可化简为：但是由于其系数是随着v1的时变的，故器件工作状态称为线性时变系统。再利用无用频率分量与所需有用分量的频率间隔很大nc，因此很容易利用滤波电路滤除无用分量。第二节 相乘器电路4.2.1 非线性器件的相乘作用及其特性例如：当v1为V1mcos 1t时，g(v1)将是角频率为1的周期性函数，它的傅立叶级数展开式为：将它与v2相乘，且

6、设v2V2mcos 2t，则产生的组合频率分量的频率通式为若1 C， 2= ，则组成的频率为第二节 相乘器电路4.2.1 非线性器件的相乘作用及其特性根据上式，可以把二极管等效为开关，开关受v1控制，按角频率1做周期的启闭。闭合时的导通电阻为RD。二极管用受v1(t)控制的开关等效时线性时变系统的一个特例。它除了要求v2足够小外，还要求v1足够大，使二极管特性曲线可近似在原点转折。通常这种状态为开关工作状态。第二节 相乘器电路4.2.1 非线性器件的相乘作用及其特性在v1作用下，I0(v1)=I0(t)为半周余弦脉冲序列，g(v1)=g(t)为矩形脉冲序列。现在引入单向开关函数K( 1t)代表

7、图4-2-2所示高度为1的单向周期脉冲方波。则I0(t)和g(t)可分别表示为第二节 相乘器电路4.2.1 非线性器件的相乘作用及其特性v1v2差分对管的输入差模电压为v1V1mcos 1t，且偏置电流源受v2控制，他们之间的关系呈线性，差分对管的输出差值电流为：VTKT/q，当T300K时，VT26mV。通过与前面的式子等效，可以得到：当v1很大时，th()函数可以趋近于周期性方波。同样也可以利用双向开关函数K2(1t)表示。第二节 相乘器电路4.2.1 非线性器件的相乘作用及其特性与上例晶体二极管不同，差分对管是由多个非线性器件组成的平衡式电路， v1和v2分别加在不同器件的输入端，实现两

8、个函数f1(v1)和f2(v2)相乘的特性。当工作在线性时变状态（包括开关状态）时，可以不必将v2限制在很小的数值内，只要保证I0受v2的控制是线性的就可以了。第二节 相乘器电路4.2.2 相乘器电路1、集成相乘器分类：（1）直接将v1和v2相乘采用平衡、反馈等措施来消除无用的高阶相乘项，并扩展相乘的两个输入信号电压的动态范围，通常这种相乘器称为模拟相乘器。例如双差分对模拟相乘器（2）将v2与经非线性变换的v1相乘，这种相乘器主要应用再频谱搬移电路中，并以调制器或混频器命名。例如双差分对平衡调制器、大动态范围平衡调制器、二极管环形混频器。2、集成模拟相乘器电路符号及工作象限当vx（或vy）其一

9、为恒量时，类似为线性放大器。第二节 相乘器电路4.2.2 相乘器电路2、相乘器的应用I电路形式及外围元件的作用。集成器内部采用了双差分平衡式电路。附加电路通过调节Rw，改变V14电压。当V140时，输出的为平衡调幅波。当V14不等于0时为调幅波输出。负载电阻反馈电阻偏置电阻附加电路输入电阻分压电阻第三节 混频电路一、混频电路简介（又称变频电路）1、电路的作用或它的作用是将载波为fc的已调波信号vs(t)不失真地变换为载频为fI的已调信号vI(t)。而fc和fI的关系如上面式子所示。当fI高于fc的混频称为上混频； fI低于fc的混频称为下混频。调幅广播收音机一般采用下混频。它的中频规定为465

10、KHz。对不同的接收系统，中频值各不相同。目的是为了使接收机工作在比较低的频率环境下，减小接收机的成本和降低电路调试的难度。第三节 混频电路一、混频电路简介2、电路的模型及频谱由模拟乘法器和滤波电路组成。利用滤波器选用差频。只是改变了载波频率，但是没有改变调制信息的内容。第三节 混频电路中频信号：相对载波频率为低，不同的接收系统中频的数值是完全不相同称为低中频。（也有高中频的方案）一般中频（调幅广播）IF465KHz（535KHz1605MHz）电视广播（图像中频）38MHz （VHF，UHF） （调频广播中频） 10.7MHz （88MHz108MHz）短波通信接收机 IF=70MHz （频

11、段230MHz）短波I （48.5MHz）短波II （8.518MHz）第三节 混频电路一、混频电路简介1、三极管混频电路（1）电路结构特点由T2等组成电感三点式本地振荡电路产生fL。由T1等组成变频兵选出差频（中频）。第三节 混频电路一、混频电路简介（2）变频原理分析假设本振电压和输入信号的电压幅度分别为：由上图可以得到发射结上的电压vBE：将（VBB0vL）作为三极管地等效基极偏置电压，用vBB(t)表示。称之为时变基极偏压。第三节 混频电路一、混频电路简介满足线性时变条件时，(vLvCM) gm：为时变增量电导。在时变偏压作用下， gm(vL)傅立叶级数展开为gm(t)中的基波分量gm1

12、cos Lt与输入信号vS相乘：有用令得到的中频电流分量为：第三节 混频电路一、混频电路简介 gmc称为混频跨导。定义为输出中频电流幅值I1m对输入信号电压幅值Vsm之比。若设中频回路地谐振电阻为Re，则所需的中频输出电压vI=-iIRe则相应的混频增益可以得到： gmc在静态工作电附近，可近似认为是常数，ICQ在0.2mA1mA时，接近最大值。当然，在vL（同步信号）的作用下，随着幅值大小变化，gm1即gmc也相应变化。第三节 混频电路第三节 混频电路二、二极管双平衡混频器（也称为环形混频器）1、电路结构由四只二极管和两个带中心抽头，匝数比均为1的宽带变压器组成。2、电路分析I 要求vLm足

13、够大，而且其值远大于vsm。所以二极管在vLm的控制下，工作在开关状态。II 在vL为正半周时，D2、D3导通，由导通后的交流等效电路得：第三节 混频电路二、二极管双平衡混频器D2、D3导通后的交流等效电路如右图消去vL后，得到 加入开关函数第三节 混频电路二、二极管双平衡混频器消去vL后，得到 加入开关函数用同样的方法可以得到D1和D4由前后两图可以得到第三节 混频电路二、二极管双平衡混频器整理后，得到RL总电流为选取中频信号可以得到三、电路的应用特点：I 可用作双边带调制电路R端输入载波信号I端输入调制信号L端输出平衡调幅波Vcm幅度足够大时，二极管工作在开关状态。第三节 混频电路二、二极

14、管双平衡混频器II 工作频率可以从几十KHz几千MHz。噪声系数低（约6db），混频失真小，动态范围大等特点。是高性能通信接收机中应用最广泛的一种混频器。III 根据本振功率电压高低进行分类，有不同的系列产品。本振功率越高，动态范围越大。IV 从等效电路可知，二极管的导通各形成回路。如果二极管的特性完全一致，变压器的中心抽头上、下也完全对称。这时的混频器的重要特点是各端口之间有良好的间隔。但实际L、R端口的隔离度一般小于40dB。而且没有混频增益。隔离度随工作频率提高二下降。V 使用时还应必须注意各端口的匹配阻抗均为50 ，而且各端口必须接入滤波匹配网络。第三节 混频电路二、二极管双平衡混频器

15、V 混频损耗第四节 振幅调制与解调4.4.1 振幅调制电路4.4.2 二极管包络检波电路4.4.3 同步检波4.4.1 振幅调制电路按功率分： 高电平调制和低电平调制。一、高电平调幅电路（发射机的末端） 在调幅发射机中使用较多，且有利于提高发射机的整机效率。广泛采用丙类功放。集电极调幅电路基极调幅电路集电极和基极复合调幅电路集电极调幅电路基极调幅电路二、低电平调幅电路单边带发射机电路要求： 调制线性好，载波抑制能力强。 载波抑制能力用载漏表示，载漏是指输出泄漏的载波分量低于边带分量的分贝数。分贝数越大，载漏就越小。二、低电平调幅电路单边带发射机滤波法单边带发射机的应用。滤波法单边带发射机组成框

16、图二、低电平调幅电路单边带发射机 假设调制信号最低频率为100Hz，载波信号为2000kHz，变频间隔为0.2kHz，相对频率间隔为（0.2/2000.1=0.01%)，较难分离。 采用混频的方法，最终实现了频率间隔为4200.2kHz，相对频率间隔为（4200.2/28100.1=14.9%）。容易实现了频率的滤除。4.4.2 二极管包络检波电路包络检波器对普通调幅信号来说，载波信号没有被抑制，可以直接利用非线性器件实现相乘作用，得到所需解调电压。这种振幅检波器不需要另加同步信号。目前应用最广的有二极管包络检波。集成电路中常用三极管检波。一、电路原理图电路由非线性器件二极管及其低通滤波器RC

17、串连构成。4.4.2 二极管包络检波电路当输入信号为：其值足够大时，可忽略二极管的导通电压，伏安特性曲线可近似为原点转折，斜率为1/RD的折线。条件：RL1/cC 和 RL=500mA 最高调制频率为Fmax，RLC低通滤波器的带宽大于Fmax。 选择参数造成的失真：对角线失真和负峰切割失真。4.4.2 二极管包络检波电路1、惰性失真（对角线失真） RL 和C过分增大，造成二极管截止期间C通过RL的放电速度过慢，跟不上输入调幅波包络的下降速度，使输出平均电压产生的失真。避免失真必须在一个高频周期内，C通过RL的放电速度大于或等于把包络的下降速度。4.4.2 二极管包络检波电路1、惰性失真（对角

18、线失真）当时，包络在tt1的时刻，下降速度为C在t1的放电规律为Vo1表示检波器在t1时刻的输出当近似等于1时，带入（4-4-1）和（4-4-2）得到代入上式：最终求得不产生惰性失真的条件：Ma和越大，包络下降速度越快。4.4.2 二极管包络检波电路2. 负峰切割失真 由于检波器的交直流负载不想等，且交流负载电阻小于直流负载电阻。当输入调幅波电压的Ma较大，造成输出音频电压在负峰附近出现削平的失真现象。不产生负峰切割失真条件：保证二极管单向导通条件得到4.4.2 二极管包络检波电路2. 负峰切割失真上式表示交直流负载电阻差别越小，不产生负峰切割失真的Ma所允许的值可以接近1。解决措施如图所示：RL1越大，交直流负载电阻差别越小。但是导致输出电压很小。实用电路中，常取RL1/RL2 = 0.10.2。4.4.2 二极管包络检波电路六、设计方法：1. 包络检波和避免惰性失真2. 考虑输入电阻和避免负