并网电流控制策略

并网电流控制策略系统控制框图系统的控制框图如上图所示：前级DC/DC部分我们采用电流环控制，直流侧电感指令值I*与实际电流传感器采集的直流侧电感电流的差值进过PI调节器g得到调制波，最后经过与三角载波进行比较得到直流侧开关管S5、S6的触发脉冲，经前面的原理分析知本拓扑的直流侧的S5、S6两个IGBT的驱动信号互补。后级DC/AC部分用经典的双闭环（电压外环与电流内环）并网控制，电压外环的功能是实现中间直流电压的稳定，电流内环的作用实现对并网电流指令的跟踪，实现单位功率因数并网。控制器的选择光伏并网技术控制策略有很多种，其中滞环电流控制动态响应快，跟踪精度高，稳定性好的优点，但是也存在缺点：开关频率不固定。无差拍控制动态性能好，但是要依赖精确的数学模型，实际应用性不大。重复控制一般比较复杂要与其他控制相结合，空间矢量控制利用坐标变换，将交流量变换为直流量后再采用PI控制，控制效果很好，但不适用于单相并网系统。PI控制原理较为简单，便于实现，系统的稳态与动态性能较好。电流内环结构框图。图1电流内环控制系统框图I*是经直流电压外环调节器后给定的并网电流瞬时指令，即为与并网电压同g

频同相的并网电流参考信号。G(s)为PI控制器传递函数，由于开关频率远大于网频，不考虑开关动作对系统的影响，因此我们近似的将逆变环节等效为一个增益环节K，V为并网电压，Gf(s)为滤波网络传递函数。根据后控原理可以推导出逆变器输出电流即并网电流的传递函数，如式1-1所示：(式1-1)KG(s)G(s)G((式1-1)I=f1*I-f-Vg1■KG(s)G(s)g1■KG(s)G(s)gff本拓扑中采用单L本拓扑中采用单L滤波，电感等效串联电阻为R，因此G(s)■

f入式1-1得出并网电流传递函数如式1-2所示：I=gI=gKG(s)I*■1VsL■R■KG(s)gsL■R■KG(s)g(式1-2)KK当电流环采用PI控制器，G(s)■KP■丁，G(j・)■KP・j*，PI控制算法简单，可靠性高。然而PI控制器在基波频率■=100■处的增益为、K22■K/■20PI0其中K、K、■均为有限值，得出控制器在基波频率下的增益同样为有限值，PI0因此式1-2中第一项的系数小于1，故输出并网电流值小于并网电流参考值，这样系统必然会存在稳态误差，无法实现电流的无静差控制。同时式1-2中第二项的系数不为0，因此输出并网电流还受到并网电压影响，这两点就是采用PI控制Ks器时存在的问题。当电流环采用PR控制器时，控制器传递函数G(s)=K■KR^-Ps2+-20计算得PR控制器在基波频率■=100■处的增益为4K■K■/(■2+・2)■■■，0PR000即PR控制器在基波频率■0=100■处的增益为无穷大。因此式1-2中的第一项的系数无限趋近于为1，同时0第二项系数无限趋于0，此时输出并网电流值无限趋近于并网电流参考值，因此采用PI控制器时能够实现电流的无差控制，同时具有一定的抗电网电压干扰能力。我们也可以从波特图中对PI、PR两种控制器的K=1000、I102103104-9010K=1000、I102103104-90101进行比较分析，PI、PR两种控制器的传递函数波特图如图1.1所示，其中设K=4、P)Bd(edutingaM)ged(esahFrequency(rad/sec)图1.1两种控制器的波特图从波特图中可以看出采用PI控制时，控制器的传递函数在基波频率下的增益为有限值很小，而采用PR控制时，控制器在基频下的幅频特性为300dB，同时相角裕度为无穷大，因此采用PR控制时式1-2中的第一项的系数无限趋近于为1，同时第二项系数无限趋于0，此时输出并网电流值无限趋近于并网电流参考值。采用PR控制器时尽管传递函数在基频处的增益很大，然而频率一旦略微偏离基频，增益就迅速衰减，使得PR控制器起不到对并网电流指令实现无静差跟踪的作用。为了解决PR控制器存在的上述问题，我们采用一种新的准比例谐振控制。该控制器的传递函数如式1-3所示：G(s)=K■2・c二(式1—3)Ps2+2.S+.2c0为了得到准PR控制器的波特图便于观察它与PR控制器的区别，我们令KP=4、K=200、■=5、■=314,其中参数K、K取值与PR控制器相同，画出Rc0PR比特图如图1.2所示：20)Bd(edutingaM194-4)ged(esahP-9010110320)Bd(edutingaM194-4)ged(esahP-90101103图1.2准比例很谐振控制器波特图从上图可以看出在基频附近控制器的增益同样很大，可以实现在网频出现波动时同样能够实现对并网电流指令的无差跟踪。从式1-3看出，准PR控制器受K、■、K三个参数影响，为了实现对系PcR统更好的控制，必须要分析这三个参数对系统的性能的影响。首先假设K=0、K=1、■未知，对■进行赋值，令其分别为1、7、15、PRcc30，分别画出波特图，如图1.3所示：

-10-20-30-40-50-60-70Rcrla-809045-45-90-10-20-30-40-50-60-70Rcrla-809045-45101102103104Frequency（rad/sec）图1.3■变化时控制器的波特图从上图可以看出，随着■的增大，在同一频率下（基频除外）的控制器增c益随之增大，控制器的带宽同样增大。得出控制器增益、带宽都受参数■c影响。同理设K=0、■=3.14、对K赋值分别为1、20、100、500，分别画出BodeDiagram2006040-20-40波特图，如图1.4所示C入BodeDiagram2006040-20-40图1.4K变化时控制器的波特图R从波特图中可以看出，随着K的增加，在同一频率处的增益随之增大，但R是控制器的带宽不变，因此控制器的增益与参数K有关且成正比关系，而控制R器的带宽与之无关。为了分析系统的抗干扰性能，我们定义电网电压谐波与并网谐波电流的比值为系统的谐波阻抗并以Z表示，根据电流内环控制系统框图（图1）得谐波阻抗表达式如式1-4所示：

(式1-4)(式1-5(式1-4)(式1-5)Z=-g■sL■R■KG(s)Ig将式1-3代入上式得系统谐波阻抗如式1-5所示：7LS3■(KK■2LH■R)s2■[2B(KK■KK■R)]s■■2(KK■R)Z=PccPR0Ps2+2・s+B2c0由式1-4可以得出，如果系统的电网电压谐波一定，则谐波阻抗越大，则并网谐波电流越小，系统抗干扰性能越强。这里假设L=10mH、R=0、K=1、K=500、R■=3.14、■=314,对K进行赋值，令其分别为0.5、1、5、10、20,分别画出威特图，如图1.5所示：P60504030itgan200aM100Frequency(rad/sec)图1.5K变化时谐波阻抗波特图P由图1.5可以得出，K变化时，在基波频率下系统的谐波阻抗不变，在基P频以外的频率下，系统的谐波阻抗随着Kp增大而增加，成正比关系，但是Kp=10、20时波特图重合。因此在一定范围内KP越大，系统谐波阻抗越大，系统的抗干P扰性能与好。综上所述，控制器的增益受参数Kr、■影响，且与两者成正比关系，但基波频率下的增益只有K有关。控制器的带赍与参数■成正比，系统的抗干扰性Rc能与参数K成正比。P考虑控制器需要的增益,我们要求在基波频率下的控制器的增益尽可能大,因此本文中选择K=500。同时考虑系统的抗干扰性能，由图1.5得出当K=10RP或20时系统的抗干扰性能最好，但是KP我过大时系统的稳定性变差，因此本文中我们选择K=10。将s=j■代入准PR控制器的传递函数即式1-3得：PTOC\o"1-5"\h\z2j・KI2j・KIKG(j■)=K■Lr■K■——Lr■KI-P■2+2j■■+■2P■2+2j■■+■2P1■j(■2・2)/2・・c0c00c令K=0，得到P

G（j■）■1■j（■2Hi2）/2aa0c（式1-5G（j■）■1■j（■2Hi2）/2aa0c（式1-5）TOC\o"1-5"\h\z等与1、-1时对应的频率差，即(■2■■2)/2BB■■对应的频率差。列出方程组：0c■2+2BBIH2■0|c0*2■2・■■2■0c0解得2Bf■2Bf■2H，即控制器带宽为■/■，由于电力系统中规定电网12cc频率允许在5