一基础知识课件

一、阻抗电路的串—并联等效转换

由电阻元件和电抗元件组成的阻抗电路的串联形式与并联形式可以互相转换，而保持其等效阻抗和Ｑ值不变。第1页/共49页一、阻抗电路的串—并联等效转换第1页/共49页1Zp=Rp‖jXp=

Zs=Rs+jXs

要使Ｚp＝Ｚs，必须满足:Rs=Xs=第2页/共49页Zp=Rp‖jXp=Zs=Rs+jXs要使Ｚp＝Ｚs，2按类似方法也可以求得:Rp=Xp=已知Q=当Q>>1时，则简化为：Rp≈Q2RsXp≈Xs第3页/共49页按类似方法也可以求得:已知Q=当Q>>1时，则简化为：第3页3二、选频特性1、并联谐振回路(1)回路谐振电导(2)回路总导纳(3)谐振频率(4)回路两端谐振电压(5)回路空载Q值第4页/共49页二、选频特性(1)回路谐振电导(2)回路总导纳(3)谐4(6)单位谐振曲线回路电压U与外加信号源频率之间的幅频特性曲线称为谐振曲线

任意频率下的回路电压U与谐振时回路电压U00之比称为单位谐振函数，用Ｎ（ｆ）表示。Ｎ（ｆ）曲线称为单位谐振曲线。定义相对失谐当失谐不大时，即ｆ与ｆ0相差很小时：第5页/共49页(6)单位谐振曲线回路电压U与外加信号源频率之间的幅频特性5(7)通频带、选择性、矩形系数

为了衡量回路对于不同频率信号的通过能力，定义单位谐振曲线上Ｎ（ｆ）≥所包含的频率范围为回路的通频带，用ＢＷ0.7表示。ＢＷ0.7＝ｆ2－ｆ1取BW0.7=f2-f1

通频带与回路Ｑ值(即选择性)是互相矛盾的两个性能指标第6页/共49页(7)通频带、选择性、矩形系数为了衡量回路对于不同6

矩形系数Ｋ0.1定义为单位谐振曲线Ｎ（ｆ）值下降到０．１时的频带范围ＢＷ0.1与通频带ＢＷ0.7之比，即:第7页/共49页矩形系数Ｋ0.1定义为单位谐振曲线Ｎ（ｆ）值下降到０7例１．１求并联谐振回路的矩形系数。解：取利用图1.1.3，用类似于求通频带ＢＷ0.7的方法可求得:

由上式可知，一个单谐振回路的矩形系数是一个定值，接近10，说明单谐振回路的幅频特性不大理想。第8页/共49页例１．１求并联谐振回路的矩形系数。解：取利用图1.1.82、串联谐振回路回路总阻抗

Z＝RL+r+j回路空载Ｑ值

Q0=回路有载Q值

Qe=谐振频率f0=单位谐振函数N(f)=通频带BW0.7=第9页/共49页2、串联谐振回路回路总阻抗Z＝RL+r+j回路空载Ｑ值93、串、并联谐振回路阻抗特性比较串联：并联：第10页/共49页3、串、并联谐振回路阻抗特性比较串联：并联：第10页/共410三、阻抗变换电路阻抗变换电路：把实际阻抗变换为所希望的数值。其中：gΣ=gs+gL+ge0，RΣ=Rs‖RL‖Re0

可见，1、Ｑe＜Ｑ0，回路选择性，谐振电压Ｕ00也将随着谐振回路总电阻的减小而减小；2、信号源内阻和负载不一定是纯电阻，可能还包括电抗分量，将影响回路的谐振频率。因此，必须设法尽量消除接入信号源和负载对回路的影响。

第11页/共49页三、阻抗变换电路阻抗变换电路：把实际阻抗变换为所希望的数值。11

采用阻抗变换电路可以改变信号源或负载对于回路的等效阻抗。若使Ｒs或ＲL经变换后的等效电阻增加，再与Ｒe0并联，可使回路总电阻ＲΣ减小不多，从而保证Ｑe与Ｑ0相差不大；若信号源电容与负载电容经变换后大大减小，再与回路电容Ｃ并联，可使总等效电容增加很少，从而保证谐振频率基本保持不变。第12页/共49页采用阻抗变换电路可以改变信号源或负载对于回路的等效阻121、阻抗变换电路（较宽频带范围）（1）自耦变压器电路设自耦变压器损耗很小，可以忽略，则初、次级的功率P1、P2近似相等。Ｐ1=Ｐ2，

U1／U2＝N1/N2

=１／ｎ第13页/共49页1、阻抗变换电路（较宽频带范围）（1）自耦变压器电路设自耦变132）变压器阻抗变换电路接入系数ｎ＝Ｎ2／Ｎ1

Ｐ1=Ｐ2第14页/共49页2）变压器阻抗变换电路接入系数ｎ＝Ｎ2／Ｎ1Ｐ1=Ｐ2143）电容分压式电路Ｐ1=Ｐ2第15页/共49页3）电容分压式电路Ｐ1=Ｐ2第15页/共49页154）电感分压式电路Ｌ＝Ｌ1＋Ｌ2第16页/共49页4）电感分压式电路Ｌ＝Ｌ1＋Ｌ2第16页/共49页16例１．２某接收机输入回路的简化电路如图例1.2所示。已知Ｃ1=5pF，Ｃ2=15pF，Ｒs=75Ω，ＲL=300Ω。为了使电路匹配，即负载ＲL等效到ＬＣ回路输入端的电阻Ｒ′L＝Ｒs，线圈初、次级匝数比Ｎ1／Ｎ2应该是多少？解：由图可见，这是自耦变压器电路与电容分压式电路的级联。ＲL等效到Ｌ两端的电阻Ｒ″L等效到输入端的电阻如要求Ｒ′L＝Ｒs，则第17页/共49页例１．２某接收机输入回路的简化电路如图例1.2所示。已知Ｃ172、ＬＣ选频匹配网络（较窄频带范围）1）R1>R2在X1与Xp并联谐振时，有X1+Xp=0,R1=RpR1=(1+Q2)R2第18页/共49页2、ＬＣ选频匹配网络（较窄频带范围）1）R1>R2在X1与X182）R1<R2第19页/共49页2）R1<R2第19页/共49页19

T型网络和π型网络各由三个电抗元件(其中两个同性质，另一个异性质)组成，如图所示，它们都可以分别看作是两个倒L型网络的组合，用类似的方法可以推导出其有关公式。第20页/共49页T型网络和π型网络各由三个电抗元件(其中两个同性质，20例1.3已知某电阻性负载为10Ω，请设计一个匹配网络，使该负载在20MHz时转换为50Ω。如负载由10Ω电阻和0.2μH电感串联组成，又该怎样设计匹配网络?解由题意可知，匹配网络应使负载值增大，故采用图1.1.11(a)所示倒L型网络。第21页/共49页例1.3已知某电阻性负载为10Ω，请设计一个匹配网络，使该21如负载为10Ω电阻和0.2μH电感相串联，在相同要求下的设计步骤如下：因为0.2μH电感在20MHz时的电抗值为：XL=ωL=2π×20×106×0.2×10-6=25.1Ω而X2-XL=20-25.1=-5.1Ω第22页/共49页如负载为10Ω电阻和0.2μH电感相串联，在相同要求下的设22第二节集中选频滤波器常用的集中选频滤波器有：1.石英晶体滤波器2.压电陶瓷滤波器3.声表面波滤波器集中选频滤波器的优点：体积小成本低选择性好频率稳定第23页/共49页第二节集中选频滤波器常用的集中选频滤波器有：1.石23一、晶体滤波器和陶瓷滤波器石英晶体具有压电效应。当晶体受到应力作用时,在它的某些特定表面上将出现电荷,而且应力大小与电荷密度之间存在着线性关系,这是正压电效应；当晶体受到电场作用时,在它的某些特定方向上将出现应力变化,而且电场强度与应力变化之间存在着线性关系,这是逆压电效应。加交流电压产生应变机械振动产生交变电荷交流电压的频率=晶体固有频率谐振第24页/共49页一、晶体滤波器和陶瓷滤波器石英晶体具有压电效应。当晶体受到应24二、声表面滤波器SAWF

声表面波滤波器ＳＡＷＦ（ＳurfaceＡcousticＷaveＦilter）是利用晶体的压电效应和表面波传播的物理特性制成的一种新型电—声换能器件。第25页/共49页二、声表面滤波器SAWF声表面波滤波器ＳＡＷＦ（Ｓu25第26页/共49页第26页/共49页26第三节电噪声噪声分为：1、外部噪声：从器件外部窜扰进来的2、内部噪声：器件内部产生的内部噪声源主要有电阻热噪声、晶体管噪声和场效应管噪声三种。一、电阻热噪声电阻热噪声是由于电阻内部自由电子的热运动产生的。在整个无线电频段内具有均匀频谱的起伏噪声称为白噪声。

阻值为Ｒ的电阻产生的噪声电流功率频谱密度和噪声电压功率频谱密度分别为：其中k=1.38×10-23J／K第27页/共49页第三节电噪声噪声分为：从器件外部窜扰进来的2、内部噪声：器27在频带宽度为ＢＷ内产生的热噪声均方值电流和均方值电压分别为：I2n=SI(f)·BWU2n=SU(f)·BW第28页/共49页在频带宽度为ＢＷ内产生的热噪声均方值电流和均方值电压分别为：28例1．5试计算５１０kΩ电阻的噪声均方值电压和均方值电流各是多少？设Ｔ＝２９０K,ＢＷ＝１００kＨｚ。解:U2n=4k·T·R·BW=4×1.38×10-23290×510×103×105≈8.16×10-10Ｖ2

I2n=4k·T·BW／R=4×1.38×10-23×290×105／(510×103)≈3.14×10-21Ａ2第29页/共49页例1．5试计算５１０kΩ电阻的噪声均方值电压和均方值电29二、晶体管噪声１热噪声体电阻和引线电阻均会产生热噪声,其中以基区体电阻rbb′的影响为主。２散弹噪声主要噪声源。由单位时间内通过ＰＮ结的载流子数目随机起伏而造成的。其电流功率频谱密度为:ＳI（ｆ）＝２ｑＩ0其中Ｉ0是通过ＰＮ结的平均电流值,ｑ＝１.５９×１０-19库仑。３分配噪声４闪烁噪声第30页/共49页二、晶体管噪声１热噪声体电阻和引线电阻均会产生热噪声,其30三、场效应管噪声1沟道热噪声,主要噪声源。2栅极漏电流产生的散弹噪声。3闪烁噪声，在高频时可以忽略。沟道热噪声和栅极漏电流散弹噪声的电流功率频谱密度分别是：SI(f)=4kT(2/3)gmSI(f)=2qIg

其中ｇm是场效应管跨导,Ｉg是栅极漏电流。第31页/共49页三、场效应管噪声1沟道热噪声,主要噪声源。沟道热噪声和栅31四、额定功率和额定功率增益

信号额定功率是指电压信号源US

可能输出的最大功率。当负载阻抗ＲL与信号源阻抗Ｒs匹配时,信号源输出功率最大。所以,其额定功率为：用额定功率来表示电阻的热噪声功率。电阻R的噪声额定功率为:额定功率增益ＧPA是指一个线性四端网络的输出额定功率ＰAo与输入额定功率ＰAi的比值。即:第32页/共49页四、额定功率和额定功率增益信号额定功率是指电压信号源32例1．6求图例1．6所示四端网络的额定功率增益。解:图示四端网络输入端额定功率ＰAi也就是输入信号源的额定功率,即:从四端网络输出端往左看,其戴维南等效电路是由信号源US与电阻Ｒs＋Ｒ串联组成,所以输出端额定功率为:所以,额定功率增益第33页/共49页例1．6求图例1．6所示四端网络的额定功率增益。解:33五、线性四端网络的噪声系数

信噪比是指四端网络某一端口处信号功率与噪声功率之比。信噪比SNR(SignaltoNoiseRatio)通常用分贝数表示,写作：其中Ｐs、Ｐn分别为信号功率与噪声功率。１噪声系数定义放大器的噪声系数NF(NoiseFigure)定义为输入信噪比与输出信噪比的比值,即:第34页/共49页五、线性四端网络的噪声系数信噪比是指四端网络某一端口34通常规定Ｐni是输入信号源内阻Ｒs的热噪声产生在放大器输入端的噪声功率,而Ｒs的温度规定为２９０Ｋ,称为标准噪声温度,用Ｔ０表示。相应的噪声系数称为“标准噪声系数”。２噪声系数的计算式第35页/共49页通常规定Ｐni是输入信号源内阻Ｒs的热噪声产生在放大器输入端353放大器内部噪声表达式ＰnAn＝(ＮＦ－１)·ＧpA·k·Ｔ0·ＢＷ当ＮＦ＝１时,ＰnAn＝０,进一步表明了噪声系数是衡量放大器内部噪声性能的参数。４级联噪声系数先考虑两级放大器。设它们的噪声系数和额定功率增益分别为ＮF1、ＮF2和ＧPA1、ＧPA2,且假定通频带也相同。总输出噪声额定功率ＰnAo由三部分组成,即:ＰnAn1＝(ＮＦ1－１)·ＧPA1·k·Ｔ0·ＢＷＰnAn2＝(ＮＦ2－１)·ＧPA2·k·Ｔ0·ＢＷ第36页/共49页3放大器内部噪声表达式ＰnAn＝(ＮＦ－１)·ＧpA·k·36对于n级放大器,将其前(n-1)级看成是第一级,第n级看成是第二级,可推导出ｎ级放大器总的噪声系数为：可见,在多级放大器中,各级噪声系数对总噪声系数的影响是不同的,前级的影响比后级的影响大,且总噪声系数还与各级的额定功率增益有关。所以,为了减小多级放大器的噪声系数,必须降低前级放大器（尤其是第一级）的噪声系数,而且增大前级放大器（尤其是第一级）的额定功率增益。第37页/共49页对于n级放大器,将其前(n-1)级看成是第一级,第n级看37５无源四端网络的噪声系数等效为一个电阻网络。第38页/共49页５无源四端网络的噪声系数等效为一个电阻网络。第38页/共4938例1.7某接收机由高放、混频、中放三级电路组成。已知混频器的额定功率增益ＧPA2＝０.２,噪声系数ＮＦ2＝１０ｄＢ,中放噪声系数ＮＦ3＝６ｄＢ,高放噪声系数ＮＦ1＝３ｄＢ。如要求加入高放后使整个接收机总噪声系数降低为加入前的十分之一,则高放的额定功率增益ＧPA1应为多少？解:先将噪声系数分贝数进行转换。３ｄＢ、１０ｄＢ、６ｄＢ分别对应为２、１０、４。未加高放时接收机噪声系数加高放后接收机噪声系数应为:第39页/共49页例1.7某接收机由高放、混频、中放三级电路组成。已知混频器39由例可以看到,加入一级高放后反而使整个接收机噪声系数大幅度下降,其原因在于整个接收机的噪声系数并非只是各级噪声系数的简单迭加,而是各有一个不同的加权系数。未加高放前,原作为第一级的混频器噪声系数较大,额定功率增益小于１；而加入后的第一级高放噪声系数小,额定功率增益大。由此可见,第一级采用低噪声高增益电路是极其重要的。

第40页/共49页由例可以看到,加入一级高放后反而使整个接收机噪声系数大幅度406等效输入噪声温度噪声温度Ｔe是将实际四端网络内部噪声看成是理想无噪声四端网络输入端信号源内阻Ｒs在温度Ｔe时所产生的热噪声,这样,Ｒs的温度则变为Ｔ0＋Ｔe,这种等效关系如图1.3.2所示。PnAo=PnAiGpA+PnAn=k·T0·BW·

GPA·

NFＰnAo＝k·(Ｔ0＋Ｔe)·ＢＷ·ＧPA第41页/共49页6等效输入噪声温度噪声温度Ｔe是将实际四端网络内部噪声看成417接收灵敏度接收灵敏度是指接收机正常工作时，输入端所必须得到的最小信号电压或功率。设灵敏度电压为EA，接收天线等效电阻为RA，则接收机输入端额定信噪比为：若正常工作时接收机输出额定信噪比D=PS0/PN0，则第42页/共49页7接收灵敏度接收灵敏度是指接收机正常工作时，42第四节反馈控制电路原理及其分析方法

根据控制对象参量的不同,反馈控制电路可分为以下三类：自动增益控制,自动频率控制和自动相位控制。其中自动相位控制电路又称为锁相环路是应用最广的一种反馈控制电路。一、反馈控制原理第43页/共49页第四节反馈控制电路原理及其分析方法根据控制对象参43二、分析方法

根据具体电路的组成情况,对于反馈控制电路需分别采用线性或非线性的分析方法。但是,在分析某些性能指标时,在一定条件下,某些非线性环节可以近似用线性化的方法处理。

由于直接采用时域分析法比较复杂,所以采用复频域分析法,然后利用拉氏逆变换再求出其时域响应,或利用拉氏变换与傅氏变换的关系求得其频率响应。第44页/共49页二、分析方法根据具体电路的组成情况,对于反馈控制电44小结1、LC谐振回路（1）选频（P6—10）（2）频幅和频相转换（3）阻抗变换（P10—14）2、电噪声（1）分类（2）噪声系数（P22—25）第45页/共49页小结1、LC谐振回路（1）选频（P6—10）（2）频幅和频相45设计一低通型L网络，完成图示两级放大器的级间匹配。已知Q2的输入阻抗Rin=2.7,Q1的输出电容C01=3pF,要求最佳负载Ropt=53,工作频率为900MHZ,画出匹配网络电路结构,计算元件数值.第46页/共49页设计一低通型L网络，完成图示两级放大器的级间匹配。已知Q2的46在图所示的抽头并联谐振回路中,已知L=100uH,C1=40pF,C2=50pF,回路空载品质因数Q0=100,负载RL=8K,CL=10pF,信号源内阻RS=0.6K.1.要求总负载与信号源匹配时,试求信号源接入点L2的数值;2.求回路的谐振频率和通频带.第47页/共49页在图所示的抽头并联谐振回路中,已知L=100uH,C1=4047并联谐振回路应用电路如图所示,回路固有损耗为零,C1=5pF,C2=15pF,RS=75,RL=300,为使回路匹配,试求n(n=N23/N13)的值.第48页/共49页并联谐振回路应用电路如图所示,回路固有损耗为零,C1=5pF48如图所示电路,已知电路输入电阻R1=75,负载电阻RL=300,C1=C2=7pF,欲实现阻抗匹配,求N1/N2.第49页/共49页如图所示电路,已知电路输入电阻R1=75,负载电阻RL=49一、阻抗电路的串—并联等效转换

由电阻元件和电抗元件组成的阻抗电路的串联形式与并联形式可以互相转换，而保持其等效阻抗和Ｑ值不变。第1页/共49页一、阻抗电路的串—并联等效转换第1页/共49页50Zp=Rp‖jXp=

Zs=Rs+jXs

要使Ｚp＝Ｚs，必须满足:Rs=Xs=第2页/共49页Zp=Rp‖jXp=Zs=Rs+jXs要使Ｚp＝Ｚs，51按类似方法也可以求得:Rp=Xp=已知Q=当Q>>1时，则简化为：Rp≈Q2RsXp≈Xs第3页/共49页按类似方法也可以求得:已知Q=当Q>>1时，则简化为：第3页52二、选频特性1、并联谐振回路(1)回路谐振电导(2)回路总导纳(3)谐振频率(4)回路两端谐振电压(5)回路空载Q值第4页/共49页二、选频特性(1)回路谐振电导(2)回路总导纳(3)谐53(6)单位谐振曲线回路电压U与外加信号源频率之间的幅频特性曲线称为谐振曲线

任意频率下的回路电压U与谐振时回路电压U00之比称为单位谐振函数，用Ｎ（ｆ）表示。Ｎ（ｆ）曲线称为单位谐振曲线。定义相对失谐当失谐不大时，即ｆ与ｆ0相差很小时：第5页/共49页(6)单位谐振曲线回路电压U与外加信号源频率之间的幅频特性54(7)通频带、选择性、矩形系数

为了衡量回路对于不同频率信号的通过能力，定义单位谐振曲线上Ｎ（ｆ）≥所包含的频率范围为回路的通频带，用ＢＷ0.7表示。ＢＷ0.7＝ｆ2－ｆ1取BW0.7=f2-f1

通频带与回路Ｑ值(即选择性)是互相矛盾的两个性能指标第6页/共49页(7)通频带、选择性、矩形系数为了衡量回路对于不同55

矩形系数Ｋ0.1定义为单位谐振曲线Ｎ（ｆ）值下降到０．１时的频带范围ＢＷ0.1与通频带ＢＷ0.7之比，即:第7页/共49页矩形系数Ｋ0.1定义为单位谐振曲线Ｎ（ｆ）值下降到０56例１．１求并联谐振回路的矩形系数。解：取利用图1.1.3，用类似于求通频带ＢＷ0.7的方法可求得:

由上式可知，一个单谐振回路的矩形系数是一个定值，接近10，说明单谐振回路的幅频特性不大理想。第8页/共49页例１．１求并联谐振回路的矩形系数。解：取利用图1.1.572、串联谐振回路回路总阻抗

Z＝RL+r+j回路空载Ｑ值

Q0=回路有载Q值

Qe=谐振频率f0=单位谐振函数N(f)=通频带BW0.7=第9页/共49页2、串联谐振回路回路总阻抗Z＝RL+r+j回路空载Ｑ值583、串、并联谐振回路阻抗特性比较串联：并联：第10页/共49页3、串、并联谐振回路阻抗特性比较串联：并联：第10页/共459三、阻抗变换电路阻抗变换电路：把实际阻抗变换为所希望的数值。其中：gΣ=gs+gL+ge0，RΣ=Rs‖RL‖Re0

可见，1、Ｑe＜Ｑ0，回路选择性，谐振电压Ｕ00也将随着谐振回路总电阻的减小而减小；2、信号源内阻和负载不一定是纯电阻，可能还包括电抗分量，将影响回路的谐振频率。因此，必须设法尽量消除接入信号源和负载对回路的影响。

第11页/共49页三、阻抗变换电路阻抗变换电路：把实际阻抗变换为所希望的数值。60

采用阻抗变换电路可以改变信号源或负载对于回路的等效阻抗。若使Ｒs或ＲL经变换后的等效电阻增加，再与Ｒe0并联，可使回路总电阻ＲΣ减小不多，从而保证Ｑe与Ｑ0相差不大；若信号源电容与负载电容经变换后大大减小，再与回路电容Ｃ并联，可使总等效电容增加很少，从而保证谐振频率基本保持不变。第12页/共49页采用阻抗变换电路可以改变信号源或负载对于回路的等效阻611、阻抗变换电路（较宽频带范围）（1）自耦变压器电路设自耦变压器损耗很小，可以忽略，则初、次级的功率P1、P2近似相等。Ｐ1=Ｐ2，

U1／U2＝N1/N2

=１／ｎ第13页/共49页1、阻抗变换电路（较宽频带范围）（1）自耦变压器电路设自耦变622）变压器阻抗变换电路接入系数ｎ＝Ｎ2／Ｎ1

Ｐ1=Ｐ2第14页/共49页2）变压器阻抗变换电路接入系数ｎ＝Ｎ2／Ｎ1Ｐ1=Ｐ2633）电容分压式电路Ｐ1=Ｐ2第15页/共49页3）电容分压式电路Ｐ1=Ｐ2第15页/共49页644）电感分压式电路Ｌ＝Ｌ1＋Ｌ2第16页/共49页4）电感分压式电路Ｌ＝Ｌ1＋Ｌ2第16页/共49页65例１．２某接收机输入回路的简化电路如图例1.2所示。已知Ｃ1=5pF，Ｃ2=15pF，Ｒs=75Ω，ＲL=300Ω。为了使电路匹配，即负载ＲL等效到ＬＣ回路输入端的电阻Ｒ′L＝Ｒs，线圈初、次级匝数比Ｎ1／Ｎ2应该是多少？解：由图可见，这是自耦变压器电路与电容分压式电路的级联。ＲL等效到Ｌ两端的电阻Ｒ″L等效到输入端的电阻如要求Ｒ′L＝Ｒs，则第17页/共49页例１．２某接收机输入回路的简化电路如图例1.2所示。已知Ｃ662、ＬＣ选频匹配网络（较窄频带范围）1）R1>R2在X1与Xp并联谐振时，有X1+Xp=0,R1=RpR1=(1+Q2)R2第18页/共49页2、ＬＣ选频匹配网络（较窄频带范围）1）R1>R2在X1与X672）R1<R2第19页/共49页2）R1<R2第19页/共49页68

T型网络和π型网络各由三个电抗元件(其中两个同性质，另一个异性质)组成，如图所示，它们都可以分别看作是两个倒L型网络的组合，用类似的方法可以推导出其有关公式。第20页/共49页T型网络和π型网络各由三个电抗元件(其中两个同性质，69例1.3已知某电阻性负载为10Ω，请设计一个匹配网络，使该负载在20MHz时转换为50Ω。如负载由10Ω电阻和0.2μH电感串联组成，又该怎样设计匹配网络?解由题意可知，匹配网络应使负载值增大，故采用图1.1.11(a)所示倒L型网络。第21页/共49页例1.3已知某电阻性负载为10Ω，请设计一个匹配网络，使该70如负载为10Ω电阻和0.2μH电感相串联，在相同要求下的设计步骤如下：因为0.2μH电感在20MHz时的电抗值为：XL=ωL=2π×20×106×0.2×10-6=25.1Ω而X2-XL=20-25.1=-5.1Ω第22页/共49页如负载为10Ω电阻和0.2μH电感相串联，在相同要求下的设71第二节集中选频滤波器常用的集中选频滤波器有：1.石英晶体滤波器2.压电陶瓷滤波器3.声表面波滤波器集中选频滤波器的优点：体积小成本低选择性好频率稳定第23页/共49页第二节集中选频滤波器常用的集中选频滤波器有：1.石72一、晶体滤波器和陶瓷滤波器石英晶体具有压电效应。当晶体受到应力作用时,在它的某些特定表面上将出现电荷,而且应力大小与电荷密度之间存在着线性关系,这是正压电效应；当晶体受到电场作用时,在它的某些特定方向上将出现应力变化,而且电场强度与应力变化之间存在着线性关系,这是逆压电效应。加交流电压产生应变机械振动产生交变电荷交流电压的频率=晶体固有频率谐振第24页/共49页一、晶体滤波器和陶瓷滤波器石英晶体具有压电效应。当晶体受到应73二、声表面滤波器SAWF

声表面波滤波器ＳＡＷＦ（ＳurfaceＡcousticＷaveＦilter）是利用晶体的压电效应和表面波传播的物理特性制成的一种新型电—声换能器件。第25页/共49页二、声表面滤波器SAWF声表面波滤波器ＳＡＷＦ（Ｓu74第26页/共49页第26页/共49页75第三节电噪声噪声分为：1、外部噪声：从器件外部窜扰进来的2、内部噪声：器件内部产生的内部噪声源主要有电阻热噪声、晶体管噪声和场效应管噪声三种。一、电阻热噪声电阻热噪声是由于电阻内部自由电子的热运动产生的。在整个无线电频段内具有均匀频谱的起伏噪声称为白噪声。

阻值为Ｒ的电阻产生的噪声电流功率频谱密度和噪声电压功率频谱密度分别为：其中k=1.38×10-23J／K第27页/共49页第三节电噪声噪声分为：从器件外部窜扰进来的2、内部噪声：器76在频带宽度为ＢＷ内产生的热噪声均方值电流和均方值电压分别为：I2n=SI(f)·BWU2n=SU(f)·BW第28页/共49页在频带宽度为ＢＷ内产生的热噪声均方值电流和均方值电压分别为：77例1．5试计算５１０kΩ电阻的噪声均方值电压和均方值电流各是多少？设Ｔ＝２９０K,ＢＷ＝１００kＨｚ。解:U2n=4k·T·R·BW=4×1.38×10-23290×510×103×105≈8.16×10-10Ｖ2

I2n=4k·T·BW／R=4×1.38×10-23×290×105／(510×103)≈3.14×10-21Ａ2第29页/共49页例1．5试计算５１０kΩ电阻的噪声均方值电压和均方值电78二、晶体管噪声１热噪声体电阻和引线电阻均会产生热噪声,其中以基区体电阻rbb′的影响为主。２散弹噪声主要噪声源。由单位时间内通过ＰＮ结的载流子数目随机起伏而造成的。其电流功率频谱密度为:ＳI（ｆ）＝２ｑＩ0其中Ｉ0是通过ＰＮ结的平均电流值,ｑ＝１.５９×１０-19库仑。３分配噪声４闪烁噪声第30页/共49页二、晶体管噪声１热噪声体电阻和引线电阻均会产生热噪声,其79三、场效应管噪声1沟道热噪声,主要噪声源。2栅极漏电流产生的散弹噪声。3闪烁噪声，在高频时可以忽略。沟道热噪声和栅极漏电流散弹噪声的电流功率频谱密度分别是：SI(f)=4kT(2/3)gmSI(f)=2qIg

其中ｇm是场效应管跨导,Ｉg是栅极漏电流。第31页/共49页三、场效应管噪声1沟道热噪声,主要噪声源。沟道热噪声和栅80四、额定功率和额定功率增益

信号额定功率是指电压信号源US

可能输出的最大功率。当负载阻抗ＲL与信号源阻抗Ｒs匹配时,信号源输出功率最大。所以,其额定功率为：用额定功率来表示电阻的热噪声功率。电阻R的噪声额定功率为:额定功率增益ＧPA是指一个线性四端网络的输出额定功率ＰAo与输入额定功率ＰAi的比值。即:第32页/共49页四、额定功率和额定功率增益信号额定功率是指电压信号源81例1．6求图例1．6所示四端网络的额定功率增益。解:图示四端网络输入端额定功率ＰAi也就是输入信号源的额定功率,即:从四端网络输出端往左看,其戴维南等效电路是由信号源US与电阻Ｒs＋Ｒ串联组成,所以输出端额定功率为:所以,额定功率增益第33页/共49页例1．6求图例1．6所示四端网络的额定功率增益。解:82五、线性四端网络的噪声系数

信噪比是指四端网络某一端口处信号功率与噪声功率之比。信噪比SNR(SignaltoNoiseRatio)通常用分贝数表示,写作：其中Ｐs、Ｐn分别为信号功率与噪声功率。１噪声系数定义放大器的噪声系数NF(NoiseFigure)定义为输入信噪比与输出信噪比的比值,即:第34页/共49页五、线性四端网络的噪声系数信噪比是指四端网络某一端口83通常规定Ｐni是输入信号源内阻Ｒs的热噪声产生在放大器输入端的噪声功率,而Ｒs的温度规定为２９０Ｋ,称为标准噪声温度,用Ｔ０表示。相应的噪声系数称为“标准噪声系数”。２噪声系数的计算式第35页/共49页通常规定Ｐni是输入信号源内阻Ｒs的热噪声产生在放大器输入端843放大器内部噪声表达式ＰnAn＝(ＮＦ－１)·ＧpA·k·Ｔ0·ＢＷ当ＮＦ＝１时,ＰnAn＝０,进一步表明了噪声系数是衡量放大器内部噪声性能的参数。４级联噪声系数先考虑两级放大器。设它们的噪声系数和额定功率增益分别为ＮF1、ＮF2和ＧPA1、ＧPA2,且假定通频带也相同。总输出噪声额定功率ＰnAo由三部分组成,即:ＰnAn1＝(ＮＦ1－１)·ＧPA1·k·Ｔ0·ＢＷＰnAn2＝(ＮＦ2－１)·ＧPA2·k·Ｔ0·ＢＷ第36页/共49页3放大器内部噪声表达式ＰnAn＝(ＮＦ－１)·ＧpA·k·85对于n级放大器,将其前(n-1)级看成是第一级,第n级看成是第二级,可推导出ｎ级放大器总的噪声系数为：可见,在多级放大器中,各级噪声系数对总噪声系数的影响是不同的,前级的影响比后级的影响大,且总噪声系数还与各级的额定功率增益有关。所以,为了减小多级放大器的噪声系数,必须降低前级放大器（尤其是第一级）的噪声系数,而且增大前级放大器（尤其是第一级）的额定功率增益。第37页/共49页对于n级放大器,将其前(n-1)级看成是第一级,第n级看86５无源四端网络的噪声系数等效为一个电阻网络。第38页/共49页５无源四端网络的噪声系数等效为一个电阻网络。第38页/共4987例1.7某接收机由高放、混频、中放三级电路组成。已知混频器的额定功率增益ＧPA2＝０.２,噪声系数ＮＦ2＝１０ｄＢ,中放噪声系数ＮＦ3＝６ｄＢ,高放噪声系数ＮＦ1＝３ｄＢ。如要求加入高放后使整个接收机总噪声系数降低为加入前的十分之一,则高放的额定功率增益ＧPA1应为多少？解:先将噪声系数分贝数进行转换。３ｄＢ、１０ｄＢ、６ｄＢ分别对应为２、１０、４。未加高放时接收机噪声系数加高放后接收机噪声系数应为:第39页/共49页例1.7某接收机由高放、混频、中放三级电路组成。已知混频器88由例可以看到,加入一级高放后反而使整个接收机噪声系数大幅度下降,其原因在于整个接收机的噪声系数并非只是各级噪声系数的简单迭加,而是各有一个不同的加权系数。未加高放前,原作为第一级的混频器噪声系数较大,