非线性电子线路完全答案谢嘉奎第四版

文档来源为:从网络收集整理 .word版本可编辑.欢迎下载支持 .1-2一功率管，它的最大输出功率是否仅受其极限参数限制？为什么？解：否。还受功率管工作状态的影响，在极限参数中， PCM还受功率管所处环境温度、散热条件等影响。1-3一功率放大器要求输出功率 P。=1000W，当集电极效率 C由40％提高到70‰时，试问直流电源提供的直流功率PD和功率管耗散功率PC各减小多少？解：当C1=40时，P=P/C=2500W，P=PP=1500WD1oC1D1o当C2=70时，P=P/=1428.57W，P=PP=428.57D2oCC2D2oW可见，随着效率升高，PD下降，(PD1 PD2)=1071.43WPC下降，(PC1 PC2)=1071.43W1-6 如图所示为低频功率晶体管 3DD325的输出特性曲线，由它接成的放大器如图 1-2-1（a）所示，已知VCC=5V，试求下列条件下的PL、PD、C（运用图解法）：（1）RL=10 ，Q点在负载线中点，充分激励；（2）RL=5 ，IBQ同（1）值，Icm=ICQ；（3）RL=5 ，Q点在负载线中点，激励同（ 1）值；（4）RL=5 ，Q点在负载线中点，充分激励。1文档来源为:从网络收集整理 .word版本可编辑.欢迎下载支持 .解：(1) RL=10 时，作负载线(由VCE=VCC ICRL)，取Q在放大区负载线中点，充分激励，由图得VCEQ1=2.6V，ICQ1=220mA，IBQ1=Ibm=2.4mA因为Vcm=VCEQ1VCE(sat)=(2.60.2)V=2.4V，Icm=ICQ1=220mA所以PL1I=1.1W，=P/P=24CQ1C2DCCLD(2)当R=5时，由V=VIR作负载线，IBQ同(1)LCECCCL值，即IBQ2=2.4mA，得Q点，V=3.8V，ICQ2=260mA2CEQ2这时，Vcm=VCCVCEQ2=1.2V，Icm=ICQ2=260mA所以PL1156mW，P=VI=1.3W，=P/P=12VICQ2C2DCCLD(3)当R=5，Q在放大区内的中点，激励同(1)，L由图Q3点，VCEQ3=2.75V，ICQ3=460mA，IBQ3=4.6mA，Ibm=2.4mA相应的v=1.55V，i=700mA。CEminCmax因为Vcm=VCEQ3vCEmin=1.2V，Icm=iCmaxICQ3=240mA所以PL1144mW，P=VI=2.3W，=P/P=6.26VICQ3C2DCCLD(4)当R=5，充分激励时，Icm=ICQ3=460mA，V=VVLcmCCCEQ32文档来源为:从网络收集整理 .word版本可编辑.欢迎下载支持 .2.25V所以PL1VcmIcm517.5mW，D=VCCICQ3=2.3W，C=PL/PD=22.52P1-7 如图所示为三种甲类功率放大器的输出电路， 采用相同的功率管及VCC值。设VCE(sat)=0，ICEO=0，变压器是理想无耗的，试在同一输出特性曲线上作出各电路的交、 直流负载线，并求这三种放大器的最大输出功率之比 PLmax(a):PLmax(b):PLmax(c)。解：(1)1直流负载线方程v=ViR，负载线CD，CECCCC当iC=ICQ时，V=VIR。CEQCCCQC○2 交流负载线中点过根据交流负载线 AB得Icm=ICQ，Vcm=VCEQ=代入VCEQ方程中 Vcm=VCC

Q，斜率为(1/RL)，RLRL//RC1RC，2IcmRLIcmRC=VCCICQRC= VCC 2IcmRL=VCC 2Vcm解得11VCC3VcmVCC，Icm3RL即1VCC1VCC2113PLmax(a)VCCRL18RL23PDVCCICQVCCIcm1VCC23RL3文档来源为:从网络收集整理 .word版本可编辑.欢迎下载支持 .所以CPLmax(a)1PD6交流负载相同，均为CF，为获最大输出功率，Q处于交流负载线的中点，故Vcm=VCEQ=VCC/2，IcmICQVCC2RL所以PLmax(b)1Icm1VCC2；PDVCCICQVCC2Vcm8RL2RL2C(b)PLmax(b)1PD4(3)因为直流负载电阻为零，故直流负载线为CG，交流负载线斜率为(1/RL的直线，当C处于中点时，得)MNQVcm=VCEQ=VCC，IcmVCCICQRLPLmax(c)1VcmIcm1VCC2，PDVCCICQVCC2，所以C(c)PLmax(c)122RLRLPD2所以PLmax(a):PLmax(b):PLmax(c)1114:9:3618::82C(a):C(b):C(c)1112:3:66::241-8如图（a）所示为变压器耦合甲类功率放大电路，图（b）所示为功率管的理想化输出特性曲线。已知RL=8，设变压器是理想的，RE上的直流压降可忽略，试运用图解法：（1）VCC=15V，RL=，在负载匹配时，求相应的n、PLmax、C；（2）保持（1）中VCC．Ibm不变，将ICQ增加一倍，求PL值；（3）保持（1）中ICQ、RL、Ibm不变，将VCC增加一倍，求PL值；（4）在（3）条件中，将Ibm增加一倍，试分析工作状态。4文档来源为:从网络收集整理 .word版本可编辑.欢迎下载支持 .解：(1) 因为VCC=15V，RL=50，负载匹配时，ICQ1IcmVCC0.3ARL由此得知Q1的坐标为Q1(15V，1AB的中0.3A)，Q点处于交流负载线点，其在坐标轴上的截距为A(32V，，B(0，0.6A)。由图可见Icm=ICQ1=0.3A，Vcm=VCC= 15V此时，PLmax1VcmIcm2.25W，2PDVCCICQ4.5WPLmax2.25，nRL50C50%RL2.5PD4.58(2)RL是否变化没说明，故分两种情况讨论1当RL不变时，因为ICQ增加一倍，因此，RL已不是匹配值，其交○Q点的直线EF流负载线平行移动，为一条过2(RL不变，斜率不变，ICQ增加，Q点升高)此时，由于V、I、RL都不变，其P亦不变，为2.25WCCbmLmax(Ibm不变，Icm不变，Vcm不变)5文档来源为:从网络收集整理 .word版本可编辑.欢迎下载支持 .但PD=VCCICQ=9WCPLmax/PD=25%2当RL改变时，且RL<50，交流负载线以2为中心顺时针转动，○PQ但由于V、I、Icm不变，因而RLCCCbmL当RL>50，交流负载线以Q2为中心逆时针转动，但由于激励不变，输出将出现饱和失真。VCC=30V，交流负载线平移到EF，静态工作点为Q3，因为Ibm不变，所以Vcm不变，Icm不变，因此PL不变，PL=2.25W，但VCC30V，所以PD=VCC ICQ =9W C PL/PD=25%Ibm=6mA，以Q3点为静态工作点，出现截止失真。1-9单管甲类变压器耦合和乙类变压器耦合推挽功率放大器采用相同的功率管3DD303、相同的电源电压VCC和负载RL，且甲类放大器的RL等于匹配值，设CE(sat)，ICEO，RE忽略不计。（）已知VCCV=0=01=30V，放大器的iCmax=2A，RL=8，输入充分激励，试作交流负载线，并比较两放大器的Pomax、PCmax、C、RL、；（）功率管的n2极限参数PCM=30W，ICM=3A，V(BR)CEO=60V，试求充分利用功率管时两放大器的最大输出功率 Pomax。解：(1) 见表甲类 乙类交流负载线1 1 1 1 1 1Pomax VcmIcm VCC iCmax 15W VcmIcm VCC iCmax 30W2 2 2 2 2 2PCmax 2Pomax=30W 0.2Pomax=6W(单管)6文档来源为:从网络收集整理 .word版本可编辑.欢迎下载支持 .C50%78.5%RLV2/2P30V2/2P15CComaxcmomaxnRL301.94RL151.37RL8RL8见表甲类乙类PomaxPomax1130W15WPomax1PCM2V(BR)CEOICM24Pomax113A45WV(BR)CEOICM60V8413A22.5WPomax5PCM530W150W60V8所以PomaxPomax15W所以PomaxPomax45W1-14如图所示为两级功放电路，其中， Tl、T2工作于乙类，试指出T4、R2、R3的作用。当输人端加上激励信号时产生的负载电流为 iL=2sin t（A），讨计算：（1）当RL=8 时的输出功率PL；（2）每管的管耗PC；（3）输出级的效率 C。设 R5、R6电阻不计。解：T4、R2、R3组成具有直流电压并联负反馈的恒压源，给 T1、T27文档来源为:从网络收集整理 .word版本可编辑.欢迎下载支持 .互补管提供克服交越失真的直流正偏压。(1)(2)(3)

PL1Icm2RL16W2PD(VCCIcm)25.47W，PCPDPL4.74Wπ2Vcm0.8，C(π/4)62.83%VCC/21-16试按下列要求画单电源互补推挽功率放大器电路： （1）互补功率管为复合管；（2）推动级采用自举电路；（3）引入末级过流保护电路；（4）采用二极管偏置电路。解：按要求画出的单电源互补推挽功率放大器电路如图所示。图中T1为推动级，T2、T3、T4、T5为准互补推挽功率级，D1、D2为末级偏置电路，T6、T7为过流保护电路，C2为自举电容。1-17两级功放原理电路如图所示。试：（1）简述电路工作原理；（2）已知VCC= VEE，各管VBE(on)相等，设各管基极电流不计，求ICQ5(ICQ6)及kfv表达式。8文档来源为:从网络收集整理 .word版本可编辑.欢迎下载支持 .解：(1) T1、T2和T3、T4为复合管组成差分放大器，作为推动级。T5、T6为镜像电流源，作为差放级有源负载。 T7~T10——准互补功放电路，D1~D3——为功率级提供正向偏置； R5、R6——电压串联负反馈，改善电路性能。(2)通过RVEE2VBE(on)I=I=0.5IvfR5，1R1CQ5CQ6EEvoR5R62-1为什么谐振功率放大器能工作于丙类，而电阻性负载功率放大器不能工作于丙类？解：因为谐振功放的输出负载为并联谐振回路，该回路具有选频特性，可从输出的余弦脉冲电流中选出基波分量， 并在并联谐振回路上形成不失真的基波余弦电压，而电阻性输出负载不具备上述功能。2-2放大器工作于丙类比工作于甲、乙类有何优点？为什么？丙类工作的放大器适宜于放大哪些信号？解：(1)丙类工作，管子导通时间短，瞬时功耗小，效率高。丙类工作的放大器输出负载为并联谐振回路，具有选频滤波特性，保证了输出信号的不失真。9文档来源为:从网络收集整理 .word版本可编辑.欢迎下载支持 .为此，丙类放大器只适宜于放大载波信号和高频窄带信号。2-4试证如图所示丁类谐振功率放大器的输出功率22，集电极效率VCC2VCE(sat)。已知VCC=18V，Po2(VCC2VCE(sat))CVCCπRLVCE(sat)=0.5V，RL=50，试求放大器的PD、Po和C值。解：(1) vA为方波，按傅里叶级数展开，其中基波分量电压振幅Vcm2(VCC2VCE(sat))。通过每管的电流为半个余弦波，余弦波幅度πIcmVcm2(2)，其中平均分量电流平均值RLVVπRLIC01Icmπ所以Po1VcmIcm22(VCC2VCE(sat))22πRLPDVCCIC02VCC(VCC2VCE(sat))2πRLPo/PDVCC2VCE(sat)CVCC(2)PD2VCC(VCC2)1.24WRLπP2(VCC2VCE(sat))21.17WπRLCPo/PD94.36%2-5谐振功率放大器原理电路和功率管输出特性曲线如图所示，10文档来源为:从网络收集整理 .word版本可编辑.欢迎下载支持 .已知VCC=12V，VBB=0.5V，Vcm=11V，Vbm=0.24V。试在特性曲线上画出动态线。若由集电极电流 iC求得IC0=32mA，IcIm=54mA，试求PD、Po、C及所需的Re。解：(1)

vCEVCCVcmcost(1211cost)VvBEVBBVbmcost(0.50.24cost)V取t0，30120，结果如下表t03045607590120vBE/V0.740.710.670.620.560.50.38vCE/V12.474.226.59.151217.5(2)11文档来源为:从网络收集整理 .word版本可编辑.欢迎下载支持 .PDVCCIC0384mWPo1297mWVcmIcm2CPo/PD77.34%Re=Vcm/Ic1m=2042-8谐振功率放大器工作在欠压区，要求输出功率Po=5W。己知VCC=24V，VBB＝VBE(on)，Re=53，设集电极电流为余弦脉冲，即iC=iCmaxcostvb00vb0试求电源供给功率 PD、集电极效率 C。解：因为VBB=VBE(on)，放大器工作在甲乙类，近似作乙类，P12RI2Po434mAIReo2cmec1mππ因为IC012πiCdt1iCmax，Ic1m12πiCcostdt1iCmax，2π2ππ22所以IC02Ic1m276.3mA则PDVCCIC06.63W，CPo/PD75.42%2-12设两个谐振功率放大器具有相同的回路元件参数，它们的输出功率Po分别为1W和0.6W。现若增大两放大器的 VCC，发现其中Po=1W放大器的输出功率增加不明显，而 Po=0.6W放大器的输出功率增加明显，试分析其原因。若要增大 Po=1W放大器的输出功率，试问还应同时采取什么措施（不考虑功率管的安全工作问题）？解：Po=1W的放大器处于临界或欠压状态，增大 VCC时，放大器更趋于欠压状态，Ic1m略有增大。因此 Po增大不明显。（若 Po 需VCC 同时Re 或VBB）Po=0.6W的放大器处于过压状态， VCC增大，发大器趋于临界，Ic1m迅速增大，所以 Po迅速增大。12文档来源为:从网络收集整理 .word版本可编辑.欢迎下载支持 .3-1若反馈振荡器满足起振和平衡条件，则必然满足稳定条件，这种说法是否正确？为什么？解：否。因为满足起振与平衡条件后， 振荡由小到大并达到平衡。但当外界因素(T、VCC)变化时，平衡条件受到破坏，若不满足稳定条件，振荡器不能回到平衡状态，导致停振。3-2一反馈振荡器，欲减小因温度变化而使平衡条件受到破坏，从而引起振荡振幅和振荡频率的变化， 应增大 T( osc)和 T( )，为什Vi么？试描述如何通过自身调节建立新平衡状态的过程 （振幅和相位）。解：由振荡稳定条件知：振幅稳定条件：相位稳定条件：

T(osc)0ViViAT()0osc若满足振幅稳定条件，当外界温度变化引起 Vi增大时，T( osc)减小，Vi增大减缓，最终回到新的平衡点。若在新平衡点上负斜率越大，则到达新平衡点所需 Vi的变化就越小，振荡振幅就越稳定。阻止 osc增大，osc若满足相位稳定条件，外界因素变化 osc T( )13文档来源为:从网络收集整理 .word版本可编辑.欢迎下载支持 .最终回到新平衡点。这时，若负斜率越大，则到达新平衡点所需 osc的变化就越小，振荡频率就越稳定。3-3并联谐振回路和串联谐振回路在什么激励下（电压激励还是电流激励）才能产生负斜率的相频特性？解：并联谐振回路在电流激励下，回路端电压 V的频率特性才会产生负斜率的相频特性，如图(a)所示。串联谐振回路在电压激励下，回路电流I的频率特性才会产生负斜率的相频特性，如图(b)所示。3-5试判断下图所示交流通路中， 哪些可能产生振荡，哪些不能产生振荡。若能产生振荡，则说明属于哪种振荡电路。解：14文档来源为:从网络收集整理 .word版本可编辑.欢迎下载支持 .不振。同名端接反，不满足正反馈；能振。变压器耦合反馈振荡器；不振。不满足三点式振荡电路的组成法则；(d)能振。但LC回路呈感性，osc<2，LC回路呈容性，2211osc>，组成电感三点式振荡电路。1能振。计入结电容Cbe，组成电容三点式振荡电路。(f)能振。但LC回路呈容性，osc>，LC回路呈感性，11122osc> 2，组成电容三点式振荡电路。3-6试画出下图所示各振荡器的交流通路， 并判断哪些电路可能产生振荡，哪些电路不能产生振荡。图中， CB、C、CE、CD为交流旁路电容或隔直流电容，LC为高频扼流圈，偏置电阻 RB1、RB2、RG不计。解：画出的交流通路如图所示。15文档来源为:从网络收集整理 .word版本可编辑.欢迎下载支持 .不振，不满足三点式振荡电路组成法则。可振，为电容三点式振荡电路。不振，不满足三点式振荡电路组成法则。可振，为电容三点式振荡电路，发射结电容Cbe为回路电容之一。可振，为电感三点式振荡电路。不振，不满足三点式振荡电路组成法则。3-7如图所示电路为三回路振荡器的交流通路，图中 f01、f02、f03分别为三回路的谐振频率，试写出它们之间能满足相位平衡条件的两种关系式，并画出振荡器电路（发射极交流接地）。解：(1) L2C2、L1C1若呈感性，fosc<f01、f02，L3C3呈容性，fosc>16文档来源为:从网络收集整理 .word版本可编辑.欢迎下载支持 .f03，所以f03<fosc<f01、f02。(2)LC、LC若呈容性，fosc>f、f，LC呈感性，fosc<2211010233f03，所以f03>fosc>f01、f02。3-8试改正如图所示振荡电路中的错误， 并指出电路类型。图中CB、CD、CE均为旁路电容或隔直流电容， LC、LE、LS均为高频扼流圈。解：改正后电路如图所示。图(a)中L改为C1，C1改为L1，构成电容三点式振荡电路。图(b)中反馈线中串接隔值电容CC，隔断电源电压VCC。图(c)中去掉CE，消除CE对回路影响，加CB和C以保证基极交流接地并隔断电源电压VCC；L2改为C1构成电容三点式振荡电路。3-9试运用反馈振荡原理，分析如图所示各交流通路能否振荡。17文档来源为:从网络收集整理 .word版本可编辑.欢迎下载支持 .解：图(a)满足正反馈条件，LC并联回路保证了相频特性负斜率，因而满足相位平衡条件。图(b)不满足正反馈条件，因为反馈电压Vf比Vi1滞后一个小于90的相位，不满足相位平衡条件。图(c)负反馈，不满足正反馈条件，不振。3-13在下图所示的电容三点式振荡电路中，已知 L=0.5 H，Cl=51pF，C2=3300pF，C3=（12~250）pF，RL=5k ，gm=30mS，Cbe=20pF， 足够大。Q0=80，试求能够起振的频率范围，图中CB、C对交流呈短路，LE为高频扼流圈。解：在LE处拆环，得混合Ⅱ型等效电路如图所示。18文档来源为:从网络收集整理 .word版本可编辑.欢迎下载支持 .由振幅起振条件知，gm1gLngi(1)n式中nC10.015，其中C2C2Cbe1gm30mS。C23320pF，C1re代入(1)，得gL0.443mS由gL11，得Reo4.115kΩRLReo则能满足起振条件的振荡频率为Reo102.9106rad/s。LQo由图示电路知，CC3C1C2。C1C2当C3=12pF时，C=62.23pF，omax1179.2106rad/sLC当C3=250pF时，C=300pF。可见该振荡器的振荡角频率范围 min~ max=(102.9~179.2)106rad/s，即振荡频率范围fmin~ fmax=16.38~28.52MHz 。3-15一LC振荡器，若外界因素同时引起 0、f、Qe变化，设 o o，f，Qe分别大于Qe或小于Qe，试用相频特性分析振荡器频率的变化。解：振荡回路相频特性如图，可见：19文档来源为:从网络收集整理 .word版本可编辑.欢迎下载支持 .当当

oo时，oscosc，且osco；ff时，设为osc，oscosc；当Qe增加时，相频特性趋于陡峭，f不变， oscf变化，Qeosc，Qeosc。3-16如图所示为克拉泼振荡电路，已知L=2H，C1=1000pF，C=4000pF，C=70pF，Q=100，R=15k，C=10pF，R=230LbeE500，试估算振荡角频率osc值，并求满足起振条件时的I。设EQmin很大。解：振荡器的交流等效电路如20文档来源为:从网络收集整理 .word版本可编辑.欢迎下载支持 .图所示。由于C1>>C3，C2>>C3，因而振荡角频率近似为osc184.52106rad/sLC3已知 Re0= oscLQ0=16.9kRLRL//Re07.95kΩ，C2C2Cbe4010pF求得C1,2C1C2800.4pFC1C2n2C30.08，RLn22RL50.88C3C1,2又nC10.2，gi111IEQIEQgmREreREVTVTC1C2根据振幅起振条件，gm1ngi，即IEQgL，求得IEQ>3.21mAgLVTn(1nn)3-18试指出如图所示各振荡器电路的错误，并改正，画出正确的振荡器交流通路，指出晶体的作用。图中 CB、C、CE、CS均为交流旁路电容或隔直流电容。解：改正后的交流通路如图所示。21文档来源为:从网络收集整理 .word版本可编辑.欢迎下载支持 .图(a)L用C3取代，为并联型晶体振荡器，晶体呈电感。图(b)晶体改接到发射极，为串联型晶体振荡器，晶体呈短路元件。3-22试判断如图所示各 RC振荡电路中，哪些可能振荡，哪些不能振荡，并改正错误。图中， CB、CC、CE、CS对交流呈短路。解：改正后的图如图所示。22文档来源为:从网络收集整理 .word版本可编辑.欢迎下载支持 .为同相放大器，RC移相网络产生180相移，不满足相位平衡条件，因此不振。改正：将反馈线自发射极改接到基极上。中电路是反相放大器，RC移相网络产生180相移，满足相位平衡条件，可以振荡。中放大环节为同相放大器，RC移相网络产生180相移，不满足相位平衡条件，因此不振。改正：移相网络从T2集电极改接到T1集电极上。(d)中放大环节为反相放大器，因为反馈环节为RC串并联电路，相移为0，所以放大环节应为同相放大。改正：将T1改接成共源放大器。3-23 图（a）所示为采用灯泡稳幅器的文氏电桥振荡器， 图（b）为采用晶体二极管稳幅的文氏电桥振荡器， 试指出集成运算放大器输入端的极性，并将它们改画成电桥形式的电路，指出如何实现稳幅。23文档来源为:从网络收集整理 .word版本可编辑.欢迎下载支持 .解：电桥形式电路如图所示。中灯泡是非线性器件，具有正温度系数。起振时，灯泡凉，阻值小(Rt)，放大器增益大，便于起振。随着振荡振幅增大，温度升高，Rt增加，放大器增益相应减小，最后达到平衡。中D1、D2是非线性器件，其正向导通电阻阻值随信号增大而减小。起振时，D1、D2截止，负反馈最弱，随着振荡加强，二极管正向电阻减小，负反馈增大，使振幅达到平衡。4-1如图是用频率为 1000kHz的载波信号同时传输两路信号的频谱图。试写出它的电压表达式，并画出相应的实现方框图。计算在单位负载上的平均功率 Pav和频谱宽度BWAM。24文档来源为:从网络收集整理 .word版本可编辑.欢迎下载支持 .解：(1)为二次调制的普通调幅波。第一次调制：调制信号： F=3kHz载频：f1=10kHz，f2=30kHz第二次调制：两路已调信号叠加调制到主载频 fc=1000kHz上。令 =2 3 103rad/s1=2 104rad/s2=2 3 104rad/sc=2 106rad/s第一次调制：v(t)=4(1+0.5cost)cos1t1v(t)=2(1+0.4cost)cos2t2第二次调制：vO(t)=5cosct+[4(1+0.5cost)cos1t+2(1+0.4cost)cos2t]cosct=5[1+0.8(1+0.5cost)cos1t+0.4(1+0.4cost)cos2t]cosct实现方框图如图所示。根据频谱图，求功率。○1 载频为10kHz的振幅调制波平均功率25文档来源为:从网络收集整理 .word版本可编辑.欢迎下载支持 .Vm01=2V，Ma1=0.5P011Vm2012W；Pav12P01(11Ma21)4.5W222f2=30kHz○V=1V，M=0.4m02a2P1V20.5W；P2P(11M2)1.08W022m02av2022a23主载频fc=1000kHz○V=5Vm0P01Vm2012.5W2总平均功率P=P+P+P=18.08Wav0av1av24BWAM○由频谱图可知Fmax=33kHz得BWAM=2F=2(10331000)=66kHz4-3试画出下列三种已调信号的波形和频谱图。已知c>>(1)v(t)=5costcosct(V)；(2)v(t)=5cos(c+)t；(3)v(t)=(5+3cost)cosct。解：(1) 双边带调制信号(a)；(2) 单边带调制信号(b)；(3)普通调幅信号(c)。26文档来源为:从网络收集整理 .word版本可编辑.欢迎下载支持 .4-6何谓过调幅？为何双边带调制信号和单边带调制信号均不会产生过调幅？答：调制信号振幅大于载波信号振幅的情况称为过调幅。 因为双边带和单边带调制信号已经将载波信号抑制，故均不会产生过调幅。4-8一非线性器件的伏安特性为gDvv0iv00式中v=Q12Q1m12m22mV十v＋v=V＋Vcost＋Vcost。若V很小，满足线性时变条件，则在VQ＝ V1m/2、0、V1m三种情况下，画出g(v1)波形，并求出时变增量电导 g(v1)的表示式，分析该器件在什么条件下能实现振幅调制、解调和混频等频谱搬移功能。解：根据伏安特性画出增量电导随 v的变化特性g(v)如图所示。27文档来源为:从网络收集整理 .word版本可编辑.欢迎下载支持 .(1)VQ1V1m时，画出g(t)波形如图所示。21Vm1，求得π图中通角由cos23Vm21π1gDg03πgDdt2π331π2gDnπgn3πgDcosntdtsin(πnπ)33g(t)1gD2gD1nπ3sin()cosn1tπn1n3(2)V=0时，画出g(v)的波形如图所示。Q28文档来源为:从网络收集整理 .word版本可编辑.欢迎下载支持 .g(t)gDK1(1t)gD(12cos1t2cos31t)2π3πgD[1(1)n12cos(2n1)1t]2n1(2n1)πVQ=V1m，g(t)=gD，如图所示。可见，(1)、(2)中g(t) 含有基波分量，能实现频谱搬移功能，而(3)中g(t)仅有直流分量，故无法实现频谱搬移功能。为实现消除一些有害无用的组合频率分量，使输出有用信号的质量提高，在实现频谱搬移功能时，应遵循有用信号较弱，参考信号较强的原则。调制时：v=Vcosct(载波)，v=Vmcost(调制信号)1cm2解调时：v=Vcosct(参考信号)，v=V(1+1cm2smMacost)cosct(调幅信号)混频时：v1=VLmcosLt(本振信号)，v2=Vsm(1+Macost)cosct(调幅信号)4-9在如图所示的差分对管调制电路中，已知v(t)=360cos10c6t（mV），v(t)=5cos2103t（mV），V=｜V｜=10V，10CCEEREE=15k，晶体三极管很大，VBE(on)可忽略。试用开关函数求iC=（iC1iC2）值。29文档来源为:从网络收集整理 .word版本可编辑.欢迎下载支持 .解：由教材(4-2-14)可知iC=iC1iC2=i0th(vc)2VT令xcVCM，i0=I0+i(t)VT其中I0VEE5V1mA，iΩ(t)vΩ(t)1103cos(2π103t)(mA)REEREE33i01[1103cos(2π103t)](mA)3又xcVcm360mV13.8510VT26mVxccosct)K2(ct)4ct4cos3ct4ct则th(coscos52π3π5π所以iCi0th(xccosct)13cos(2π103t)]K2(ct)2[1103[1103cos(2π103t)][0.42cos(10π106t)0.14cos(30π106t)0.084cos(50π106t)](mA)4-11一双差分对平衡调制器如图所示，其单端输出电流iII0i5i6thqv1I0v2thqv1222kT2RE2kT试分析为实现下列功能（不失真），两输人端各自应加什么信号电压？输出端电流包含哪些频率分量，输出滤波器的要求是什么？（1）混频（取 I L C）；（2）双边带调制；（3）双边带调制波解调。30文档来源为:从网络收集整理 .word版本可编辑.欢迎下载支持 .解：(1) 混频：v1(t)=vL(t)=VLmcos Lt，v2(t)= vS(t)=Vsmcosct，当VLm>260mV，Vsm<26mV工作在开关状态时，产生的组合频率分量有 L c，3 L c， ，(2n+1) L c，输出采用中心频率为 I 的带通滤波器。(2)双边带调制：v1(t)=vc(t)=Vcmcosct，v2(t)=v(t)=Vmt。(t)cos工作在开关状态时，产生的组合频率分量有c，3c，，(2n+1)c。输出采用中心频率为c，BW>2F的带通滤波0.7器。(3)双边带调制波解调：v1(t)=vr(t)=Vrmcosct，v2(t)=vS(t)=Vm0costcosct。开关工作时，产生的组合频率分量有，2c，4c，，2nc。输出采用低通滤波器，BW>2F。0.74-16采用双平衡混频组件作为振幅调制器，如图所示。图中vc(t)=Vcost，v(t)=m。各二极管正向导通电阻为R，且工cmcVcostD作在受vC(t)控制的开关状态。设RL>>RD，试求输出电压vO(t)表达式。31文档来源为:从网络收集整理 .word版本可编辑.欢迎下载支持 .解：作混频器，且 vC>>v，各二极管均工作在受 vC控制的开关状态。当vC>0，D1、D2导通，D3、D4截止当vC<0，D3、D4导通，D1、D2截止(1)当vC>0时，等效电路，iI=i1i2回路方程为：vΩvCi1RD(i1i2)RL0①12vΩiIRLi2RDvC0②○○2(i1i)R+2v+(i1i2)R=02LDiIi1i22vΩRD2RL考虑vC作为开关函数K1(ct)所以iI2vΩ(t)K1(ct)RD2RL同理可求vC<0时2vΩ(t)π)iⅡi3i4K1(ct2RLRDRL总电流i=iⅠi2vΩ(t)(ct)K1(ctπ)]2vΩ(t)(ct)Ⅱ[K1K22RLRD2RLRDvO(t)RL>>RD∴vO(t)2RLvΩ(t)K2(ct)vΩ(t)K2(ct)2RLRD4-23晶体三极管混频器的输出中频频率为fI=200kHz，本振频率为fL=500kHz，输人信号频率为fc=300kHz。晶体三极管的静态转移特性在静态偏置电压上的幂级数展开式为iC=I0＋avbe＋bvbe25＋cvbe3。设还有一干扰信号 vM＝VMmcos（2×3.5×10t），作用于混频32文档来源为:从网络收集整理 .word版本可编辑.欢迎下载支持 .器的输人端。试问：（1）干扰信号vM通过什么寄生通道变成混频器输出端的中频电压？（2）若转移特性为 ic＝I0＋avbe＋bvbe2＋cv3be+dv4be，求其中交叉调制失真的振幅。（3）若改用场效应管，器件工作在平方律特性的范围内，试分析干扰信号的影响。解：(1)fM=350kHz，fc=300kHz，由fcqfMp1fI得知，p=1，q=2时，2f2fppM2=300kHz，表明频率为f的干扰信号可M在混频器输出，它由静态转移特性三次方项中3cvLvM2项产生。(2)静态特性四次方项dvbe4d(vSvLvM)4中产生6d(vSvL)2vM2分量，而6d(vSvL)2vM26d(vS22vSvLvL2)1VMm2(1cos2Mt)中分量6vSvLVMm2产生2中频I分量，其幅