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文档简介
设计电源时,工程师常常会关注与MOSFET导通损耗有关的效率下降问题。在出现较大RMS电流的情况下,比如转换器在非连续导电模式(DCM)下工作时,若选择Rds(on)较小的MOSFET,芯片尺寸就会较大,从而输入电容也较大。也就是说,导通损耗的减小将会造成较大的输入电容和控制器较大的功耗。当开关频率提高时,问题将变得更为棘手。CgdCgs
图4基于专用控制器的简单QR转换器MOSFET导通和关断时的典型栅电流如图1所示。在导通期间,流经控制器Vcc引脚的峰值电流对Vcc充电;在关断期间,存储的电流流向芯片的接地端。如果在相应的面积上积分,即进行等gate(t)dt,则可得到驱动晶体管的栅电荷Qg。将其乘以开关频率Fsw,就可得到由控制器Vcc提供的平均电流。因此,控制器上的总开关功率(击穿损耗不计)为:Pdrv=FswXQgXVcc(1)如果使用开关速度为100kHz的12V控制器驱动栅电荷为100nC的MOSFET,驱动器的功耗即为100nCX100kHzX12V=10mAX12V=120mW。MOSFET的物理结构中有多种寄生单元,其中电容的作用十分关键,如图2所示。产品数据表中的三个参数采取如下定义:当源-漏极短路时,令Ciss=Cgs+Cgd;当栅-源极短路时,令Coss=Cds+Cgd;Crss=Cgd。驱动器实际为栅-源极连接。当斜率为dt的电压V施加到电容C上时(如驱动器的输出电压),将会增大电容内的电流:I=CXdV/dt(2)因此,向MOSFET施加电压时,将产生输入电流Igate=I1+I2,如图2所示。在右侧电压节点上利用式(2),可得到:I1=CgdXd(Vgs-Vds)/dt=CgdX(dVgs/dt-dVds/dt)(3)I2=CgsXd(Vgs/dt)(4)如果在MOSFET上施加栅-源电压Vgs,其漏-源电压Vds就会下降(即使是呈非线性下降)。因此,可以将连接这两个电压的负增益定义为:Vgs□Vds/口Av=-(5)将式(5)代入式(3)和式(4)中,并分解dVgs/dt,可得:Vgs)=CgdXdVgs/dtX(1-Av)□Vds/口I1=CgdXdVgs/dtX(1-(6)在转换(导通或关断)过程中,栅-源极的总等效电容Ceq为:Igate=(CgdX(1-Av)+Cgs)XdVgs/dt=CeqXdVgs/dt(7)式中(1-Av)这一项被称作米勒效应,它描述了电子器件中输出和输入之间的电容反馈。当栅-漏电压接近于零时,将会产生米勒效应。典型功率MOSFET的栅电荷如图3所示,该图通过用恒定电流对栅极充电并对栅-源电压进行观察而得。根据式(6),当Ciss突然增大时,电流持续流过。但由于电容急剧增加,而相应的电压升高dVgs却严重受限,因此电压斜率几乎为零,如图3中的平坦区域所示。图3也显示出降低在转换期间Vds(t)开始下降时的点的位置,有助于减少平坦区域效应。Vds=100V时的平坦区域宽度要比Vds=400V时窄,曲线下方的面积也随之减小。因此,如果能在Vds等于零时将MOSFET导通,即利用ZVS技术,就不会产生米勒效应。在准谐振模式(QR)中采用反激转换器是消除米勒效应较经济的方法,它无需在下一个时钟周期内使开关处于导通状态,只要等漏极上的自然振荡将电压逐渐降至接近于零。与此同时,通过专用引脚可以检测到控制器再次启动了晶体管。通过在开关打开处反射的足够的反激电压(NX[Vout+Vf]),即可实现ZVS操作,这通常需要800V(通用范围)的高压MOSFET。基于安森美的NCP1207的QR转换器如图4所示,它可以直接使用高压电源供电。该转换器在ZVS下工作时的栅-源电压和漏
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