通信原理实验指导书

78/78实验一数字信号发生实验一、实验目的1．了解多种时钟信号的产生方法；2．了解PCM编码中的收、发帧同步信号的产生过程；3．掌握3级、4级、5级伪随机码的编码方法和伪随机码性质。二、实验仪器与设备1．THEXZ-2B型实验箱、数字信号发生模块；2．20MHz双踪示波器。三、实验原理时钟信号乃是数字通信各级电路的重要组成部分，在数字通信电路中，若没有时钟信号，则电路差不多工作条件将得不到满足而无法工作。（一）电路组成时钟与伪码发生实验是供给PCM、PSK、FSK、HDB3等实验所需时钟和基带信号，由以下电路组成：1．内时钟信号源，图18-1。2．多级分频及脉冲编码调制系统收、发帧同步信号产生电路，图18-1。3．三级伪随机码发生电路，图18-2；4．四级伪随机码发生电路，图18-3；5．五级伪随机码发生电路，图18-4。图18-1时钟及多级分频及脉冲编码调制系统收、发帧同步信号产生电原理图图18-2三级伪码发生电原理图图18-3四级伪码发生电原理图18-4五级伪码发生电原理图（二）电路工作原理1．时钟信号源时钟信号源由钟振Y1提供，若电路加电后，在CLK测试点输出一个比较理想的方波信号，输出振荡频率为4.096MHz，通过D触发器进行二分频，输出为2.048MHz方波信号。2．三级基准信号分频及PCM编码调制收发帧同步信号产生电路该电路的输入时钟信号为2.048MHZ的方波，由可预置四位二进制计数器（带直接清零）组成的三级分频电路组成，逐次分频变成1K方波，由第一级分频电路产生的P128KHZ窄脉冲和由第二级分频电路产生的Q8KH窄脉冲进行与非后输出，即为PCM编译码中的收、发分帧同步信号P8K。3．三级伪随机码发生器电路伪随机序列，也称作m序列，它的显著特点是：（a）随机特性；（b）预先可确定性；（c）可重复实现。本电路采纳带有两个反馈的三级反馈移位寄存器，示意图见图18-5。若设初始状态为111（Q2Q1Q0=111），则在CP时钟作用下移位一次后，由Q1与Q0模二加产生新的输入Q=Q0eq\o\ac(○,+)Q1=1eq\o\ac(○,+)1=0，则新状态为Q2Q1Q0=011。当移位二次时为Q2Q1Q0=001；当移位三次为Q2Q1Q0=100；移位四次后为Q2Q1Q0=010；移位五次后为Q2Q1Q0=101；移位六次后为Q2Q1Q0=110；移位七次后为Q2Q1Q0=111；即又回到初始状态Q2Q1Q0=111。该状态转移情况可直观地用“状态转移图”表示。见图18-6。图18-2是实验系统中3级伪随机序列码发生器电原理图。从图中可知，这是由三级D触发器和异或门组成的三级反馈移存器。在测量点PN处的码型序列为1110010周期性序列。若初始状态为全“零”则状态转移后亦为全“零”，需增加U8A三输入与非门“破全零状态”图18-5具有两个反馈抽头的3级伪随机序列码发生器图18-6状态转移图4．四级伪随机码发生电路图18-3是实验系统中4级伪随机序列码发生器电原理图。从图中可知，这是由4级D触发器和异或门组成的4级反馈移位寄存器。本电路是利用带有两个反馈抽头的4级反馈移位寄存器，其示意图见图18-7，状态转移图见表18-1，在测量点PN处的码序列为111100010011010。图18-7具有两个反馈抽头的4级伪随机序列码发生器5．五级伪随机码发生电路图18-4是实验系统中5级伪随机序列码发生器电原理图，从图中可知，这是由5级D触发器和异或门组成的5级反馈移位寄存器。本电路是利用带有两个反馈抽头（注意，反馈点是Q0与Q2）的5级反馈移位寄存器，其示意图见图18-8，状态转移图见表18-1，在测量点PN处的码序列为1111100011011101010000100101100。图18-8具有两个反馈抽头的5级伪随机序列码发生器表18-13级、4级、5级伪随机码、状态转移图三级伪随机码四级伪随机码五级伪随机码Q2Q1Q0Q3Q2Q1Q0Q4Q3Q2Q1Q011111111111101101110111100100110011110000010001101010001000110101001100011000100110011110011011011001101101101110110110111001011011110100101111011010111100101011110010100010000011000001000001001001001001101001101001101001101001111001111001111011111通过以上三个个例的介绍，我们可将伪随机码的特性归纳如下：伪随机码是数字通信中重要信码之一，常作为数字通信中的基带信号源，应用于扰码、误码测试、扩频通信、保密通信等领域。伪随机码又称m序列，简称nrz。伪随机码的特性包括四个方面：1．由n级移位寄存器产生的伪随机序列，其周期为2n-1；2．信码中“0”、“1”出现次数大致相等，“1”码只比3．在周期内共有2n-1个游程，“1”的游程和“04．具有类似白噪声的自相关函数，其自相关函数为：221)12NNNNNN(101nnτ/τρ(τ)其中n是伪随机序列的寄存器级数。例如：用4个D触发器和一个异或门构成的伪码发生器具有以下特性：1)周期为21-1=15；2)在周期内“0”出现24-1-1=7次，“13)周期内共有24-1=8个游程；“1”的游程个数是4，“04)具有双值自相关特性，其自相关系数为：四、实验步骤1．电路通电，用20MHz双踪示波器观看CLK、2048K、1024K、512K、256K、128K、64K、32K、16K、8K、2K、1K、P8K、P128K、Q8K各测试点波形并记录之。2．用20MHz双踪示波器（直流档）观看“0”（全零码）、“1”（全3．用一号导线连接64K及NRZ3CLK，用双踪示波器观看NRZ3CLK及NRZ3测试点，记录三级伪码波形。4．同步骤3，连接64K及NRZ4CLK，观看NRZ4CLK及NRZ4测试点，记录四级伪码波形。同上，测试五级伪码并记录。5．按照3级、4级、5级伪随机码的反馈移位寄存器示意图推算伪随机码码序，并与测量值作比较。6．验证伪随机码的四个特性。五、实验报告1．分析实验电路的工作原理，叙述其工作过程。2．依照实验测试记录，画出各测量点的波形图。3．按照反馈移位寄存器推算3级、4级、5级伪随机码的码序，并与测量值作比较。4．验证伪随机码的四个特性。实验二抽样定理和脉冲调幅及解调实验一、实验目的1．学习PAM脉冲幅度解调的原理和方法；2．进一步验证抽样定理；2．观看了解PAM信号形成过程，了解抽样定理的必要性。二、实验仪器与设备1．THEXZ-2B型实验箱、PAM双路抽样脉冲发生实验模块、抽样定理和脉冲调幅实验模块、PAM脉冲幅度解调实验2．20MHz双踪示波器、万用表三、实验原理在通信技术中为了猎取最大的经济效益，就必须充分利用信道的传输能力，扩大通信容量。因此，采取多路化制式是极为重要的通信手段。最常用的多路复用体制是频分多路复用（FDM）通信系统和时分多路复用(TDM)通信系统。频分多路技术是利用不同频率的正弦载波对基带信号进行调制，把各路基带信号频谱搬移到不同的频段上，在同一信道上传输。而时分多路系统中则是利用不同时序的脉冲对基带信号进行抽样，把抽样后的脉冲信号按时序排列起来，在同一信道中传输。利用抽样脉冲把一个连续信号变为离散时刻样值的过程称为“抽样”，抽样后的信号称为脉冲调幅（PAM）信号。在满足抽样定理的条件下，抽样信号保留了原信号的全部信息。同时，从抽样信号中能够无失真地恢复出原信号。抽样定理在通信系统、信息传输理论方面占有十分重要的地位。数字通信系统是以此定理作为理论基础的。在工作设备中，抽样过程是模拟信号数字化的第一步。抽样性能的优劣关系到整个系统的性能指标。图20-1单路PCM系统示意图作为例子，图20-1示意地画出了传输一路语音信号的PCM系统。从图中能够看出要实现对语音的PCM编码，首先就要对语音信号进行抽样，然后才能进行量化和编码。因此，抽样过程是语音信号数字化的重要环节，也是一切模拟信号数字化的重要环节。为了让实验者形象地观看抽样过程，加深对抽样定理的理解，本实验提供了一种典型的抽样电路。除此，本实验还模拟了两路PAM通信系统，从而关心实验者初步了解时分多路的通信方式。（一）抽样定理抽样定理指出，一个频带受限信号m(t)假如它的最高频率为fH（即m(t)的频谱中没有fH以上的重量），能够唯一地由频率等于或大于2fH的样值序列所决定。因此，关于一个最高频率为3400Hz的语音信号m(t)，能够用频率大于或等于6800Hz的样值序列来表示。抽样频率fs和语音信号m(t)的频谱如图20-2和图20-3所示。由频谱可知，用截止频率为fH的理想低通滤波器能够无失真地恢复原始信号m(t)，这就讲明了抽样定理的正确性。实际上，考虑到低通滤波器特性不可能理想，对最高频率为3400Hz的语音信号，通常采纳8KHz抽样频率，如此能够留出1200Hz的防卫带，见图20-4。假如fs＜2fH，就会出现频谱混迭的现象，如图20-5所示。图20-2语音信号的频谱图20-3语言信号的抽样频谱和抽样信号的频谱图20-4留出防卫带的语音信号的抽样频谱图20-5fs＜2fH时语音信号的抽样频谱在验证抽样定理的实验中，我们用单一频率fH的正弦波来代替实际的语音信号，采纳标准抽样频率fs=8KHz，改变音频信号的频率fH，分不观看不同频率时，抽样序列和低通滤波器的输出信号，体会抽样定理的正确性。验证抽样定理的实验方框如图20-6所示。多路抽样脉冲调幅实验框图如图20-7所示，图20-8是调制部分的实验电原理图，在图20-8中，BG1和BG2完成抽样定理调制部分的实验电路。抽样电路采纳场效应晶体管开关电路。抽样门在抽样脉冲的操纵下以每秒八千次的速度开关。BG1为结型场效应晶体管，BG2为驱动三极管。当抽样脉冲没来时，驱动三极管处于截止状态，-5V电压加在场效应晶体管栅极G，只要G极电位负于源极S的电位，同时|UGS|>|UP|，则场效应晶体管处于夹断状态，输出信号为“0”。抽样脉冲来时，驱动三极管导通，发射极+5V电压加到驱动二极管，使之反向偏置。从截止到导通的跳变电压经跨接在二极管两端的电容加到场效应晶体管的G极。使栅极、源极之间的电压迅速达到场效应晶体管导通的数值，并一直达到使源极电压等于漏极上的模拟电压。如此，抽样脉冲期间模拟电压经场效应晶体管开关加到负载上。由于抽样电路的负载是一个电阻，因此抽样的输出端能得到一串脉冲信号。此脉冲信号的幅度与抽样时输入信号的瞬时值成正比例，脉冲的宽度与抽样脉冲的宽度相同。如此，脉冲信号确实是脉冲调幅信号。当抽样脉冲宽度远小于抽样周期时，电路输出的结果接近于理想抽样序列。由图20-6可知，用一低通滤波器即可实现模拟信号的恢复。为便于观看，解调电路由射随、低通滤波器和放大器组成，低通滤波器的截止频率为3400Hz。图20-6抽样定理实验方框图（二）抽样定理和脉冲调幅实验电原理图图20-8抽样定理和脉冲调幅实验电原理图（三）PAM脉冲幅度解调电路及原理图PAM时序信号通过分路选通电路选通后，即可进入脉冲幅度解调电路。解调电路由射随、低通滤波器和放大器组成低通滤波器的截止频率为3400Hz。PAM脉冲幅度解调实验的实验电原理图如图22-1所示。图22-1的左半部分为分路选通电路，J1输入PAM时序信号。BG1为射极跟随器，J4输入选通脉冲，通常为调制端的选通脉冲经适当延迟得到。BG3为选通脉冲驱动级。BG2为选通信号输出，C3为展宽电容；图22-1的右半部分为脉冲幅度解调电路，J5输入PAM时序信号，BG4为射极跟随器，U1A和U1B组成截止频率为3400Hz的低通滤波器，BG5为放大电路，J7输出恢复后的模拟音频信号。图22-1PAM脉冲幅度解调实验电原理图四、实验步骤（一）预备工作验证抽样定理只需要一路音频信号和一路抽样脉冲，多路脉冲调幅需要两路音频信号和两路抽样脉冲。1．预备“PAM双路抽样脉冲发生实验”模板，用20MHz双踪示波器观看TP2，用示波器和频率计测出抽样脉冲的频率、脉宽和时延。2．调整信号源实验模板，要求调整到输出频率为1KHz，输出幅度为2VP-P的正弦波。（注意：2VP-P指的是峰峰值为2V）（二）验证抽样定理1．正弦信号（从信号源输出）从J8输入，fH=1KHz（fS＞2fH）幅度2VP-P，连接抽样脉冲J2到J9。2．以TP8作为双踪同步示波器的比较信号，观看TP10抽样后形成的PAM信号。计算在一个信号周期内的抽样次数，核对信号频率与抽样频率的关系。3．在脉冲幅度解调实验的J5输入单路抽样时序信号（连接抽样定理和脉冲调幅实验的J10和PAM脉冲幅度解调实验的J5），用20MHz双踪示波器分不观看抽样定理和脉冲调幅实验的J8和脉冲幅度解调实验的TP5～TP7。4．改变fH，令fH=4Hz（fS=2fH），重复1、2、3项内容，验证抽样定理。5．改变fH，令fH=6KHz（fS＜2fH），重复1、2、3项内容，验证抽样定理。五、实验报告1．整理实验数据，分不画出fH=1KHz、fH=4Hz、fH=6KHz时各测试点波形。2．分析当fH=1KHz、fH=4Hz、fH=6KHz，抽样脉冲fS=8KHz时PAM输出与抽样定理的关系。实验三PCM脉冲编译码实验一、实验目的1．学习PCM编码原理；2．了解几种常用PCM编译码芯片；3．掌握测试方法。二、实验仪器与设备1．THEXZ-2B型实验箱、数字信号发生模块、PCM脉冲编译码实验模块；2．20MHz双踪示波器。三、实验原理（一）PCM差不多工作原理PCM基群作为数字微波通信和光纤通信系统的终端设备，在目前通信系统中占有专门重要地位。本实验要紧学习PCM30/32路基群系统的PCM编译码器、并对PCM编译码器进行自环测试，加深对PCM终端设备的了解。脉冲编码调制通信确实是把一个时刻连续、取值连续的模拟信号变换成时刻离散、取值离散的数字信号后在信道中进行传输。而脉冲编码调制确实是对模拟信号先进行抽样后，再对样值的幅度进行量化、编码的过程。所谓抽样，确实是利用抽样脉冲对模拟信号进行周期性扫描，从而把时刻上连续的信号变成变成时刻上离散的信号。该模拟信号通过抽样后还应当包含原信号中所有信息，也确实是讲能无失真地恢复原模拟信号。它的抽样速率下限是由抽样定理确定的。在该实验中，抽样速率采纳8Kbit/s。模拟信号抽样示意图如图23-1所示。图23-1模拟信号抽样示意图所谓量化，确实是把通过抽样得到的瞬时值将其幅度离散，即用一组规定的电平，把瞬时抽样值用最接近的电平值来表示。一个模拟信号，通过抽样量化后，得到已量化的脉冲幅度调制信号，它仅为有限个数值。所谓编码，确实是用一组二进制码来表示每一个有固定电平的量化值。然而，实际上量化是在编码过程中同时完成的，故编码过程也称为模/数变换，可记作A/D。在幅度与时刻上连续变化的模拟信号经抽样后，尽管在时刻轴上变为离散量，但在幅度上每一采样仍为连续量，为了使每一采样用数字代码表示，就必须将幅度用有限个电平来表示，实现那个过程称作幅度量化。由此可见，脉冲编码调制方式确实是一种传递模拟信号的数字通信方式。PCM的原理如图23-2所示。话音信号先经防混迭低通滤波器，得到限带信号（300~3400Hz），进行脉冲抽样，变成8KHz重复频率的抽样信号（即离散的脉冲调幅PAM信号），然后将幅度连续的PAM信号用“四舍五入”方法量化为有限个幅度取值的信号，再经编码，转换成二进制码。关于电话CCITT规定抽样率为8KHz，每抽样值编8位码，即共有28=256个量化值，因而每话路PCM编码后的标准数码率是64kb/s。为解决均匀量化时小信号量化误差大、音质差的问题，在实际中采纳不均匀选取量化间隔的非线性量化方法，即量化特性在小信号时分层密、量化间隔小，而在大信号时分层疏、量化间隔大，如图23-3所示。图23-2PCM的原理框图图23-3在实际中广泛使用的是两种对数形式的压缩特性：A律和μ律。对压缩器而言，其输入输出归一化特性表示式为：式中A、μ为压缩系数，CCITT规定它们取值是A=87.6与μ=255。A律PCM要紧用于欧洲，μ律要紧用于北美和日本，我国采纳欧洲体制。图23-4PCM编码方式它们的编码规律如图23-4所示。图中给出了信号抽样编码字与输入电压的关系，其中编码方式（1）为符号/幅度数据格式，Bit7表示符号位，Bit6~0表示幅度大小；（2）为A律压缩数据格式，它是（1）的ADI（偶位反相）码；（3）为μ律压缩数据格式，它是由（1）的Bit6~0反相而得到，通常为幸免00000000码出现，将其变成零抑制码00000010。（二）PCM编译码电路MT8965芯片介绍：1）编译码器的简单介绍模拟信号通过编译码器时，在编码电路中，它要通过取样、量化、编码，如图22-5（a）所示。到底在什么时候被取样，在什么时序输出PCM码则由A→D操纵来决定，同样PCM码被接收到译码电路后通过译码低通、放大，最后输出模拟信号到话机，把这两部分集成在一个芯片上确实是一个单路编译码器，它只能为一个用户服务，即在同一时刻只能为一个用户进行A/D及D/A变换。编码器把模拟信号变换成数字信号的规律一般有两种，一种是μ律十五折线变换法，它一般用在PCM24路系统中，另一种是A律十三折线非线性变换法，它一般应用于PCM30/32路系统中，这是一种比较常用的变换法。模拟信号经取样后进行A律十三折线变换，最后变成8位PCM码，有用的A87.56/13折线编码器对每个样值编8位码，即a1a2……a8，其码位安排如下：a1：极性码。a1=1表示正极性，a1=0表示负极性。a2a3a4：段落码，用来确定信号所在的段，例如a2a3a4为“a5a6a在单路编译码器中，经变换后的PCM码是在一个时隙中被发送出去，那个时序号是由A→D操纵电路来决定的，而在其它时隙时编码器是没有输出的，即对一个单路编译码器来讲，它在一个PCM帧里只在一个由它自己的A→D操纵电路决定的时隙里输出8位PCM码，同样在一个PCM帧里，它的译码电路也只能在一个由它自己的D→A操纵电路决定的时序里，从外部接收8位PCM码。事实上单路编译码器的发送时序和接收时序依旧可由外部电路来操纵的，编译码器的发送时序由A→D操纵电路来操纵，而A→D操纵电路依旧受外部操纵电路的操纵，同样在译码电路中D→A操纵电路也受外部操纵电路的操纵，如此，我们只要向A→D操纵电路或D→A操纵电路发某命令即可操纵单路编码器的发送时序和接收时序号，从而也能够达到总线交换的目的，但各种单路编码器对其发送时序和接收时序的操纵方式都有所不同，象有些编码器就有两种方式，一种是编程法，即给它内部的操纵电路输进一个操纵字，令其在某某时隙干什么工作，另一种是直接操纵，这时它有两个操纵端，我们定义为FSx和FSr，要求FSx和FSr是周期性的，同时它的周期和PCM的周期要相同，都为125µs，如此，每来一个FSx，其Codec就输出一个PCM码，每来一个FSr，其Codec就从外部输入一个PCM码。（a）A→D电路（b）D→A电路图23-5A/D以及D/A电路框图图23-5（b）是PCM的译码电路方框图，它的工作过程同图23-5（a）的工作过程完全相反，因此那个地点就不再讨论了。2）本实验系统编译码器电路的设计我们所使用的编译码器是把Codec和Filter集成在一个芯片上，它的内部结构方框图见图23-6所示。它的外部接口可分两部分：一部分是模拟接口电路，它与编译码器中的Filter发生联系，这一部分操纵模拟信号的放大倍数，另一部分是与处理系统和交换网络的数字接口，它与编译码器中的Codec发生联系，我们对Codec的操纵要紧通过这些数字接口线来达到目的。常用引脚用途：VFT(13)：音频输入AZ（14）：自动调零，接电容到地OUTpcm(4)：编码输出DIc(1)：操纵数据输入，本电路接地MS(7)：模式选择，本电路接-5VFS(6)：时分脉冲输入CP(3)：时钟信号（2.048M）输入INpcm(2)：解码输入VFR(15)：音频输出V+(5)：+5V电源输入V-(12)：-5V电源输出VREF(17)：+2.5V基准电压GNDA(16)：模拟地GNDD(18)：数字地整个电路由三部分构成：发送部分、接收部分和操纵部分。图23-6MT8965内部原理框图发送部分包括发送滤波器，PCM编码器和输出寄存器。需要发送的音频信号从VFT端输入后首先进到发送滤波器，完成防混叠和音频限带功能。发送滤波器的增益可由外部编程操纵为0dB、1dB….7dB共8级，其性能符合CCITTG712建议和AT&TD3/D4标准。从发送滤波器输出的抽样后（抽样率为8KHz）阶梯信号进入编码器完成A-D变换和偶位反相，产生符合CCITT数据格式的ADI码，经输出寄存器变为串行信号由OUTpcm输出。接收部分由输入寄存器、PCM解码器和接收滤波器组成。总线上的PCM数据在一帧开始后由CP信号同步送到输入寄存器，变位并行信号后输入解码器进行D-A变换。恢复的音频模拟信号经接收滤波器进行平滑、限带和频率补偿后由VFR端输出。接收滤波器增益可由外部编程操纵。为0dB，-1dB，…..-7dB，共8级。操纵部分由操纵逻辑、两个8位操纵器A和B及输出寄存器组成。MT8965以同步方式工作。（三）PCM编译码电路TP3067芯片介绍：PCM编译码器TP3067专用大规模集成电路，它是用CMOS工艺制造的单片PCMA/μ律编译码器，同时片内带有输入输出话路滤波器。TP3067的管脚如图23-7所示，内部组成框图如图23-8所示。TP3067的管脚定义简述如下：符号功能（1）VPO+：接收功放的同向输出（2）GNDA：模拟地，所有信号均以该引脚为参考点（3）VPO-：接收功放的反向输出（4）VPI：将输入转换到接收功放（5）VFRO：接收滤波器的模拟输出（6）Vcc：正电源引脚，Vcc=+5V±5%图23-7TP3067管脚排列图（7）FSR：接收部分的8KHz帧同步时隙信号，可输入P8K（8）DR：PCM码流解码输入（9）BCLKR\CLKSESL：在FSR的前沿后把数据移入DR的位时钟，其频率可从64KHz变化至2.048MHz，另一方面它也可能是一个逻辑输入，以此为在同步模式中的主时钟选择频率1.536MHz\1.544MHz或2.048MHz，BCLKR用在发送和接收两个方向（10）MCLKR\PDN：接收主时钟，其频率能够为1.536MHz、1.544MHz或2.048MHz。它同意与MCLKx异步，但为了获得最佳性能应当与MCLKx同步，当MCLKR连续联在低电位时，CLKx被选用为所有内部定时，当MCLKR连续工作在高电位时，器件就处于掉电模式。（11）MCLKx：发送主时钟，其频率能够是1.536MHz、1.544MHz或2.048MHz，它同意与MCLKR异步，同步工作能实现最佳性能。（12）BCLKx：把PCM数据从DX上移出的位时钟，其频率可从64KHz变至2.048MHz，但必须与MCLKx同步。（13）Dx：由FSx启动的三态PCM数据输出。（14）FSx：发送部分的8KHz帧同步时隙信号（15）TSX：编码时的消耗输出（16）ANLB：模拟环回路操纵输入，在正常工作时必须置为逻辑“0”，当拉到逻辑“1”时，发送滤波器和发送前置放大器输出的连接线被断开，而改为和接收功率放大器的VCO+输出连接。（17）GSx：发送输入放大器的模拟输出。用来在外部调节增益。（18）VFXI-：发送输入放大器的反向输入。（19）VFXI+：发送输入放大器的同向输入。（20）VBB：负电源引脚，VBB=-5V±5%图23-8TP3067的内部结构框图四、实验步骤本实验项目采纳的实验电原理图如图23-9所示。图23-9PCM脉冲编译码实验电原理图实验所需的时钟（2048KHz）和时分脉冲（Q8KHz）取自“数字信号发生模块”。（一）观看PCM时隙信号：(PCMOUT)在J8输入2048KHz时钟，在J7输入Q8KHz窄脉冲（脉宽7.8us），在J6输入1KHz音频信号，幅度2VP-P，在TP13可观看到如图23-10所示的PCM时隙信号（PCMOUT）。图23-11是PCM时隙信号展宽后的数字码，由于八位数字码随时在变化的，因此，最好用数字存储示波器将数字码随机存储后观看。图23-10单路PCM时隙信号图23-11展宽后的单路PCM时隙信号（二）短接J5-J9，将PCM时隙信号（PCMOUT）导入译码器，在译码输出端TP14可观看到通过译码后的1KHz音频信号。五、实验报告1．阐述PCM编译码的过程和工作原理。2．整理测量得到的各种数据和观看到的波形。3．写出实验心得。实验四AMI/HDB3编译码实验一、实验目的1．掌握AMI/HDB3码的编码规则及其特性；2．了解采纳CD22103专用芯片实现的编译码电路。二、实验仪器与设备1．THEXZ-2型实验箱、数字信号发生模块、AMI/HDB3编译码实验模块；2．20MHz双踪示波器。三、实验原理在数字通信系统中，有时不通过数字基带信号与信道信号之间的变换，只由终端设备进行信息与数字基带信号之间的变换，然后直接传输数字基带信号。数字基带信号的形式有许多种，在基带传输中经常采纳AMI码(符号交替反转码)和HDB3码(三阶高密度双极性码)。1．传输码型在数字复用设备中，内部电路多为一端接地，输出的信码一般是单极性非归零信码。这种码在电缆上长距离传输时，为了防止引进干扰信号，电缆的两根线都不能接地(即对地是平衡的)，那个地点就要选用一种适合线路上传输的码型，通常有以下几点考虑：(1)在选用的码型的频谱中应该没有直流重量，低频重量也应尽量少。这是因为终端机输出电路或再生中继站差不多上通过变压器与电缆相连接的，而变压器是不能通过直流重量和低频重量的。(2)传输型的频谱中高频重量要尽量少。这是因为电缆中信号线之间的串话在高频部分更为严峻，当码型频谱中高频重量较大时，限制了信码的传输距离或传输质量。(3)码型应便于再生定时电路从码流中恢复位定时。若信号连“0”较长，则等效于一段时刻没有收脉冲，恢复位定时就困难，因此应该使变换后的码型中连“0(4)设备简单，码型变换容易实现。(5)选用的码型应使误码率较低。双极性基带信号波形的误码率比单极性信号低。依照这些原则，在传输线路上通常采纳AMI码和HDB3码。2．AMI码用“0”和“1”代表空号和传号。AMI码的编码规则是“0”码不变，“1”码则交替地转换为+1和-1。当码序列是100100011101时，AMI码为：+100-1000+1-1+9-1。通常脉冲宽度为码元宽度的一半，这种码型交替出现正、负极脉冲，因此没直流重量，低频重量也专门少，它的频谱如图31-1所示，AMI码的能量集中于这种码的反变换也专门容易，在再生信码时，只要将信号整流，即可将“-1”翻转为“+1”，恢复成单极性码。这种码未能解决信码中经常出现的长连“0”的问题。图31-2所示为4级伪随机序列的AMI码及其波形。从AMI码的编码规则看出，它已从一个二进制符号序列变成了一个三进制符号序列，而且也是二进制符号变换成一个三进制符号。把一个二进制符号变换成一个三进制符号所构成的码称为1B/1T码型。图31-1AMI码的频谱示意图图31-2AMI码及其波形AMI码除有上述特点外，还有编译码电路简单及便于观看误码情况等优点，它是一种差不多的线路码，并得到广泛采纳。然而，AMI码有一个重要缺点，即当它用来猎取定时信息时，由于它可能出现长的连0串，因而会造成提取定时信号的困难。3．HDB3码及变换规则为了保持AMI码的优点而克服其缺点，人们提出了许多种类的改进AMI码，HDB3码确实是其中有代表性的码。HDB3码的全称是三阶高密度双极性码。它的编码原理是如此的：先把消息代码变换成AMI码，然后去检查AMI码的连0串情况，当没有4个以上连“0”串时，则按AMI规则编码，当出现4个连“0”码时，以码型取代节“000V”或“B00V”代替四连“选用取代节的原则是：用B脉冲来保证任意两个相连取代节的V脉冲间“1”的个数为奇数。当相邻V脉冲间“1”码数为奇数时，则用“000V”取代，为偶数个时就用“B00V”取代。在V脉冲后面的“1”码和B码都依V脉冲的极性而正负交替改变。为了讨论方便，我们不管“0”码，而把相邻的信码“1”和取代节中的B码用B1B2Bn表示，Bn后面为V，选取“000V”或“B00V”来满足Bn的n为奇数。当信码中的“1”码依次出现的序列为VB1B2B3...BnVB1时，HDB3码为+-+-...--+或为-+-+...++-。由此看出，V脉冲是能够辨认的，这是因为Bn和其后出现的V有相同的极性，破坏了相邻码交替变号原则，我们称V脉冲为破坏点，必要时加取代节B00V，保证n永久为奇数，使相邻两个V码的极性作交替变化。由此可见，在HDB3码中，相邻两个V码之间或是其余的“1”码之间都符合交替变号原则，而取代码在整修码流中不符合交替变号原则。通过如此的变换，既消除了直流成分，又幸免了长连图31-4给出一个特定信码的HDB3编码方法。图31-3HDB3码的频谱示意图例如，信码为：10110000000110000001若前一个破坏点为V-，且它至第一个连“0”串前有奇数个B，则HDB3码若前一个破坏点为V+，且它至第一个连“0”串前有偶数个B，则HDB3码为：图31-4特定信码的HDB3编码方法那个地点B+、B-分不表示符合极性交替规则的正脉冲和负脉冲。V+和V-分不表示破坏极性交替规则的正脉冲和负脉冲，由此可见HDB3码的波形不是唯一的，它与出现四连“0”码之前的状态有关。由于HDB3码能较好地满足传输码型的各项要求，因此常被用于远端接口电路中。在△M编码、PCM编码和ADPCM编码等终端机中或多种复接设备中，都需要HDB3码型变换电路与之相配合。图31-5将NRZ码、HDB3码和AMI码编码方式作一比较。图31-5NRZ-HDB3-AMI编码方式尽管HDB3码的编码规则比较复杂，但译码却比较简单。从上述原理看出，每一个破坏符号V总是与前一非0符号同极性（包括B在内）。这确实是讲，从收到的符号序列中能够容易地找到破坏点V因此也断定V符号及其前面的3个符号必定是连0符号，从而恢复4个连0码，再将所有-1变成+1后便得到原消息代码。HDB3码保持了AMI码的优点，克服了AMI码在遇到连“0”长时难以提取定时信息的困难，因而获得广泛应用。CCITT已建议把HDB3码4．实际电路本实验模块采纳了U1（CD22103）专用芯片实现AMI/HDB3的编译码，没有采纳复杂的线圈耦合的方法来实现HDB3码字的测试，而是采纳U2对HDB3的输出进行变换。输入的码流由U1的1脚在2脚时钟信号的推动下输入，HDB3与AMI由K1选择。编码之后的结果在U1的14，15脚输出。而后在电路上直接由U1的11，13脚返回，再由U1进行译码。正确译码之后TP1与TP3的波形应一致，但由于编译码的规则较复杂，当前的输出HDB3码字可能与前四个码字有关，因而HDB3的编译码时延较大。AMI/HDB3的选择可通过K1设置，当K1设置在1-2状态时，U1完成HDB3编译码过程，设置在2-3状态时，U1完成AMI编译码过程。电路原理图如下：四、实验步骤（一）预备“数字信号发生模块”，用示波器检查“全一码”、“全零码”、“3级伪码”、“4级伪码”、“5级伪码”及64K时钟的输出状态（各级伪码时钟确定在64KHz）。（二）“AMI/HDB3编译码实验模块”的K1接2、3即选择AMI模式，J2输入64KHz时钟信号，J1依次输入“全一码”、“全零码”、“3级伪码”、“4级伪码”、“5级伪码”，J3输入D64K时钟。1．“全一码”输入：用20MHz双踪示波器检查TP1的“全一码”和TP7的“全一码”的HDB3编码，编码应符合AMI码的编码规则。再测TP1和TP3的译码输出是否正确。2．“全零码”输入：用20MHz双踪示波器检查TP1的“全零码”和TP7的“全零码”的HDB3编码，编码应符合HDB3码的编码规则。再测TP1和TP3的译码输出是否正确。3．“3级伪码”输入：用20MHz双踪示波器检查TP1的“3级伪码”和TP7的“3级伪码”的HDB3编码，编码应符合AMI码的编码规则。再测TP1和TP3的译码输出是否正确。4．“4级伪码”输入：用20MHz双踪示波器检查TP1的“4级伪码”和TP7的“4级伪码”的HDB3编码，编码应符合AMI码的编码规则。再测TP1和TP3的译码输出是否正确。5．“5级伪码”输入：用20MHz双踪示波器检查TP1的“5级伪码”和TP7的“5级伪码”的AMI编码，编码应符合AMI码的编码规则。再测TP1和TP3的译码输出是否正确。（三）“AMI/HDB3编译码实验模块”的K1接1、2即选择HDB3模式，步骤同（二）检测HDB3的编译码，并于AMI相比较。五、实验报告1．写出AMI码和HDB3码的编码规则。2．结合AMI码和HDB3码的编码规则，对以上五种信码进行编码（画在方格纸上），并和测试结果进行比较。3．结合编码框图，对电原理图各部分电路进行分析。实验五振幅键控（ASK）调制与解调实验一、实验目的1．掌握用键控法产生2ASK信号的方法。2．掌握2ASK非相干解调的原理。二、实验仪器与设备1．THEXZ-2型、2ASK数字调制与解调模块、数字信号发生模块2．20MHz以上双踪示波器；1号实验导线。三、实验原理调制信号为二进制序列时的数字频带调制称为二进制数字调制。由于被调载波有幅度、频率、相位三个独立的可控参量，当用二进制信号分不调制这三种参量时，就形成了二进制振幅键控(2ASK)、二进制移频键控（2FSK）、二进制移相键控(2PSK)三种最差不多的数字频带调制信号，而每种调制信号的受控参量只有两种离散变换状态。2ASK调制原理在振幅键控中载波幅度是随着基带信号的变化而变化的。使载波在二进制基带信号1或0的操纵下通或断，即用载波幅度的有或无来代表信号中的“1”或“0”，如此就能够得到2ASK信号，这种二进制振幅键控方式称为通—断键控（OOK）。2ASK信号典型的时域波形如图1-1所示，图12ASK信号的典型时域波形其时域数学表达式为：S式中，A为未调载波幅度，ωc为载波角频率，an为符合下列关系的二进制序列的第a综合式1-1和式1-2，令A＝1，则2ASK信号的一般时域表达式为：S式中，Ts为码元间隔，gt为持续时刻-T2ASK信号的产生方法比较简单。首先，因2ASK信号的特征是对载波的“通－断键控”，用一个模拟开关作为调制载波的输出通/断操纵门，由二进制序列S(t)操纵门的通断，St=1时开关导通；St2ASK解调原理2ASK有两种差不多的解调方法：非相干解调（包络检波法）和相干解调（同步检测法），相应的接收系统组成方框图如图2所示。与模拟信号的接收系统相比，那个地点增加了一个“抽样判决器”方框，这关于提高数字信号的接收性能是必要的。（1）非相干解调方式（2）相干解调方式图22ASK解调原理框图实验原理1）ASK调制电路调制实验电路采纳通－断键控法，2ASK调制的基带信号和载波信号分不从“S1(t)”和“f(t)”输入，调制信号从“2ASK(out)”输出。事实上验框图和电路原理图分不如图3、图4所示。图32ASK调制实验框图图42ASK调制原理图2）ASK解调电路解调实验电路采纳包络检波法，事实上验框图和电路原理图分不如图5、图6所示。2ASK调制信号从“2ASK(in)”输入，经C2和R2组成的耦合电路至半波整流器（由D1、D2组成），半波整流后的信号经低通滤波器U3（TL082）、电压比较器U4（LM339）与参考电位比较后送入抽样判决器进行抽样判决，最后得到解调输出的二进制信号。电位器RW2用来调节电压比较器U4的判决电压。判决电压过高，将会导致正确的解调结果丢失；判决电压过低，将会导致解调结果中含有大量错码，因此，只有合理选择判决电压，才能得到正确的解调结果。抽样判决用的时钟信号确实是2ASK基带信号的位同步信号，该信号从“S2(t)”输入，从数字信号发生模块直接引入。在实际应用的通信系统中，解调器的输入端都有一个带通滤波器来滤除带外的信道白噪声并确保系统的频率特性符合无码间串扰的条件。本实验中为了简化实验设备，在调制部分的输出端没有加带通滤波器，同时假设信道是理想的，因此在解调部分的输入端也没有加带通滤波器。图52ASK解调实验框图图62ASK解调原理图四、实验内容与步骤2ASK调制实验1．将2ASK数字调制与解调模块、数字信号发生模块固定在主机箱上，用黑色塑封螺丝打紧，确保电源接触良好。2．将信号源输出的峰峰值为5V、频率为25kHz的正弦波信号连接到2ASK调制与解调模块的f(t)（T1）输入端，用作载波信号。将数字信号发生模块的1K时钟与NRZxCLK（x为3、4、5）相连，将伪码码型NRZx（x为3、4、5）连接到S1(t)（T2），用作基带信号。3．用示波器在2ASK(out)（T3）处观测已调制信号波形，并记录波形。4．改变与S1(t)相连的伪码码型，重复上述实验，注意观测波形的变化。5．实验结束，关闭电源。2ASK解调实验1．将上述实验中产生的已调信号2ASK(out)接到2ASK(in)（T4），在S2(t)（T9）处输入频率为NRZxCLK（x为3、4、5）频率的32K的位同步信号。调节电位器RW2改变判决门限，直到在2ASK(out)(T8)处观看到与基带信号一致的波形。2．分不观测f1（T5）、f2（T6）、f3（T7）解调过程中的波形，并记录。3．改变与S1(t)相连的伪码码型，重复上述实验，注意观测波形的变化。4．实验结束，关闭电源，拆除连线，整理实验数据或波形，完成实验报告。五、实验报告1．分析实验电路的工作原理，叙述其工作过程。2．依照实验测试记录，画出各测量点的波形图，并分析实验现象。3．写出完成本次实验后的心得体会以及对本次实验的改进建议。实验六FSK数字频率调制及解调实验一、实验目的1．学习FSK数字频率调制及解调的工作原理及电路组成；2．掌握利用模拟开关实现FSK调制的原理和实现方法。3．掌握利用锁相环实现FSK解调的原理和实现方法。二、实验仪器与设备1．THEXZ-2B型实验箱、数字信号发生实验、FSK数字频率调制实验；FSK数字频率解调实验2．20MHz双踪示波器。三、实验原理数字频率调制是数字通信使用较早的一种通信方式。由于这种调制解调方式容易实现，抗噪声和抗衰减性能较强，因此在中低速数据通信系统中得到了广泛的应用。数字调频又可称作移频键控FSK，它是利用载频频率变化来传递数字信息。数字调频信号能够分相位离散和相位连续两种情形。若两个振荡器频率分不由不同的独立振荡器提供，它们之间相位互不相关，这就叫相位离散的数字调频信号；若两个振荡频率由同一振荡信号源提供，只是对其中一个载波进行分频，如此产生的两个载频确实是相位连续的数字调频信号。本实验电路中，由数字信号发生模板提供的载频频率通过本实验电路分频而得到的两个不同频率的载频信号，则为相位连续的数字调频信号。（一）FSK调制电路工作原理FSK调制电原理框图，如图36-1，图36-2是它的电原理图。图36-1FSK调制电原理框图由图36-1可知，输入的基带信号由转换开关J6转接后分成两路，一路操纵f1=32KHz的载频，另一路经倒相去操纵f2=16KHz的载频。当基带信号为“1”时，模拟开关1打开，模拟开关2关闭，现在输出f1=32KHz，当基带信号为“0”时，模拟开关1关闭，模拟开关2开通。现在输出f2=16KHz，因此可在输出端得到已调的FSK信号。电路中的两路载频（f1、f2）由数字信号发生模板产生，通过J12，J13送入。两路载频分不经射随、选频滤波、射随、再送至模拟开关U6：A与U6：B（4066）。图36-2FSK调制电原理图（二）FSK解调电路工作原理FSK集成电路模拟锁相环解调器由于性能优越、价格低廉，体积小。因此得到了越来广泛的应用。FSK集成电路模拟锁相环解调器的工作原理简单是十分简单的，只要在设计锁相环时，使它锁定在FSK的一个载频f1上，对应输出高电平，而对另一载频f2失锁，对应输出低电平，那末在锁相环路滤波器输出端就能够得到解调的基带信号序列。解调器框图如图37-1所示。解调器电原理图如图37-2所示。图37-1FSK解调电路原理框图FSK锁相环解调器中的集成锁相环选用了MC14046。MC14046集成电路内有两个数字式鉴相器（PDⅠ、PDⅡ）、一个压控振荡器（VCO），还有输入放大电路等，环路低通滤波器接在集成电路的外部。压控振荡器的中心频率设计在32KHz。图37-2中R114～R117、C112要紧用来确定压控振荡器的振荡频率。R118、C113构成外接低通滤波器，其参数选择要满足环路性能指标的要求。从要求环路能快速捕捉、迅速锁定来看，低通滤波器的通频带要宽一些；从提高环路的跟踪特性来看，低通滤波器的通带又要窄些。因此电路设计应在满足捕捉时刻前提下，尽量减小环路低通滤波器的带宽。图37-2FSK解调电路电原理图由图37-2可知，当锁相环锁定时，环路对输入FSK信号中的32KHz载波处于跟踪状态，32KHz载波（正弦波）经输入整形电路后变成矩形载波。现在鉴相器PDⅡ输出端（引脚13）为低电平，锁定指示输出（引脚1）为高电平，鉴相器PDⅠ输出（引脚2）为低电平，PDⅠ输出和锁定指示输出经或非门U13：A（74LS32）和U14：A（74LS04）后输出为低电平，再经积分电路和非门U14：B（74LS04）输出为高电平。再通过U14：C（74LS04）、U14：D（74LS04）整形电路反相后后从输出信号插座J3输出。环路锁定时的各点工作波形如图37-3所示。TP8TP9TP10图37-3FSK解调原理波形图当输入信号为16KHz时，环路失锁。现在环路对16KHz载频的跟踪破坏，鉴相器输入端的两个比较信号存在频差，经鉴相器PDI后输出一串无规则矩形脉冲，而锁定指示（第1引脚）输出为低电平，PDI输出和锁定指示输出经或非门U13A与U14A后，输出仍为无规则矩形脉冲，这些矩形脉冲积分器和非门U可见，环路对32KHz载频锁定时输出高电平，对16KHz载频失锁时就输出低电平。只要适当选择环路参数，使它对32KHz锁定，对16KHz失锁，则在解调器输出端的就得到解调输出的基带信号序列。四、实验步骤（一）FSK调制实验1．将数字信号发生模板上的32KHz、16KHz方波输出分不联接到FSK数字频率调制实验模板上的J12，J13；将数字信号发生模板模板上的NRZ3伪码输出联接到FSK数字频率调制实验模板上的J17，伪码时钟选择2K。2．测试FSK调制电路TP12～TP18各测量点波形，并作详细分析。测量点讲明：TP12：32KHz方波信号TP13：16KHz方波信号TP14：作为fc1=32KHz载频信号，幅度不等时，可调节电位器R116。TP15：作为fc2=16KHz载频信号，幅度不等时，可调节电位器R123。TP17：F=2KHz的数字基带信码信号输入，输入码元速率为2KHz的1110010码。TP16：波形与TP17反相。TP18：FSK调制信号输出。（二）FSK解调实验1．在FSK调制实验完成的基础上，将FSK数字频率调制实验的J18与FSK2的J8用电缆线联接在一起。2．示波器双踪观看数字信号发生模板的32KHz时钟方波和FSK数字频率解调实验的TP9，调节R115，R117使其同步。3．示波器双踪观看数字信号发生模板的2KPN码和FSK数字频率解调实验的TP10，能够观看到FSK解调信号输出。4．测试FSK解调电路TP8～TP9各测量点波形，并作详细分析。测量点讲明：TP8：FSK解调信号输入。TP9：FSK解调电路工作时钟，正常工作时应为32KHz左右，频偏不大于2KHz，若有偏差，可调节电位器R115或R117的。TP10：FSK解调信号输出，即数字基带信码信号输出。五、实验报告1．测试FSK调制电路TP12～TP18各测量点波形，并作详细分析。2．测试FSK解调电路TP8～TP10各测量点波形，记录各点波形，同时与FSK调制电路的测试结果作比较，作出详细分析。实验七PSK移相键控调制及解调实验一、实验目的1．掌握二相BPSK（DPSK）调制及解调的工作原理及电路组成。2．了解载频信号的产生方法。3．掌握二相绝对码与相对码的码型变换方法。4．熟悉二相相对移相与绝对移相的转换方法。5．掌握二相（PSK、DPSK）系统的要紧性能指标的测试方法。二、实验仪器与设备1．THEXZ-2B型实验箱、数字信号发生模板、PSK移相键控调制实验；PSK移相键控解调（含载波提取）实验2．20MHz双踪示波器三、实验原理（一）PSK调制电路差不多工作原理在本实验中，绝对移相键控（PSK）是采纳直接调相法来实现，也确实是用输入的基带信号直接操纵已输入载波相位的变化来实现相位键控。图38-1是二相PSK（DPSK）调制器电路框图，图38-2是它的电原理图。图38-1二相PSK（DPSK）调制器电路框图数字相位调制又称为移相键控。它是利用载波相位的变化来传递数字信息的。通常又可把它分成绝对移相与相对移相两种方式。绝对移相确实是利用载波不同相位的绝对值来传递信息。那么，如何样才能让载波不同相位的绝对值来传递数字信息呢？假如让所需传输的数字基带信号操纵载波相位改变，而载波的振幅和频率都不变，那么就得到载波的相位发生变化的已调信号，我们把这种调制方式称为数字相位调制。即移相键控PSK调制。PSK在数字通信系统中是一种极重要的调制方式，它的抗干扰噪声性能及通频带的利用率均优先于ASK移幅键控和FSK移频键控。因此，PSK技术在中、高速数据传输中得到了十分广泛的应用。当传送消息为一随机序列时，例如话音信号通过编码后的数字信号或其它数据信号，则传送的调相信号也相应的为一随机的振荡序列，其相位与传送消息相对应，如图38-3所示。下面对图38-2中的电路作一分析：图38-2PSK移相键控调制实验电原理图图38-3二相PSK调制信号波形内载波发生器电路如图38-4所示。

图38-41.024MHz内载发生器从电路中可知，来自信号发生器的1.024MHz方波信号输入至C3的耦合电容上，由L1、C4、C5可调电容，将1.024MHz方波信号变换成1.024MHz的正弦波信号，其中调节R5可改变输出信号的幅波，由BG1等组件组成的是射随器电器，它起隔离作用。输出信号送至载波信号转换开关K1的1脚。内载波亦可由K1切换成512K正弦波。2．载波倒相器模拟信号的倒相通常采纳运放作倒相器，在本实验电路中，如图38-5所示，电路由U4（LM318）、R10、R11组成，来自1.024MHz载波信号经电阻R10输入到高速运放LM318的反相输入端2脚，在运放的输出端即可得到一个反相的载波信号，即π相载波信号。为了使后面的合路后的0相载波与π相载波的幅度相等，在载波倒相器电路中加了增益调整电位器R11。3．信码反相器由U1：C（74LS04）组成。4．模拟开关相乘器对载波的相移键控是用乘法器来实现的，常用的乘法器有环行调制器、模拟乘法器集成电路以及模拟开关电路等，本实验采纳的是模拟开关4066作乘法器，电路如图38-5右半部分。4066是一种4路双向模拟开关，其中每一路引脚互相独立。图38-5载波倒相器，模拟开关相乘器下面再作详细分析 4066多路多向模拟开关在本实验电路中的工作原理。从图可知。0相载波与π相载波分不加到模拟开关1：U5A的输入端（1脚）、模拟开关2：U5B的输入端（11脚），在数字基带信号的信码中，它的正极性加到模拟开关1的输入操纵端（13脚），它反极性加到模拟开关2的输入操纵端（12脚）。用来操纵两个同频反相载波的通端。当信码为“1”码时，模拟开关1的输入操纵端为高电平，模拟开关1导通，输出0相载波，而模拟开关2的输入操纵端为低电平，模拟开关2截止。反之，当信码为“0”码时，模拟开关1的输入操纵端为低电平，模拟开关1截止。而模拟开关2的输入操纵端却为高电平，模拟开关2导通。输出π相载波，两个模拟开关的输出通过载波输出操纵开关K3图38-6模拟开关乘相器工作波形5．差分编码器+在数据传输系统中，由于相对移相键控调制具有干抗干扰噪声能力强，在相同的信噪比条件下，可获得比其它调制方式（例如：ASK、FSK）更低的误码率，因而这种方式广泛应用在实际通信系统中。DPSK调制是采纳码型变换法加绝对调相来实现，即把数据信息源（如：伪随机码发生器输出的伪随机码序列、增量调制编码器输出的数据信号或脉冲编码调制PCM编码器输出的数字信号）作为绝对码序列｛an｝，通过差分编码器变成相对码序列｛bn｝，然后再用相对码序列｛bn｝，进行绝对移相键控，现在该调制的输出确实是DPSK已调信号。图38-7是绝对与相对码转换电路，即差分编码器电路。图38-7差分编码器电路上面已对绝对移相作了分析，那么相对移相的含义是什么？所谓相对移相，确实是利用载波相位的相对值来传递信息，也确实是利用前后码元载波相位的相对变化来传递信息，因此也称为“差分移相”。“绝对移相”的原理提出依旧比较早的，然而由于技术实现上的困难，一直未能在实际系统中推广应用，只是后来提出了“相对移相”后，才使移相键控付诸于实现。理论分析和实际试验证明：在恒参信道下，移相键控比振幅键控、频率键控，不但具有较高的抗干扰性能，而且可更经济有效地利用频带。因此讲它是一种比较优越的调制方式，因而在实际中得到广泛的应用。在绝对相移方式，由于发端是以两个可能出现的相位之中一个相位作基准的。因而在收端也必须有如此一个相同的基准相位作参考，假如那个参考相位发生变化（0相变π相或π相变0相），则恢复的数字信息就会发生0变1或1变0，从而造成错误的恢复。在实际通信时参考基准相位的随机跳变是可能发生的，而且在通信过程中不易被发觉。如，由于某各种突然的骚动，系统中的触发器可能发生状态的转移，锁相环路稳定状态也可能发生转移，等等，出现这种可能时，采纳绝对移相就会使接收端恢复的数据极性相反。假如这时传输的是经增量调制的编码后话音数字信号，则并不阻碍话音的正常恢复，只是在相位发生跳变的瞬间，有噪声出现。但假如传输的是计算机输出的数据信号，这将会使恢复的数据面目全非，为了克服这种现象，通常在传输数据信号时采纳二相相对移相（DPSK）方式。DPSK是利用前后相邻码元对应的载波相对相移来表示数字信息的一种相移键控方式。图38-8PSKDPSK编码波形绝对码是以基带信号码元的电平直接表示数字信息的，如规定高电平代表“1”，低电平代表“0”。相对码（差分码）是用基带信号码元的电平与前一码元的电平有无变化来表示数字信息的，如规定：相对码中有跳变表示1，无跳变表示0。图38-9是差分编码器电路，可用模二加法器延时器（延迟一个码元宽度Tb）来实现这两种码的互相转换。图38-9差分编码器电路图设输入的绝对码an为1110010码，则通过转码器后输出的相对码bn为1110010，即图38-10是它的工作波形图。图38-10差分编码器的工作波形图（二）PSK解调电路差不多工作原理二相PSK（DPSK）解调器的总电路方框图如图39-1所示。二相PSK（DPSK）的载波为1.024MHz，数字基带信号的码元速率为32bit/s。图39-1解调器总方框图从图39-1可见，该解调器由三部分组成：载波提取电路、位定时恢复电路与信码再生整形电路。载波恢复和位定时提取，是数字载波传输系统必不可少的重要组成部分。载波恢复的具体实现方案是和发送端的调制方式有关，以相位键控为例，有：N次方环、科斯塔斯环(Constas)、逆调制环和判决反馈环等。近几年来由于数字电路技术和集成电路的迅速进展，又出现了基带数字处理载波跟踪环，同时已在实际应用领域得到了广泛的使用。然而，为了加强学生基础知图39-2同相正交环提取载波电原理方框图识的学习及对差不多理论的理解，我们从实际动身，选择同相正交环解调电路作为差不多实验。图39-2是电原理框图，图39-3是电原理图。图39-3PSK移相键控解调实验电原理图1、二相（PSK、DPSK）信号输入电路电路见图39-4所示，由BG1（9013）组成射随器电路，对发送端送来的二相（PSK、DPSK）信号进行前后级隔离，由U1（LM311）组成模拟信号放大电路，进一步对输入小信号前二相（PSK、DPSK）信号进行放大后送外鉴相器Ⅰ与鉴相器Ⅱ分不进行鉴相。图39-4二相（PSK、DPSK）信号输入电路2、同相正交环锁相环提取载波电路从图39-2电原理方框图中可知，在这种环路里，误码信号是由两个鉴相器提供的。VCO压控振荡器给出两路互相正交的载波信号分不送至两鉴相器，输入的二相（PSK、DPSK）信号通过两个鉴相器分不鉴相后，由低通滤波器滤除载波频率以上的高频重量，分不送入两判决器后得到基带信号Ud1与Ud2，其中Ud1中包含着码元信息，但无法对VCO压控振荡器进行操纵。只有将Ud1、Ud2通过基带模拟相乘器相乘后，就能够去掉码元信息，得到反映VCO输出信号与输入载波间的相位差的误码操纵电压，从而实验现了对VCO压控振荡器的操纵。它们的实际电路见图39-3所示。包括鉴相器1，鉴相器2，低通滤波器1，低通滤波器2，比较判决器1，比较判决器2，相乘器，环路滤波器，VCO压控振荡器，数字分频移相器等电路组成。具体工作过程如下：由U1（LM311）模拟运放放大后的信号分两路输出至两鉴相器的输入端，鉴相1与鉴相器2的操纵信号输入端的操纵信号分不为0相载波信号与π/2相载波信号。如此通过两鉴相器输出的鉴相信号再通过有源低通滤波器滤掉其高频重量，再由两比较判决器完成判决解调出数字基带信码，由U6A构成的相乘器电路，去掉数字基带信号中的数字信息。得到反映恢复载波与输入载波相位之差的误差电压Ud，Ud通过环路低通滤波器R18、R19、C12它的中心振荡输出频率范围从1Hz到60MHz，工作环境温度在0~70。C，当电源电压工作在+5V、频率操纵电压与范围操纵电压都为+2V时，74LS124的输出频率表达为：f0=1×9-4/Cext，在实验电路中，调节周密电位器RW2（100KΩ）的阻值，使频率操纵输入电压（74LS124的2脚）与范围操纵输入电压（74LS124的3脚）差不多相等，现在，当电源为+5V时，才符合：f0=5×9-4/Cext，再改变电容CA701，使74LS124的7脚输出为4.096MHz方波信号。74LS124的6脚为使能端，低电平有效，它开启压控振荡器工作；当74LS124的7脚输出的中心频率偏离4.096MHz时，现在可调节RW1和RW2，用频率计监视测量点TP4上的频率值，使其准确而稳定地输出4.096MHz的载波信号。 该4.094MHz的载波信号通过分频(÷4)电路：U9B与U10A（74LS74）两次分频变成1.024MHz载波信号，并完成π/2相移相。由U10B的9脚输出π/2相去鉴相器2的操纵信号输入端U2B（4066）的12脚，由U10A的5脚输出0相载波信号去鉴相器1的操纵信号输入端U图39-5同相载波与正交载波波形图39-6是同相正交解调环各点波形图。图39-6同相正交解调环各点波形图从图中能够看出该解调环路优点是：①该解调环在载波恢复的同时，即可解调出数字信息。②该解调环电路结构简单，整个载波恢复环路可全部采纳模拟和数字集成电路实现。但该解调环中缺点是：存在相位模糊。当解调环路中解调的数字信息与发端的数字信息相位反相时，即相干信号相位和载波相位反相，则按一下按键开关SW1，强迫使它的置“1”端送入高电平，使电路Q端输出为“1”，Q端输出为“0”，迫使相干信号的相位与载波信号相位同频同相，以消除相位误差。然而，在实际应用中，一般不用绝对移相，而应用相对移相，而用相位比较法克服相位模糊。TP1：PSK解调信号输入波形TP2：PSK解调信号输入波形（通过射极跟随器）TP3：对PSK解调信号进行放大TP4：压控振荡器输出4.096MHz的载波信号，用频率计监视测量点TP4上的频率值有偏差时，现在，可调节W1和W2，使其准确而稳定地输出4.096MHz的载波信号。TP5：频率为1.024MHz的0相载波输出信号TP6：频率为1.024MHz的相载波输出信号TP7：PSK解调输出信号，即数字基带信码四、实验步骤本实验需要预备数字信号发生模块。（时钟32K连接到NRZ3CLK）（一）PSK调制实验（注：基带信号由NRZ3连接到J3）1、二相BPSK调制器（注：必须把开关K2的1与2脚接通）（1）用内载波发生器产生的1.024MHz（即：时钟1024K接到J1；开关K1的1与2脚接通）信号作输入载波信号来观看TP6~TP11各测量点的波形。（2）用内载波信号发生器产生的512KHz信号（即：时钟512K接到J2；开关K1的2与3脚接通）作输入载波信号来观看TP6~TP11各测量点的波形。2、二相DPSK调制器（注：必须把开关K2的2与3脚接通；时钟32K连接到J5用来产生相对码）加入差分编码器电路来传输二相DPSK信号，重做上述1、2的内容。测量点性质：（用20MHz双踪示波器同步观看）TP1：输入频率为1024KHz的方波信号。TP2：输入频率为512KHz的方波信号。TP3：输入PN32K三级伪随机码TP4：K21-2，PN32K绝对码；K19-3，PN32K相对码TP5：32KHz方波输入（产生相对码时用）TP6：K11-2时，1024KHz正弦波，波形不行时可调节R5和C5K12-3时，514KHz正弦波，波形不行时可调节R7和C9TP7：波形同TP6TP8：波形同TP6，波形不行时可调节R11TP9：PSK调制第二路（π相）输出波形，当开关K3都断开时。TP10：PSK调制第一路（0相）输出波形，当开关K3都断开时。TP11：当开关K3都合上时，即K31-2相连、K33-4相连时，则为PSK调制信号输出波形。（二）PSK解调实验（在以上PSK调制实验正常工作基础上）本实验调试的关键在于压控振荡器输出的4.096MHz载波信号（TP4），需用频率计监视测量点TP4上的频率值，有偏差时，可调节RW1和R20，使其准确而稳定地输出4.096MHz的载波信号。必要时，可用20MHz双踪示波器同时检测数字信号发生模块上的4.096MHz方波和PSK移相键控解调实验的TP4，微调RW1和RW2，使其同频同相。1、在实验模块的J1接上PSK调制波（BPSK绝对码调制），在TP7用双踪观看解调后的三级伪随机码波形。并观看各测量点的波形。2、在实验模块的J1接上PSK调制波（DPSK相对码调制），在TP7用双踪观看解调后的三级伪随机码波形。并观看各测量点的波形。五、实验报告1．简述BPSK调制电路的工作原理及工作过程。2．简述DPSK调制电路的工作原理及工作过程。3．依照实验测试记录（波形、频率、相位、幅度以及时刻对应关系）依次画出调制器各测量点的工作波形，并给以必要的讲明。4．依照实验结果，画出BPSK（DPSK）相干解调电路的波形图，在图上标上相位关系。实验八数字同步技术（位同步）及眼图实验一、实验目的1．掌握数字基带信号的传输过程。2．熟悉位定时产生与提取位同步信号的方法。3．学会观看眼图及其分析方法。二、实验仪器与设备1．THEXZ-2B型实验箱、数字信号发生模板、PSK移相键控调制实验、PSK移相键控解调（含载波提取）实验、数字同步（位同步）实验2．20MHz双踪示波器三、实验原理所有数字通信系统能否有效地工作，在相当大的程度上依靠于发送端和接收端正确地同步。同步的不良将会导致通信质量的下降，甚至完全不能工作。在通信系统中，通常遇到的有三种同步方式：即载波同步、位同步和群同步。本次实验系统要紧是分析位同步的问题，载波同步和群同步不分析。实现位同步的方法有专门多种，但差不多上能够分为两大类型：一种类型是外同步法，另一种类型是自同步法。所谓外同步法，确实是在发送端除了要发送有用的数字信息外，还要专门传送位同步信号，到了接收端得用窄带滤波器或锁相环进行滤波提取该信号作为同步之用。所谓自同步法，确实是在发送端不专门向接收端发送位同步信号，而接收端所需要的位同步信号是设法从接收信号中或从解调后的数字基带信号中提取出来。本次实验中，位同步提取的方法是从二相PSK（DPSK）信号中，对解调出的数字基带信息再直接提取恢复出位同步信号。图40-1是位同步恢复与信码再生电路方框图，图40-2是电原理图。图40-1位同步恢复与信码再生电路方框图（一）带通滤波与全波整流电路电路如图40-3所示。图40-2位同步恢复与信码再生电路电原理图图40-3带通滤波与全波整流电路图设计该电路时，以数字基带码元速率为32KHz/s为例，数字基带信号由测量点TP1输出，通过电解电容E1与电阻R4进入该电路，带通滤波器由U1