双闭环直流调速系统

word文档可自由复制编辑《电力拖动与运动控制系统》课程设计姓名：学号：专业：专题：双闭环直流调速系统的设计指导教师：设计地点：电工电子实验中心2013年5月课程设计任务书任务下达日期：2013年5月17日设计日期：2013年5月20日至2013年5月31日设计专题题目：双闭环直流调速系统的设计设计主要内容和要求：直流调速系统凭借其优良的调速性能在现场中得到了广泛使用，虽然交流电机得到了越来越多的使用，但直流调速系统的理论完全适用于交流电机调速系统的设计。针对附录中提供的直流电机参数，进行直流电机调速系统的设计。要求该直流调速系统调速范围宽、起制动性能好、可四象限运行，具体设计内容如下。1.绪论介绍直流调速在工业生产中的应用及直流调速理论的发展。2.直流调速系统的主电路设计(1)根据提供的直流电动机参数，选择相应的主电路形式，主电路主要采用两种形式：基于H桥的脉宽直流调速系统、晶闸管—电动机直流调速系统；(2)根据附录中所提供的直流电机参数和选择的主电路形式，对主电路中的功率器件进行型号选择，并要求给出选择依据；(3)根据选择的主电路器件，设计晶闸管触发电路，全控型器件IGBT驱动电路的原理图，并对驱动电路的原理简要说明；独立电源，(4)根据系统控制要求，选择相应的电压、电流和温度等传感器，要求给出具体型号；选做(5)要求在主回路设计中需给出相应的保护及缓冲电路。3.直流调速系统的控制理论(1)给出双闭环直流调速系统的动态结构框图；(2)根据直流电动机和主回路参数，确定动态结构框图的具体参数；(3)运用工程化设计方法对直流调速系统的调节器进行参数设计，要求必须给出限幅（可控范围内）的具体参数及依据；(4)根据设计的PI调节器参数，要求给出带有内外限幅的PI调节器的模拟量电路图；(5)给出直流调速系统的完整结构框图。4.双闭环直流调速系统的Matlab仿真(1)根据上述双闭环直流调速系统的动态结构框图，建立Matlab仿真模型，并对调节器参数设计的合理性进行验证；(2)运用Matlab/Simulink下的电机模型，建立基于电机模型的仿真模型，并对调节器的参数作出调整。5.数字控制器的设计(可选)(1)硬件设计：根据所选数字处理器，进行相应硬件电路的设计，要求包括PWM输出、AD采样及信号处理电路、编码器接口等；(2)软件设计：给出双闭环直流调速系统的整体控制流程图，并给出增量式PI调节器、数字测速的程序流程框图。指导教师签字：日期：

摘要本次设计是应用自动控制理论和工程设计的方法对直流调速系统进行设计和控制，从直流调速系统的原理出发，建立了双闭环直流调速系统，设计出能够达到性能指标要求的电力拖动系统的调节器，该系统中设置了电流检测环节、电流调节器以及转速检测环节、转速调节器，构成了电流环和转速环，前者通过电流元件的反馈作用稳定电流，后者通过转速检测元件的反馈作用保持转速稳定，最终消除转速偏差，从而使系统达到调节电流和转速的目的。并应用MATLAB软件对设计的系统进行仿真和校正以达到满足控制指标的目的。本设计的控制对象是功率3kW，额定电压220V的直流电动机，该直流调速系统调速范围宽、起制动性能好、可四象限运行。关键词：双闭环；直流调速；仿真

目录TOC\o"1-3"\u1绪论 42双直闭环流调速系统的提出 42.1为何要引入电流的反馈 43转速、电流反馈控制直流调速系统的组成 53.1结构框图 53.2以电流调节器ACR为核心的电流环工作原理 63.3以转速调节器ASR为核心的转速环工作原理 64主回路的设计 74.1直流调速系统的基本概念 74.2主电路中H桥拓扑结构 94.2.1控制方法及特点 94.2.2主电路工作原理 104.2.3直流PWM可逆直流调速系统转速反向的过渡过程 114.2.4性能评价 114.3直流调速系统主回路拓扑结构和几点电路保护的说明 124.3.1预充电回路 124.3.2直流PWM调速系统的电能回馈和泵升电压 124.3.3限制泵升电压 134.3.4PWM系统的优越性 144.4主电路参数计算 144.4.1额定电流的选择 144.4.2平波电抗器 154.4.3额定电压的选择 154.4.4整流部分元件的选择 154.4.5滤波电容的计算 165驱动缓冲保护电路 165.1驱动电路的要求 165.2IGBT的驱动电路 175.3IGBT栅极的保护 186信号检测与处理电路 196.1电流和电压的检测 196.2温度的检测 206.3电机转速的检测 207双闭环直流调速系统的工程化设计 227.1工程设计方法的基本思路 227.1.1系统电路结构 237.1.2系统稳态结构 237.1.3系统动态结构 247.2电流调节器的设计 257.2.1电流结构图的化简 257.2.2电流调节器结构的选择 267.2.3电流调节器的参数计算 277.2.4电流调节器的实现和输出限幅值 277.2.5计算调节器电阻和电容 287.2.6电流环假定条件小结 287.2.7电流环的等效闭环传递函数 297.2.8确定时间常数 297.2.9校验近似条件 307.3转速调节器的设计 317.3.1转速环结构图的简化 317.3.2转速调节器结构的选择 317.3.3.转速调节器的参数计算 317.3.4转速调节器的实现 327.3.5转速环假定条件小结 337.3.6转速环与电流环的关系 338基于SIMULINK的系统仿真 338.1系统仿真 348.2仿真结果的分析 36绪论电机自动控制系统广泛应用于机械，钢铁，矿山，冶金，化工，石油，纺织，军工等行业。这些行业中绝大部分生产机械都采用电动机作原动机。有效地控制电机，提高其运行性能，对国民经济具有十分重要的现实意义。20世纪90年代前的大约50年的时间里，直流电动机几乎是唯一的一种能实现高性能拖动控制的电动机，直流电动机的定子磁场和转子磁场相互独立并且正交，为控制提供了便捷的方式，使得电动机具有优良的起动，制动和调速性能。尽管近年来直流电动机不断受到交流电动机及其它电动机的挑战，但至今直流电动机仍然是大多数变速运动控制和闭环位置伺服控制首选。因为它具有良好的线性特性，优异的控制性能，高效率等优点。直流调速仍然是目前最可靠，精度最高的调速方法。双直闭环流调速系统的提出为何要引入电流的反馈这是在转速单闭环直流调速系统的基础上提出来的，因为转速单闭环直流调速系统不能充分按照理想要求控制电流（或电磁转矩）的动态过程。对于经常正、反转运行的调速系统，缩短起、制动过程的时间是提高生产率的重要因素：1.在起动（或制动）过渡过程中，希望始终保持电流（电磁转矩）为允许的最大值，使调速系统以最大的加（减）速度运行。2.当到达稳态转速时，最好使电流立即降下来，使电磁转矩与负载转矩相平衡，从而迅速转入稳态运行。在启动过程中应该只有电流负反馈，没有转速负反馈，在达到稳态转速后，有希望只要转速负反馈，不能再让电流负反馈发生作用，既存在转速和电流两种负反馈，又能使它们在不同的阶段里作用，只用一个调解器显然是不行，在这里就提出了转速、电流的双闭环控制。图1-1是带电流截止负反馈的单闭环调速系统的电流动态特性曲线，显然离我们所希望的曲线特性要差的远，图1-2才是我们想要的理想控制过程。图1-3是时间最优的理想过渡过程，为此，我想到了双闭环直溜溜调速系统。图图STYLEREF1\s2SEQ图\*ARABIC\s11带电流截止负反馈的单闭环调速系统图STYLEREF1\s2SEQ图\*ARABIC\s12理想的快速起动过程图图STYLEREF1\s2SEQ图\*ARABIC\s13时间最优的理想过渡过程转速、电流反馈控制直流调速系统的组成结构框图为了使转速和电流两种负反馈分别起作用，可在系统中这只两个调节器，分别引入转速负反馈和电流负反馈以调节转速和电流，二者之间实行嵌套连接，如图2-1所示。把转速调节器的输出当做电流调节器的输入，在用电流调节器的输出去控制电力电子变换器UPE。此闭环结构，电流环在里面，转速环在外，这就形成了，转速、电流反馈控制直流调速系统。为了获得良好的静、动态性能，这里转速和电流两个调节器都采用PI调节器。图STYLEREF1\s3SEQ图\*ARABIC\s11转速、电流双闭环直流调速系统结构图STYLEREF1\s3SEQ图\*ARABIC\s11转速、电流双闭环直流调速系统结构以电流调节器ACR为核心的电流环工作原理电流环是由电流调节器ACR和电流负反馈环节组成的闭合回路，其主要作用是通过电流检测元件的反馈作用稳定电流。由于ACR为PI调节器，稳态时，其输入偏差电压，即=。其中β为电流反馈系数。当一定时，由于电流负反馈的调节作用，使整流装置的输出电流保持在数值上。当＞时，自动调节过程为：↑→=∣∣↓→↓→↓→↓最终保持电流稳定。当电流下降时，也有类似的调节过程。以转速调节器ASR为核心的转速环工作原理转速环是由转速调节器ASR和转速负反馈环节组成的闭合回路，其主要作用是通过转速检测元件的反馈作用保持转速稳定，最终消除转速偏差。由于ASR采用PI调节器，所以在系统达到稳态时应满足，即n=。当一定时,转速n将稳定在数值上。当n＜时，其自动调节过程为：FZ↑→n↓→=()↑→∣∣↑＜0→∣∣↑→↑→↑→n↑最终保持转速稳定。当转速上升时，也有类似的调节过程。主回路的设计三相交流电源经不可控整流器变换为电压恒定的直流电源，再经过直流PWM变换器得到可调的直流电压，给直流电动机供电。直流调速系统的基本概念]尔桂花,窦日轩]尔桂花,窦日轩.运动控制系统[M].北京：清华大学出版社，2002:45-52杜坤每,李铁才.电机控制技术[M].哈尔滨：哈尔滨工业大学出版社，2002:176在工程实践中，有许多生产机械要求在一定的范围内进行速度的平滑调节，并且要求有良好的静、动态性能。由于直流电动机具有极好的运行性能和控制特性。尽管它不如交流电动机那样结构简单、价格便宜、制造方便、维护容易，但是长期以来，直流调速系统一直占据垄断地位。当然，近年来，随着计算机技术、电力电子技术和控制技术的发展，交流调速系统发展很快，大有取代直流调速系统的趋势，由于微机控制的直流调速系统的出现，目前，直流调速系统仍然是自动调速系统的主要形式。在我国许多工业部门，如轧钢、矿山采掘、海洋钻探、金属加工、纺织、造纸以及高层建筑等需要高性能可控电力拖动的场合，仍然广泛采用直流调速系统。而且，直流调速系统在理论上和实践上都比较成热，从控制技术的角度来看，它又是交流调速系统的基础。因此，直流调速系统的应用研究具有实际意义。直流调速系统的主要方案直流电机的电磁转矩的大小常用下式表示：式中，——电动机的电磁转矩，单位为N·m；Ф——励磁磁通，单位为Wb；——电枢电流，单位为A； ——由电机结构决定的转矩常数。以上分析表明，直流电动机电磁转矩中的两个可控参量和是互相独立的，可以非常方便地分别调节，这种机理使直流电动机具有良好的转矩控制特性，从而有优良的转速调节性能。由直流电动机的转速特性知道，直流电动机的转速和其他参量的关系可用下式表示：式中，n——电动机转速，单位为r/min；U——电枢供电电压，单位为v；——由电机结构决定的电势常数；=9.55在上式中，为常数，的大小取决于负载转矩，因此可知，直流电动机的调速方法有三种：1.调节电枢供电电压U改变电枢电压主要是从额定电压往下降低电枢电压，从电动机额定转速向下变速，属恒转矩调速方法.对于要求在一定范围内无级平滑调速的系统来说，这种方法最好。变化遇到的时间常数较小，能快速响应，但是需要大容量可调直流电源。2.改变电动机主磁通Ф改变磁通可以实现无级平滑调速，但只能减弱磁通，从电动机额定转速向上调速，属恒功率调速方法，变化时遇到的时间常数同变化遇到的相比要大得多，响应速度较慢，但所需电源容量小。3.改变电枢回路电阻R在电动机电枢回路外串电阻进行调速的方法，设备简单，操作方便。但是只能有级调速，调速平滑性差，机械特性较软；空载时几乎没什么调速作用；在调速电阻上消耗大量电能。改变电阻调速缺点很多，目前很少采用，仅在有些起重机、卷扬机及电车等调速性能要求不高或低速运转时间不长的传动系统中采用。弱磁调速范围不大，往往是和调压调速配合使用，在额定转速以上作小范围的升速。因此，自动控制的直流调速系统往往以调压调速为主，必要时把调压调速和弱磁调速两种方法配合起来使用，因此本设计基于以上理论采用调压调速。整个主回路的流程是，进线电抗器→不控整流→预充电回路→电容滤波→能耗制动电路→PWM变换电路→直流电动机主电路中H桥拓扑结构本设计的控制对象是一台功率3kW，额定电压220V的直流电动机，选用的是PWM系统，它能能完全满足这种小功率的电路,是基于H桥的脉宽直流调速系统。图STYLEREF1\s图STYLEREF1\s4SEQ图\*ARABIC\s11桥式可逆PWM变换器电路控制方法及特点驱动信号特点： 控制方式采用双极式，即一个周期内，输出波形极性有正有负。主电路工作原理主电路有两种运行方式，正向运行和反向运行，下面分别说明其运行过程。（1）正向运行第1阶段，在0≤t≤ton期间，Ug1、Ug4为正，VT1、VT4导通，Ug2、Ug3为负，VT2、VT3截止，电流id沿回路1流通，电动机M两端电压UAB=+Us；第2阶段，在ton≤t≤T期间，Ug1、Ug4为负，VT1、VT4截止，VD2、VD3续流并钳位使VT2、VT3保持截止，电流id沿回路2流通，电动机M两端电压UAB=–Us；其波形图见图3-2。（2）反向运行：第1阶段，在0≤t≤ton期间，Ug2、Ug3为负，VT2、VT3截止，VD1、VD4续流，并钳位使VT1、VT4截止，电流–id沿回路4流通，电动机M两端电压UAB=+Us；第2阶段，在ton≤t≤T期间，Ug2、Ug3为正，VT2、VT3导通Ug1、Ug4为负，使VT1、VT4保持截止，电流–id沿回路3流通，电动机M两端电压UAB=–Us；其波形图见3-3。图图STYLEREF1\s43反向电动运行波形图STYLEREF1\s42正向电动运行波形双极式控制可逆PWM变换器的输出平均电压为如果占空比和电压系数的定义与不可逆变换器中相同，则在双极式控制的可逆变换器中=2–1调速时的可调范围为0~1，–1<<+1。当>0.5时，为正，电机正转；当<0.5时，为负，电机反转；当=0.5时，=0，电机停止。特别的有一点说明，当电机停止时电枢电压并不等于零，而是正负脉宽相等的交变脉冲电压，因而电流也是交变的。这个交变电流的平均值为零，不产生平均转矩，徒然增大电机的损耗，这是双极式控制的缺点。但它也有好处，在电机停止时仍有高频微振电流，从而消除了正、反向时的静摩擦死区，起着所谓“动力润滑”的作用。图STYLEREF1\s4图STYLEREF1\s44直流PWM可逆直流调速系统转速反向的过渡过程a点过渡到b点，Id：IdL→0。b点过渡到c点，Id：0→-Idm。c点过渡到d点，回馈制动状态，转速将减速到0。d点过渡到e点，反向起动状态，转速要超调，转速环退饱和。在f点稳定工作，电枢电流与负载电流-IdL相等。性能评价双极式控制的桥式可逆PWM变换器有下列优点：（1）电流一定连续；（2）可使电机在四象限运行；（3）电机停止时有微振电流，能消除静摩擦死区；（4）低速平稳性好，系统的调速范围可达1:20000左右；（5）低速时，每个开关器件的驱动脉冲仍较宽，有利于保证器件的可靠导通。直流调速系统主回路拓扑结构和几点电路保护的说明图3-5是桥式可逆直流脉宽调速系统主电路的原理图图图STYLEREF1\s45桥式可逆直流脉宽调速系统主电路的原理图预充电回路预充电回路就是图3-4的K和R0部分。在突加交流电源时，大电容量滤波电容C相当于短路，会产生很大的充电电流，容易损坏整流二极管。为了限制充电电流，在整流器和滤波电容之间串入限流电阻。限流电阻产生损耗，因此，在对电容充电完成后需闭合开关K，以减小系统损耗。直流PWM调速系统的电能回馈和泵升电压PWM变换器的直流电源通常由交流电网经不可控的二极管整流器产生，并采用大电容C滤波，以获得恒定的直流电压，电容C同时对感性负载的无功功率起储能缓冲作用。如图3-6。当可逆系统进入制动状态时，直流PWM功率变换器把机械能变为电能回馈到直流侧由于二极管整流器导电的单向性，电能不可能通过整流器送回交流电网，只能向滤波电容充电，使电容两端电压升高，称作泵升电压。图图STYLEREF1\s46电能回馈和泵升电压示意图限制泵升电压图3-7泵升电压限制电路过高的泵升电压会击穿电力电子器件，必须加以限制。这里采用能耗制动回路的方法，当PWM控制器检测到泵升电压高于规定值时，开关器件VTb导通，使制动过程中多余的动能以铜耗的形式消耗在放电电阻Rb中，如图图3-7泵升电压限制电路对于更大容量的系统，为了提高效率，可以在二极管整流器输出端并接逆变器，把多余的能量逆变后回馈电网。当然，这样一来，系统就更复杂了。PWM系统的优越性主电路线路简单，需用的功率器件少；开关频率高，电流容易连续，谐波少，电机损耗及发热都较小；低速性能好，稳速精度高，调速范围宽；系统频带宽，动态响应快，动态抗扰能力强；功率开关器件工作在开关状态，导通损耗小，当开关频率适当时，开关损耗也不大，因而装置效率较高；直流电源采用不控整流时，电网功率因数比相控整流器高。主电路参数计算额定电流的选择在选用智能功率模块时，需要考虑到电机的过载要求，安全裕度等要求，从逆变部分的主电路可以看出，流过一只IGBT管子的最大电流应当等于电动机定子一相的最大电流，所以功率元件的电流额定为：其中：为电机过载时的最大电流：为电流的过载倍数，这里取：流过定子一相绕组中电流的峰值：定子的额定电流这里为17.3A：为安全裕量。所以带入试验用电机的相关数据得到，电流额定为：I平波电抗器为了使直流负载得到平滑的直流电流，通常在整流输出电路中串入带有气隙的铁心电抗器，称平波电抗器。其主要参数有流过电抗器的电流一般是已知的，因此电抗器参数计算主要是电感量的计算。算出电流连续的临界电感量可用下式计算，单位mH。式中－与整流电路形式有关的系数，可由表查得；为最小负载电流，常取电动机额定电流的5％～10％计算。根据本电路形式查得=0.695，所以==30.3mH额定电压的选择直流电源由380V的三相交流电直接整流得到，所以直流侧电压为Ｕ其中U2为交流电相电压的有效值，１．２为考虑到大电容滤波后的电感升高系数。功率元件的电压额定为所以在实际的应用中选择了日本三菱公司的PM50RSE120其额定电压1200V额定电流50A可以满足要求。整流部分元件的选择整流部分采用不可控整流，整流二极管的电流额定为，直流侧的最大电流为，根据电力电子学的相关知识，三相全控桥通过二极管的电流有效值和直流侧电流的关系为(电力电子技术矿大版P99)Ｉ再根据二极管的通态平均电流与电流的有效值的关系为所以综上二极管的电流的额定电流即二极管的通态平均电流为（考虑到安全裕度），考虑到滤波电容充电电流的影响，需要有更大的电流裕量，取电压额定：二极管两端断态重复峰值电压为，交流电源的线电压。所以电压额定为：选用为了减小主电路的体积，使之易于安装，选用50A/1600V的二极管两单元模块三个构成整流桥。滤波电容的计算由于通过整流桥后的直流是含有脉动的直流，必须通过电容加以滤波。驱动缓冲保护电路驱动电路的要求1)栅极正向驱动电压的大小将对电路性能产生重要影响，必须正确选择。当正向驱动电压增大时,IGBT的导通电阻下降，使开通损耗减小；但若正向驱动电压过大则负载短路时其短路电流Ic随UGE增大而增大，可能使IGBT出现擎住效应，导致门控失效，从而造成IGBT的损坏；若正向驱动电压过小会使IGBT退出饱和导通区而进入线性放大区域，使IGBT过热损坏；使用中选12V<UGE<18V为好。栅极负偏置电压可防止由于关断时浪涌电流过大而使IGBT误导通，一般负偏置电压选-5V为宜。另外，IGBT开通后驱动电路应提供足够的电压和电流幅值，使IGBT在正常工作及过载情况下不致退出饱和导通区而损坏。2)IGBT快速开通和关断有利于提高工作频率，减小开关损耗。但在大电感负载下IGBT的开关频率不宜过大，因为高速开通和关断时，会产生很高的尖峰电压，极有可能造成IGBT或其他元器件被击穿。3）选择合适的栅极串联电阻RG和栅射电容CG对IGBT的驱动相当重要。RG较小，栅射极之间的充放电时间常数比较小，会使开通瞬间电流较大，从而损坏IGBT；RG较大，有利于抑制dVCE/dt但会增加IGBT的开关时间和开关损耗。合适的CG有利于抑制dic/dt，CG太大，开通时间延时，CG太小对抑制dic/dt效果不明显。4)当IGBT关断时，栅射电压很容易受IGBT和电路寄生参数的干扰，使栅射电压引起器件误导通，为防止这种现象发生，可以在栅射间并接一个电阻。此外，在实际应用中为防止栅极驱动电路出现高压尖峰，最好在栅射间并接两只反向串联的稳压二极管，其稳压值应与正负栅压相同。IGBT的驱动电路由于IGBT是电压控制型器件，因此只要控制ICBT的栅极电压就可以使其开通或关断,并且开通时维持比较低的通态压降.研究表明,IGBT的安全工作区和开关特性随驱动电路的改变而变化.因此,为了保证IGBT可靠工作，驱动保护电路至关重要。电路图见4-1。IGBT驱动保护电路的原则如下：(1)动态驱动能力强，能为栅极提供具有陡峭前后沿的驱动脉冲；(2)开通时能提供合适的正向栅极电压12V—15V，关断时可以提供足够的反向关断栅极电压(-5V)；(3)尽可能少的输入输出延迟时间，以提高工作效率；(4)足够高的输入输出电气隔离特性，使信号电路与栅极驱动电路绝缘；(5)出现短路、过流的情况下，具有灵敏的保护能力。目前，普遍使用驱动与保护功能合为一体的IGBT专用的驱动模块。阻尼滤波门极驱动电路：为了消除可能的振荡现象，IGBT的栅射极间接上RC网络组成阻尼滤波器且连线采用双绞线。图图STYLEREF1\s5SEQ图\*ARABIC\s11.2IGBT的驱动电路IGBT栅极的保护图STYLEREF1\s图STYLEREF1\s5SEQ图\*ARABIC\s12IGBT栅极的保护信号检测与处理电路检测回路包括电压、电流、温度和转速检测，其中电压、电流和温度检测由A/D转换通道变为数字量送入微机，转速检测用数字测速。电流和电压的检测电流和电压检测除了用来构成相应的反馈控制外，还是各种保护和故障诊断信息的来源。电流、电压信号也存在幅值和极性的问题，需经过一定的处理后，经A/D转换送入微机，其处理方法与转速相同。电流检测原理如图4-3所示。霍尔电流传感器具有测量精度高、线性度好、响应快、隔离彻底的特点，近来在工业控制中得到广泛应用。图图STYLEREF1\s6SEQ图\*ARABIC\s11电流检测原理电压检测原理图如图4.4所示：图STYLEREF1\s图STYLEREF1\s63温度检测图STYLEREF1\s62电压检测原理图图STYLEREF1\s图STYLEREF1\s6SEQ图\*ARABIC\s14电机转速的检测对于要求精度高、调速范围大的系统，往往需要采用旋转编码器测速，即数字测速，如图5-3所示。光电式旋转编码器是转速或转角的检测元件，旋转编码器与电机相连，当电动机转动时，带动码盘转动，便发出转速或转角信号。采用旋转编码器的数字测速方法有三种：M法、T法和M/T法。(1)M法测速在一定时间内测取旋转编码器输出的脉冲个数。把除以就可得到旋转编码器输出脉冲的频率，所以又称频率法。电动机每转一圈共产生Z个脉冲(Z=倍频系数×编码器光栅数)，把除以Z就得到电动机的转速。在习惯上，时间以秒为单位，而转速是以每分钟的转数为单位的，则电动机的转速为在上式中，Z和均为常值，因此转速n正比于脉冲个数。高速时大，量化误差较小，随着转速的降低误差增大，转速过低时将小于1，测速装置便不能正常工作。所以M法测速只适用于高速段。(2)T法测速在编码器两个相邻输出脉冲的间隔时间内，用一个计数器对已知频率为的高频时钟脉冲进行计数，并由此来计算转速，称作T法测速。在这里，测速时间缘于编码器输出脉冲的周期，所以又称周期法。在T法测速中，准确的测速时间是用所得的高频时钟脉冲个数计算出来的，即，则电动机转速为高速时小，量化误差大，随着转速的降低误差减小，所以T法测速适用于低速段，与M法恰好相反。(3)M/T法测速M法测速在高速段分辨率强；T法测速在低速段分辨率强；因此，可以将两种测速方法相结合，取长补短。既检测时间内旋转编码器输出的脉冲个数，又检测同一时间间隔的高频时钟脉冲个数，用来计算转速，称作M/T法测速。设高频时钟脉冲的频率为，则准确的测速时间，而电动机转速为采用M/T法测速时，应保证高频时钟脉冲计数器与旋转编码器输出脉冲计数器同时开启与关闭，以减小误差，只有等到编码器输出脉冲前沿到达时，两个计数器才同时允许开始或停止计数。由于M/T法的计数值和都随着转速的变化而变化，高速时，相当于M法测速，最低速时，=1，自动进入T法测速。因此M/T法测速能适用的转速范围明显大于前两种，是目前广泛应用的一种测速方法。所以，测速采用M/T法。双闭环直流调速系统的工程化设计被调电机基本参数如下：额定功率Pe=3kW；额定电压Ue=220V额定电流Ie=17.3A；额定转速ne=1500r/min电枢回路总电阻R=2.5Ω;电磁时间常数Tl=0.017s;机电时间常数Tm=0.076s；电动势系数C=0.1352V/（r.min-1)工程设计方法的基本思路用经典的动态校正方法设计调节器必须同时解决自动控制系统的稳定性、快速性、抗干扰性等各方面相互矛盾的静态、动态性能要求。作为工程设计方法,首先要使问题简化,突出主要矛盾。简化的基本思路是，把调节器的设计过程分为两步：第一步，先选择调节器的结构，以确保系统稳定，同时满足所需要的稳态精度。第二步，再选择调节器的参数，以满足动态性能指标这样做，就把稳、准、快抗干扰之间互相交叉的矛盾问题分成两步来解决，第一步先解决主要矛盾—动态稳定性和稳态精度，然后在第二步中进一步满足其它动态性能指标。在选择调节器结构时，只采用少量的典型系统，它的参数与性能指标的关系都已事先找到，具体选择参数时只须按现成的公式和表格中的数据计算以下就可以了。这样就使设计犯法规范化，大大减少了设计工作量薛定宇．反馈控制系统设计与分析——MATLAB薛定宇．反馈控制系统设计与分析——MATLAB语言应用．清华大学出版社，2000：2-344-47系统电路结构为了获得良好的静、动态性能，转速和电流两个调节器一般都采用PI调节器，这样构成的双闭环直流调速系统的电路原理图示于图6-1。图中标出了两个调节器输入输出电压的实际极性，它们是按照电力电子变换器的控制电压为正电压的情况标出的，并考虑到运算放大器的倒相作用。图图STYLEREF1\s7SEQ图\*ARABIC\s11双闭环直流调速系统电路结构图6-1中表出，两个调节器的输出都是带限幅作用的。1.转速调节器ASR的输出限幅电压决定了电流给定电压的最大值；2.电流调节器ACR的输出限幅电压限制了电力电子变换器的最大输出电压。系统稳态结构为了分析双闭环调速系统的静特性，必须先绘出它的稳态结构图，如图6-2。它可以很方便地根据上图的原理图画出来，只要注意用带限幅的输出特性表示PI调节器就可以了。图图STYLEREF1\s7SEQ图\*ARABIC\s12双闭环直流调速系统稳态结构图双闭环调速系统的静特性在负载电流小于时表现为转速无静差，这时，转速负反馈起主要调节作用。当负载电流达到后，转速调节器饱和，电流调节器起主要调节作用，系统表现为电流无静差，得到过电流的自动保护。这就是采用了两个PI调节器分别形成内、外两个闭环的效果。这样的静特性显然比带电流截止负反馈的单闭环系统静特性好。系统动态结构在单闭环直流调速系统动态数学模型的基础上，考虑双闭环控制的结构，即可绘出双闭环直流调速系统的动态结构图，如图6-3所示。图图STYLEREF1\s7SEQ图\*ARABIC\s13双闭环直流调速系统的动态结构图Toi——电流反馈滤波时间常数；Ton——转速反馈滤波时间常数图中WASR(s)和WACR(s)分别表示转速调节器和电流调节器的传递函数。如果采用PI调节器，则有：一般来说，双闭环调速系统具有比较满意的动态性能。对于调速系统，最重要的动态性能是抗扰性能。主要是抗负载扰动和抗电网电压扰动的性能。双闭环系统中，由于增设了电流内环，电压波动可以通过电流反馈得到比较及时的调节，不必等它影响到转速以后才能反馈回来，抗扰性能大有改善。电流调节器的设计电流结构图的化简（1）忽略反电动势的动态影响；在按动态性能设计电流环时，可以暂不考虑反电动势变化的动态影响，即E≈0。这时，电流环如下图所示（2）等效成单位负反馈系统；如果把给定滤波和反馈滤波两个环节都等效地移到环内，同时把给定信号改成U*i(s)/，则电流环便等效成单位负反馈系统。（2）小惯性环节近似处理。由于Ts和T0i一般都比Tl小得多，可以当作小惯性群而近似地看作是一个惯性环节，其时间常数为：T∑i=Ts+Toi简化的近似条件为：电流调节器结构的选择稳态要求：希望电流无静差，以得到理想的堵转特性，采用I型系统就够了。动态要求：实际系统不允许电枢电流在突加控制作用时有太大的超调，以保证电流在动态过程中不超过允许值，而对电网电压波动的及时抗扰作用只是次要的因素。为此，电流环应以跟随性能为主，应选用典型I型系统。电流环的控制对象是双惯性型的，要校正成典型I型系统，显然应采用PI型的电流调节器，其传递函数可以写成式中：Ki—电流调节器的比例系数；i—电流调节器的超前时间常数。为了让调节器零点与控制对象的大时间常数极点对消，选择：τ则校正后电流环的动态结构图:电流调节器的参数计算希望电流超调量i<5%，由表3-1可选=0.707，KITi=0.5，则： 电流调节器的实现和输出限幅值模拟式电流调节器电路图中：U*i—为电流给定电压；–Id—为电流负反馈电压；Uc—电力电子变换器的控制电压。计算调节器电阻和电容取 取电流环假定条件小结电力电子变换装置纯滞后的近似处理：忽略反电动势变化对电流环的动态影响电流环小惯性群的近似处理：电流环的等效闭环传递函数电流环经简化后可视作转速环中的一个环节，为此，须求出它的闭环传递函数忽略高次项，上式可降阶近似为：近似条件：式中：cn—转速环开环频率特性的截止频率。接入转速环内，电流环等效环节的输入量应为U*i(s)，因此电流环在转速环中应等效为：这样，原来是双惯性环节的电流环控制对象，经闭环控制后，可以近似地等效成只有较小时间常数的一阶惯性环节。确定时间常数整流装置滞后时间常数Ts=0.0017s电流滤波时间常数Toi=2ms=0.002s；电流环小时间常数之和，按小时间常数近似处理，取：TΣi=Ts+Toi=0.0037s。(2)选择电流调节器结构按典型I型系统设计电流调节器，用PI型电流调节器。检查对电源电压的抗扰性能：参看表3-2的典型I型系统动态抗扰性能，各项指标都是可以接受的电流调节器超前时间常数：τi=Ti=0.017s电流环开环增益：取KiTΣi=0.5电流反馈系数ACR的比例系数为：校验近似条件电流环截止频率：ωci=KI=135.1s-11)校验晶闸管整流装置传递函数的近似条件：满足要求；2)校验忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件：3×满足要求；3)校验电流环小时间常数近似处理条件:满足要求。转速调节器的设计转速环结构图的简化（1）等效成单位负反馈系统：把转速给定滤波和反馈滤波环节移到环内，同时将给定信号改成U*n(s)/，得到：(2)小惯性的近似处理把时间常数为1/KI和T0n的两个小惯性环节合并起来，近似成一个时间常数为的惯性环节，其中：转速调节器结构的选择为了实现转速无静差，在负载扰动作用点前面必须有一