IMT-2030（6G）推进组新型双工专题组技术报告

©2022IMT-2030(6G)推进组版权所有第1页/共85页涉及知识产权资料，非授权者请勿传阅及使用文档编号:文档名:技术报告在IMT-2020及IMT-2030推进组的统一安排下，新型双工专题工作组集中全国研力量，输出技术文稿60余篇。在各成员单位历次会议提交的文稿，以及2017年形成的总结报告基础上，结合近期总结提炼形成了2022年新型双工技术研究总结报IMT架贡献更多创新思想。新型双工技术报告目前主要以同时同频全双工技术为代表，从应用场景、物理层关键技术、组网技术与原型验证四个方面对全双工专题工作进行了总结，给出了目前全双工技术发展的现状和趋势，并提出该技术所面临的难题与未来工作的考虑。应用场景方面，全双工技术可以很好地应用在非连续覆盖场景与中继传输场景中，但在连续覆盖场景中仍需高效的干扰协调技术来解决相邻基站与邻小区用户间的干扰。基于毫米波的窄波束特性，未来全双工还可以通过毫米波束区分多址解决用户物理层技术包括全双工自干扰抑制技术和帧结构设计。现有自干扰抑制技术通过空域、射频域、数字域联合抑制自干扰信号，可以使20MHz信号的自干扰抑制能力超过115dB；帧结构设计部分给出了分别针对同时同频全双工与子带非重叠全双工的全新帧结构，在牺牲一定时频资源的条件下做到了更好的干扰协调能力。此外，还介绍了空间调制全双工、通感一体化全双工等新兴全双工物理层技术。组网层面已经完成了网络架构、资源分配、干扰协调管理等业界关心问题的初步研究，并给出了全双工基站与半双工终端组网的系统性能分析。目前来看，全双工基站+半双工终端的组网模式可能先应用在现有网络。原型验证方面，电子科技大学、华为、中兴、三星、北京大学都分别完成了原型机与测试。电子科技大学实现了20MHz2T2R全双工原型机，空口测试结果显示将系统速率提升了80%；中兴在屏蔽箱中对全双工RRU整机进行了上行流量测试与下行灵敏度测试，结果显示数字干扰抵消算法可使上行速率从4Mbps提升到19.5Mbps，下行灵敏度从-51dBm降低到-95.7dBm；北京大学实现了20MHz带宽上终端与基站双向视频流的演示；华为实现了100MHz4T4R全双工原型机，室内流数为1流、2流、4流时，系统的吞吐增益分别为86%、62%、39%，室外流数为1%；三星公司在基站功放32dBm的情况下，室内测试中实现了122.5dB的整体自干扰抑制能力。目前各单位的原型测试都只是单站验证，后续还要继续推动多站协同测试验证。言录第一章第二章..5第三章 2 4 7概述 8 5 第3页/共85页涉及知识产权资料，非授权者请勿传阅及使用文档编号:文档名:技术报告 2 z 9 第5页/共85页涉及知识产权资料，非授权者请勿传阅及使用文档编号:文档名:技术报告 第7页/共85页涉及知识产权资料，非授权者请勿传阅及使用文档编号:文档名:技术报告5表4-2下行小区平均谱效(bps/kHz) 67表4-3下行小区边缘谱效(bps/kHz) 67表4-4上行小区平均谱效(bps/kHz) 67表4-5上行小区边缘谱效(bps/kHz) 67..........................................................75第一章概述无线通信业务量爆炸增长与频谱资源短缺之间的外在矛盾，驱动着无线通信理论与技术的内在变革。提升FDD与TDD的频谱效率，并消除其对频谱资源使用和管理方式的差异性，成为未来移动通信技术革新的目标之一。基于自干扰抑制理论和技术的同时同频全双工技术(CCFD)成为实现这一目标的潜在解决方案。CCFD技术的出现，与传统的FDD/TDD双工方式相比，可以在通信收发链路之间实现频谱资源的灵活使用，对吞吐量和传输时延性能的提高都有显著的成效。(1)高频谱利用效率：与传统的正交双工方式相比，同时同频的信号收发方式，理论上可以将现有的频谱效率提升一倍。(2)低反馈时延：全双工方式使得双向通信能够在接收信号的同时，反馈交换信令控制信息，使得反馈信息历经的空口延迟降低。(3)高通信安全性：非合作方侦听到两个全双工设备发射的叠加在一起的信号，监听难度增大，而全双工节点可以利用对自干扰信号的已知性，主动抑制自，维持正常通信。subG米波频段小功率阵元自干扰抑制技术研究较多，全双工高隔离度天线的研究热度增加，大功率自干扰抑制技术有待深入研究；组网方面，多站组网面临基站间交叉干扰和边缘用户互干扰的难题；芯片化XComm推出了相关芯片与产品，国内在芯片、器件方面的技术研究刚起步，尚无全双工相关产品发布；当前国内已建立并验证的平台有：华为公司4T4R全双工验证平台、电子科技大学和中移动研究院的站间干扰抑制验证平台、电子科技大学和三星公司的毫米波全双工通信验证平台；标准化方面，广电领域已将全双工技术纳入DOCSIS-3.1标准里；中移动、电信、联通、华为、中兴、三星和电子科技大学等单位共同研究并积极推动3GPPR18子带同时同频全双工的标准化立项工作，并已在2021年12月的on为B5G和6G全双工标准化服务。为了推动全双工技术的落地，立项中提出了子带非重叠全双工技术方案，即在TDD的时隙中灵活划分上下行频谱。该立项将研究蜂窝组网下该方案引入的交叉链路干扰的解决方案，以及和现有系统的干扰共存问题。子带非重叠全双工技术可以看作是传统双工与同时同频全双工技术的折中方案，随着对全双工组网的资源管理与干扰抑制的研究逐渐成熟，逐步推动传统双工向同时同频第9页/共85页涉及知识产权资料，非授权者请勿传阅及使用文档编号:文档名:技术报告第二章应用场景2.1场景概述目前来看，在提升移动互联网用户体验的基础上，应用场景将进一步拓展到物联网应用领域，与智慧交通、智能家居、工业制造、全域覆盖和感官互联等场景相融合，将开辟产业互联网新领域，推动万物互联新时代。全双工技术应用场景主要集中在室内热点覆盖、室外中继、D2D等场景，能够有效地增强蜂窝通信系统频谱效率、减少时延、增强通信网络的灵活性和稳定性，进而提升用户体验。随着全双工技术的不断进步、成熟，相信更多创新场景的应用将会呈现。2.2蜂窝应用场景全双工技术可以应用在多个场景中。就目前业界研究情况来看，全双工技术首先将应用于蜂窝网络的基站或无线局域网的AP上，随着未来终端能力的增强，全双工终端的出现将更加丰富全双工技术的应用场景。首先，全双工技术可以很好地应用在非连续覆盖的热点场景，例如家庭基站或WiFi。在这种场景中，全双工的基站或AP只需要解决好基站侧发射通道对接收通道的干扰，通过用户调度解决好上行用户对下行用户的干扰。其次，全双工技术也有望应用于连续覆盖场景。连续覆盖场景包括同构网场景和异构网络场景，不同类型的基站可以根据自身小区的业务需求工作在全双工或半双工模式。在该场景中，基站对基站的干扰以及相邻小区的用户间干扰是应用全双工技术的难点所在，需要设计高效的干扰抑制协调技术来解决这些干扰，才能够充分发挥全双工的技术优势。全双工也可以应用在中继传输场景中，在中继节点，接收信号和转发信号可以在同频同时进行传输，中继到基站的传输可以利用波束赋型技术较好控制干扰。最后，全双工还可以应用于D2D的短距通信，未来具备全双工能力的终端可以利用全双工来提升双向数据传输速率，由于是短距通信，终端发射功率较小，通信终端对其他通信的干扰可以较DDDDUDU(a)SBFD配置1DDDDUDU(a)SBFD配置1子带1单载波100MHz子带2单载波100MHzTDD频谱是5G的主力频谱，时分双工是5G在TDD频谱上的主要工作模式。TDD帧结构中下行时隙占比较大。然而，传统的以下行时隙为主的TDD无法有效满足工业互联网应用场景中对低时延高可靠、大上行、大下行和广覆盖等基本通信能力提出的复合型要求，亟需双工模式的变革来助力行业的数字化转型升级。单载波UDD(Unifiedtime&frequencyDivisionDuplex，时频统一全双工)技术TDD开辟全新的时频复用模式，可以提供类FDD的零等待时延，并可以有效提升上行覆盖，一网多能支持低时延高可靠与大上行或大下行业务的高效共存，助力行业数字化转型升级，满足运营商的中长期部署需求。单载波UDD通常使用子带不重叠全双工技术(subbandnon-overlappingfullduplex，简称SBFD)，在一个载波内将不同的子带配置为不同的传输方向。图1给出SBFD的两种典型配置。在SBFD配置1中，每个符号上既有上行传输也有下行传输，因此可以提供类FDD的零等待时延，轻松满足4ms确定性低时延指标要求；在SBFD配置2中，第一个时隙为固定下行，最后一个时隙为固定上行，以便于与传统TDD网络(如采用DDDSU帧结构)同频/邻频共存，且有利于存量终端无感知接入。另外，SBFD的上行子带和下行子带的带宽都可以根据上下行业务比率灵活配置，因此可以有效支持URLLC业务和大上行业务/大下行业务的高效共存。同时，由于SBFD的上行传输机会相比传统TDD模式大大增加，因此可以通过上行重复传输等手段大大提升上行覆盖能力。子带1子带2 D DDDUUSBFD配图2-2单载波UDD时频资源配置示意图第11页/共85页涉及知识产权资料，非授权者请勿传阅及使用文档编号:文档名:技术报告2.3中继及MIMO应用场景对于全双工蜂窝网络，最大的挑战是站间干扰和UE-UE之间的干扰。仿真表明，站间干扰和UE-UE之间的干扰对宏站和微站分别产生36dB和23dB上行SINR劣化。对于宏站，需要147dB的自干扰抵消量，接收机动态达87dB。这对数字抵消算法和接收机都是极大的挑战。对于SmallCell，需要127dB的自干扰抵消量，接收机动态67dB，系统要求则明显降低。对于MassiveMIMO，庞大的模拟和数字抵消矩阵将带来系统难以承受的复杂性。综合上述，全双工可考虑在如下条件下应用：单天线输出功率应小于27dBm；多天线场景下，天线数小于8；对于6GHz以下的频段，需要考虑与现有网络的兼容。这样，可能的应用场景包括中继站应用场景、新引入的毫米波频段、无线下面主要介绍全双工Self-backhaulMIMO中继站的应用场景，并与MassiveMIMO在现有网络架构内形成一个整体网络。对于FDDMassiveMIMO网络，中继FDD时同频向UE发送信号，即以FDD下行频率工图2-3Full-DuplexingRelay实现Self-BackhaulFDDRAN时隙向宏站发送信号，同时同频接收UE信号，即以TDD上行时隙工作在FD模图2-4Full-DuplexingRelay实现Self-BackhaulTDDRAN图2-58T8R中继站支持4×4MIMO的Mesh和Relay2.4毫米波应用场景毫米波作为未来5G全新的频段，由于无须前向兼容，可考虑全新的全双工 (FD)空口。毫米波的窄波束的特点大大减少了LOS互干扰的影响，但是由于反射引起的NLOS干扰则成为主要问题。相关研究表明，在最坏的情况下，由于反射引起的环境噪底抬升约46dB。对于由于反射引起的NLOS干扰可采用辅助参考天线。此外，鉴于全球几个主要地区毫米波移动通信候选频谱都有2-3GHz的带宽，如图2-6。为了解决FD的站间干扰的挑战，可将毫米波频段分成几个500MHz的子频带。整个网络采用正交子带复用(OrthogonalSub-bandMultiplexing,OSM)。图2-7为典的1×3复用，每个小区为单个子频带的全双工，单个子频带的全双工自干扰补偿通过第三章的各种模拟和数字补偿技术来实现。图2-6全球几个主要地区毫米波移动通信候选频谱图2-7毫米波正交子带1×3复用图至于UE-UE之间的干扰，可通过束分多址(BeamDivisionMultipleAccess，BDMA)，如图2-8，一方面解决毫米波全双工场景下UE-UE之间的干扰，另一方面第13页/共85页涉及知识产权资料，非授权者请勿传阅及使用文档编号:文档名:技术报告可实现虚拟化个人小区(VirtualPersonnelCell)。窄波束和较强的方向性传输是毫米波传输的固有属性，如果再加上波束成型处理，可使毫米波波束更精细化，从而更有利于束分多址和全双工传输。而且，根据不同的传播环境，基站也可以更灵活地改变、数量和带宽。图2-8BDMA实现毫米波全双工VirtualPersonnelCell2.5场景小结本小节从全双工在蜂窝网络场景、中继场景、以及毫米波场景中的应用三个方面介绍了全双工的应用前景。在移动蜂窝网络场景下，全双工基站+半双工终端的组网方式最有希望率先部署，但此组网方式会引入新的交叉链路干扰，需要继续研究干扰抑制管理的方案。中继场景下，全双工作为中继节点可以与MassiveMIMO宏蜂窝基站组成FDDSelf-backhaulRAN或TDDSelf-backhaulRAN，扩大宏蜂窝小区覆盖范围改善信号质量。随着蜂窝网络使用频段变高，高频段的窄波束特性实现空分多址接入，可以有效解决全双工组网下UE-UE的干扰，因此全双工在未来毫米波甚至太赫兹的组网中具有广阔的应用前景。第三章全双工物理层关键技术3.1关键技术概述从设备层面来看，同时同频全双工的核心问题是本地设备发射的同时同频信号 (即自干扰)如何在本地接收机中进行有效抑制。涉及的通信理论与工程技术研究已在业界全面展开，目前形成了空域、射频域、数字域联合的自干扰抑制技术路线，20MHz带宽信号自干扰抑制能力超过了115dB。三重递进的抑制思想对自干扰信号进行分段消除，通过空域自干扰消除、射频域自干扰消除和数字域自干扰消除，有效的改善了通信传输的稳定性、实时性和灵活性，同时同频全双工技术的进步将会使众多领域受益，为万物互联的新时代赋能。3.2空间域自干扰消除3.2.1基于收发波束特征分解的空间自干扰抑制技术针对双节点同时同频全双工系统的空间自干扰抑制，可以通过多发多收的接收与发送联合波束成形，实现自干扰抑制和期望信号的有效接收。单用户全双工系统模型采用单根发射天线和单根接收天线进行收发，移动设备端也包括采用环形器的单天线模式。远端收发信机可以工作在半双工或同时同频全双工模式。图3-1中，L2表示远端收发信机的自干扰信道，h1C1Nt表示本地发射机到远端发射机的信道向量，L1CNrNt表示本地收发信机自干扰信道矩阵，h2CNr1表示远端发射机到本地发射当远端收发信机配置多根接收天线时，h1表示一个本地发射机到远端发射机的信道矩阵；当远端收发信机配置多根发射天线时，h2表示一个远端发射机到本地发射机信道矩阵。发射和接收波束成形向量分别为wtCNt1和wrCNr1，本地收发信机发送和接收信号设为t1和r1，远端收发信机的发射信号设为t2。远端收发信机可以工作在半双工或同时同频全双工模式。当远端收发信机工作于同时同频全双工模式，远端收发信机的发射功率较小，可以使用有源模拟和数字自干抑制。当考虑本地发射机射频噪声时，本地收发信机接收到的信号r1为：sn热噪声，功率为。第15页/共85页涉及知识产权资料，非授权者请勿传阅及使用文档编号:文档名:技术报告NtMS射机 LL12Nr接收机12wwthhNtMS射机 LL12Nr接收机12wwthh2pMSwh22其中，pBS和pMS分别为本地收发信机和远端收发信机的发射功率。BS射机接收机rt1rt1图3-1单用户全双工系统模型考虑自干扰抑制和期望信号接收，研究了以上行SINR最大化为目标的优化算法，算法分成两个步骤：首先以上行接收机信噪比最大化为准则，优化接收机天线波束成形向量；其次以自干扰最小化为准则，优化发射机天线波束成形向量。仿真结果表明，基于收发波束特征分解的空间自干扰抑制算法可以有效抑制自干扰，降低发射机射频噪声对接收机的影响，相比迫零技术、MMSE技术和时域技术，性能有明显提升。基于收发波束特征分解的空间自干扰抑制算法在发射机信噪比为30.0dB和60.0dB时，三发三收本地收发信机的自干扰抑制值分别为65.5dB和3.2.2基于高隔离度天线的空间自干扰抑制技术空间自干扰抑制需要在自干扰信号到达接收通道前，通过增加收发天线间的空间隔离度，以达到减小进入接收通道自干扰信号功率的目的。空间自干扰抑制除了上节所提收发波束成形的主动自干扰抑制方法，通常采用高隔离度天线以增加空间隔离天线整体结构示意图如图3-2所示。收发天线单元之间的阵间距为200mm。在两天线之间插入了天线隔离栅达到提高天线收发隔离的效果。天线单元周边采用金属进行围边可有效改善天线的辐射性能，提高天线增益。由于天线整体尺寸有限，引入天线隔离栅可有效抑制天线地板电流的流动，达到提高天线单元之间隔离度的效果。天线单元采用四馈点天线单元结构，天线结合了电磁耦合馈电及耦合寄生贴片的方式实现了宽频带工作的性能。天线单元实际工作时，通过四条耦合微带线进行激励。口口图3-2天线整体结构示意图图3-3给出了天线实物图。实物天线由天线体、天线罩及天线射频接头组成。天线图3-3天线实物示意图天线电压驻波比实测结果如图3-4所示。从图中可以得到3.4GHz~3.6GHz频带内。22端口3端口4端口频率(GHz)图3-4天线实测电压驻波比曲线天线辐射方向图实测结果如图3-5所示。从图中可以得到3.4GHz频带内天线单元i增益(dBi) 化303301-2端口3端口2端口3端口i增益(dBi) 化303301-2端口3端口2端口3端口000 极化000603060300 -30270-3027090 2240000210210图3-53.4GHz频点方位面及俯仰面辐射方向图天线实测收发隔离度曲线如图3-6所示。由实测曲线可知，天线两端口的收发隔离4-4--60-803.403.453.503.553.60频率(GHz)图3-6天线实测收发隔离度3.3射频域自干扰消除3.3.1多抽头模型射频自干扰消除技术分析虽然空间自干扰抑制技术可以抵消一部分干扰，但是现有的空间自干扰抑制技术不能将自干扰抑制完全，残余自干扰功率依然很大。由于接收机动态范围有限，空间自干扰抑制后的残余自干扰会造成射频接收通路阻塞，因此需要进行射频自干扰消除。为提高射频自干扰消除能力，可以采用多抽头模型进行射频自干扰消除，该方式可以根据实际信道对抽头系数进行自适应调整，以保证自干扰抑制性能的可靠性。多抽头模型的射频抵消器采用延时器、可调衰减器和可调移相器分别来实现时延、幅度和相位的控制，采用低噪放来保证输出的自干扰重建信号具有足够的功率以匹配实际自干扰信号。在每个并行抽头支路中，时延器的时延量是固定的，是提前根据时延估计算法确定，幅度和相位参数通过参数控制模块进行自适应调整。采用多抽头射频自干第17页/共85页涉及知识产权资料，非授权者请勿传阅及使用文档编号:文档名:技术报告………期望信号2环形器耦合器射频DAC延迟器移相器衰减器ADC信道估计调控算法发射信号接收信号………期望信号2环形器耦合器射频DAC延迟器移相器衰减器ADC信道估计调控算法发射信号接收信号远端发射机消单元重建自干扰信号射频近端发射机近端接收机图3-7多抽头射频干扰抑制系统模型为100MHz、50MHz和25MHz情况下，不同的d对自干扰抵消的影响。无论d的取值如何，干扰抵消值都随着自干扰带宽减小而显著增加，特别是当d的取值比较大，即各个抽头的间隔比较大的时候，自干扰信号带宽越小，干扰抵消效果越好。仿真结果如图3-9，可以看出，射频自干扰抵消能力随着抽头个数的上升而上升，在抽头数地域6个时，干扰抵消效果上升并不明显，说明抽头个数过少，对多径自干扰的去除能力有限，当抽头个数大于6个时，干扰抵消效果跟着抽头个数有显著上升。当自干扰信号主径功率R为32dBm时，在抽头个数为16个时，干扰抵消可达125.5dB；当自干扰信号主径功率R为0dBm时，在抽头个数为15个时，干扰抵消已达白噪声底线的最大值94.0dB。第19页/共85页涉及知识产权资料，非授权者请勿传阅及使用文档编号:文档名:技术报告干扰抵消值(dB)40200.5dB主径功率R=32dBm主径功率R干扰抵消值(dB)40200.5dB主径功率R=32dBm主径功率R=0dBm0dB40200带宽25MHz带宽50M带宽100Hz010203040506070固定延迟覆盖范围(dB)图3-8不同自干扰带宽下不同的延时参数对射频干扰抵消的影响246246抽头个数图3-9不同抽头个数对射频干扰抑制的影响3.3.2SISO系统模拟域主动干扰消除技术对于单入单出全双工无线通信系统，只需将来自设备自身发送链路的自干扰信号进行消除，即可实现正常通信。为了达到此目的，在发射链路和接收链路之间添加一个自干扰信号主动消除模块。这个模块利用发射信号的耦合信号作为参考信号，对其进行相位、幅度调整之后重建出与自干扰信号幅度相同、相位相反的对消信号，最后与接收信号进行合路相加，以达到消除自干扰的目的。该功能模块具体实现方式如主/次模拟消除#1t功率检测器#tZ反相器功率控制器功率检测器#tZ反相器功率控制器耦合器#t波器模数转换器功放数模转换器模数转换包络检波模数转换6vLL功率比较器t0相位控t0功率控制器S耦合器#Z功率检测器#Z89模数转换器包9模数转换器波器P模拟消除#Z数字消除模数转换器下变频器SISO模块原理框图1)发射天线的信号将被功分器分成两个部分(即路径1和路径2)。该功分器可以是任何合适的功率分配器、功率合成器、定向耦合器，或者是其他适合将信号从全双工射频传输模块耦合到模拟消除模块的信号分配器件。信号“1”将通过天线的空中接口发射出去。信号“2”将作为本主动消除模块的参考信号，用于产生自干扰消除信号。为了有效的消除接收信号中的自干扰，信号“2”必须通过移相器以使得其与接收端接收到的自干扰信号(即信号“10”)相位相反。2)为了调节对消信号与自干扰信号的功率相等，经过相位反转的参考信号会通过一个功率控制器。此功率控制器受功率比较器的控制，根据功率检测器#1和#2所测得的对消信号功率和自干扰信号功率值的比较结果来循环微调，直至两者功率大致相等为止。由于参考信号的功率一般要大于接收到的自干扰信号的功率，因此此处功率控制器用衰减器实现，可避免放大器所引入的非线性效应。3)对消信号(信号“4”)和自干扰信号(信号“5”)将在图3-10中心处的加法器进行合路相加，其输出(即剩余的自干扰信号“9”)将被传送给功率检测器#3，用于控制移相器对对消信号进行相位微调。相位调整将以功率检测器#3的检测值最低为标准，当该检测值最低时，合路输出最低，即自干扰消除效果最好。这意味着自干扰消除功能收敛到稳定状态。消除#1逻辑功能相同，二者既可以采用独立的电路功能模块加以实现，也可以共享相同的硬件电路以降低系统复杂度与硬件开3.3.3MIMO系统模拟自干扰消除技术A.工作模式在多天线MIMO全双工通信场景下，每根天线不仅会受到本天线发射所带来的自干扰影响，还会受到其他天线发射带来的自干扰影响。因此，在数据传输之前，需要对设备进行训练调整，为每根天线分别消除来自各个天线的干扰。因此如图3-11所MIMO训练周期和数据传输周期。第21页/共85页涉及知识产权资料，非授权者请勿传阅及使用文档编号:文档名:技术报告主模拟消除主模拟消除上变频器变频器上变频器下变频器上变频器主模拟消除主模拟消除上变频器变频器上变频器下变频器上变频器训练周期数据传输周期训练周期数据传输周期训练时隙1训练时隙2训练时隙3训练时隙N在训练周期中，若天线数为N，则将每个训练周期分为N个时隙。在每个时隙中，N个天线分别作为“主天线”收发训练序列，其他天线作为“次天线”仅接收训练序列。主天线在自身的主时隙中进行自身自干扰信道估计和初步的自干扰消除，其他次天线进行天线间自干扰信道估计与消除。在每个训练周期中，每个天线有且只有一次机会作为主天线，其他时隙均作为次天线。在主天线发送数据时，次天线不进行数据发送。主天线进行自身自干扰(自身发送天线的信号)信道估计和初步的干扰消除，与此同时，次天线负责消除自身天线中存在的“由于主天线的发送信号引起的天线间干扰信号”。在整个训练周期完成后，每根天线既已作为主天线消除了来自自身的干扰信号，又作为次天线消除了来自其他天线的干扰信号。因此，在训练周期中所的得到的信道估计和自干扰消除参数可以用于数据传输周期的自干扰消除。由于我们可以认为在短时间内信道状况基本不变，所以在数据传输周期所有天线同时收发时，自干扰信号可B除架构本方法采用的MIMO全双工架构，每个收发链路仅使用一根天线，每根天线都同Hm,mHm,mHk,kHm,n&Hn,mHHm,n&Hn,m天线#n接收接收发射发射接收接收发射发射接收隔离器隔离器隔离器隔离器隔离器主模拟消除次模拟消除次模拟消除次模拟消次模拟消除次模拟消除变频器TXnRXnRXkTXmTXnRXnRXkTXmRXm对于有N根天线的系统，共有N对收发链路，每对收发链路都通过一个环形器与天线相连接，环形器对收发链路起到初步的隔离作用。NSISO的主动干扰消除模块，其中有1个为主消除模块，其他N-1个为次消除模块。每个天线的N个模拟消除模块一一对应N根天线，其中主消除模块以自身天线发射链路耦合信号为参考信号，用于消除自身天线对本天线的干扰，其他N-1个次消除模块用于分别以其他N-1根天线的发射链路耦合信号作为参考信号，对应消除其他N-1根天线对本天线的干每根天线的N个模拟消除模块呈串联关系，接收信号依次通过各个模块以消除全双工通信中所受到的各种自干扰。此外，在每个消除模块的输入端和输出端，均有一个射频开关控制器，用于决定接收信号的流向，以控制训练阶段和数据传输阶段各个在训练周期的每个时隙中，主天线的主消除模块开启并接入电路，用于自身干扰信道估计和干扰消除，其他次消除模块关闭；次天线对应于主天线的次消除模块开启并接入电路，用于对主天线和该天线间的信道进行估计和自干扰信号消除，其主消除在训练周期中，每个开启的消除模块不断调整自身的自干扰消除参数(如功率衰减和相位调整等参数)，直到达到最好的消除效果。与此同时，该模块还将此时的最佳自干扰消除参数保存下来，用于接下来的数据传输阶段的自干扰消除。在训练周期结束后，每个自干扰消除模块都已调整到了最佳状态，紧接着系统进入数据传输周期。在数据传输周期中，每根天线同时同频收发数据，同时所有的自干扰消除模块均开启并接入电路，根据上一个训练周期中所得到的自干扰消除参数来进行自干扰消除，从而保证整个系统正常的收发数据。OIMO本文提出一种宽带多天线射频干扰消除方法：通过一组抵消天线阵列，复制发送和接收天线阵列之间的电磁场传播环境，实现干扰信号的重建和消除。抵消天线阵列与收发天线阵列的物理结构和尺寸相同，因此可以重建干扰信号；区别在于，抵消天线阵列与终端发送的有用信号隔离，从而只消除干扰而不改变有用信号。这种方法避免了传统消除方法中任一对收发天线之间都需要构建一个干扰消除链路的要求，因此硬受天线端口匹配的影响，理论上可以实现无限带宽的射频干扰对消。.1干扰消除原理本文所提干扰消除方法如图3-13所示。该框架主要由收发天线阵列、抵消天线阵列、环形器、功分器、屏蔽盒等组成。图中以4个收发通道为例，分为两种实现方b通过环形器隔离。收发天线阵列同时发射和接收信号。抵消天线阵列用来重建发送天线到接收天线的干扰信号，其物理结构和尺寸与收发天线相同。收发天线置于自由空间中，发射信号能够覆盖一定的用户区域，并且能够接收来终端的有用信号。而抵消天线放置在屏蔽盒中，屏蔽盒内部附着吸波材料。抵消天线无法接收到任何外部信第23页/共85页涉及知识产权资料，非授权者请勿传阅及使用文档编号:文档名:技术报告号，抵消天线发射的信号也将会被吸波材料吸收，不会引起反射，也不会泄露到外部空间。因此，抵消天线阵列只用于干扰信号的消除，而不影响收发天线阵列对有用信扰消除架构：收发通道采用(a)不同天线(b)相同天线上述方法具有以下优点：(1)与主动干扰消除方法相比，上述方法的复杂度大大降低：多天线对之间所有的干扰信号通过抵消天线精确重建，不需要逐个调整各天线对之间的信号。(2)上述方法具有大带宽干扰消除的能力。干扰消除效果只和收发天线阵列和抵消天线阵列的一致性有关：当收发天线和环形器阻抗随频率发生变化时，抵消天线和环形器的阻抗也会发生相同的变化，因此干扰消除效果和频率无关，可以达到非常宽的消除带宽。(3)上述方法对天线单元的摆放位置也没有限制，收发天线的辐射图不受影响。由于没有利用极化做天线隔离，也没有利用对称天线做相干合并，不受影响。.2天线设计上述干扰消除方法的性能取决于收发天线阵列和抵消天线阵列的一致性，天线的一致性越高，干扰信号和抵消信号的幅度越相近，两路信号相减时结果也越小，因此需要在天线和器件加工的时候尽可能地提高加工精度。我们采用贴片天线实现该方案。贴片天线的结构简单，并且可以采用传统的PCB制造工艺制作，因此制作一致性高。贴片天线的前后比可以高达30dB，这对于提高收发天线和抵消天线阵列的隔离度非常重要。具有16个阵子的贴片天线阵列设计如图3-14所示，天线的工作频点为发送和接收通道采用不同的天线，如：天线1~4和9~12为发送天线，天线5~8和13~16为接收天线。发送和接收天线的S参数仿真结果如图3-15所示。从图中的数据可以看出，发送和接收天线的耦合度与天线的相对位置和距离有关，大小在-25dB~-40dB左右。在实际应用中，两组贴片天线将背靠背放置，一组作为收发天线阵列，面向终端；一组作为抵消天线阵列，背对终端。收发天线的前后比约为30dB，因此，抵消天线阵列接收到的终端信号比收发天线阵列低30dB，对正常终端信号接收的影响可.3电路设计干扰消除的性能还取决于功分器/合路器的相位与幅度的不平衡性。一对收发天线单元的射频电路如图3-16所示，功分器将发射信号分成功率相等的两路，并分别馈入两组贴片天线。大部分功率将被辐射到自由空间中，但是一小部分信号将被耦合到接收天线中并产生干扰，强度约为-30dB；然后，通过模拟移相器调整两个干扰信号的相位，以使相位差为180度；最后，两个信号将在合路器相加。如前所述，上述干扰消除方法具有大宽带特性，消除性能与干扰的频率响应无关。相移通常通过调整信号路径的长度来实现，为了拓宽带宽，信号路径的差异应保持尽可能小。信号取反的方法第25页/共85页涉及知识产权资料，非授权者请勿传阅及使用文档编号:文档名:技术报告可以通过Balun变换器实现，以拓展消除带宽。如需实现30dB的模拟消除性能，相位不平衡应在±2度以内，幅度不平衡应在±0.3dB以内；要实现20dB的消除性能，相位不平衡应在±5度以内，幅度不平衡应在±0.8dB以内。天线加工与测试我们采用PCB流程制作的贴片天线阵列实物如图3-17所示，两组天线阵列背靠背放置，中间预留部分空间用于安装射频单元和线缆。由于天线结构是对称的，任意一组都可以作为收发天线，另一组作为抵消天线。两组天线之间的耦合度将限制干扰消除的性能。根据测试结果，前后两组天线的隔离度大于60dB，并且可以利用吸波材料等进一步提高。另外，对于3.5GHz频点，测得的前后天线之间的相位不平衡在±1度在±0.2dB以内，因此可以实现30dB的模拟干扰消除。通过调整射频单元，可以实现中心工作频率(3.5GHz)的最佳消除性能。测量的6所示，功分器的两个输出信号直接与移相器相连。通过调整移相器，使合路器的输出端口观察到的3.5GHz频点信号尽量小。实测得到各单元电路的输入和输出端口的反射系数均小于-10dB。在3.5GHz频点，发送和接收端口之间的隔离度高达dB受天线参数不平衡的限制。将天线和射频单元安装在一起，即获得了完整的干扰消除解决方案。我们测量了干扰消除前后发送天线和接收天线之间的耦合度，结果如图3-18所示。干扰消除之前，发送与接收天线的隔离度为-30dB~-50dB；干扰消除后，所有耦合度都降低到-60dB以下。对于其他发送和接收天线对，干扰消除性能相似。因此，使用本文所提出的干扰单地复制全双工单元，就可以轻松地将所述方法扩展到更多发送和接收天线的系统。ADCADC控制器 r(t)延时器+-m(t)nI路检波器Q路增益控制直流检测电路增益控制直流检测电路ADCADC控制器 r(t)延时器+-m(t)nI路检波器Q路增益控制直流检测电路增益控制直流检测电路ns(t)RXm(t)前置滤波器低通滤波器-低通滤波器+3.3.5自混频射频自干扰消除技术通常情况下，发射天线与接收天线距离较近且相对位置固定，发射天线到接收天线存在一条主径，这条主径的能量远远高于其他反射和散射路径，因此电路自干扰抵消的首要目的是抵消主径自干扰，基于单抽头和多抽头的自干扰信号抵消方法均属于加法电路抵消：利用额外通道重构信号并从接收信号中减去自干扰信号的重构值。除此之外，采用基于乘法的电路抵消结构，也可用于自干扰信号抵消，如下图3-19所TXDAC射频发射通道移移相器(1)可以充分的利用连续可调器件的无限高分辨率；第27页/共85页涉及知识产权资料，非授权者请勿传阅及使用文档编号:文档名:技术报告GacGc0GacGc0单，易于实现；(3)信道估计环路在由于自干扰功率突变，比如闭环功率控制、业务切换等，导致ADC。除此之外，自混频方式的射频自干扰抵消结构将干扰抵消电路和变频电路融合在一起，简化了接收机的电路结构。冲，载波频率为2GHz，接收天线处带内远端有用信号的SNR为30dB、SIR为-80dB(1)自干扰抵消能力随着延时误差和增益误差的增大而降低，降低速度越来越慢；(2)在延时误差和增益误差趋向零时，自干扰抵消能力迅速提高并趋向最大值；混频抵消结构的最高抵消性能受限于接收机热噪声。仿真结果理论结果04002000.0050.0100.0150.0200.0250.030：归一化延时估计误差：图3-20归一化延时误差对自干扰抵消能力影响的曲线图3-21归一化增益误差对自干扰抵消能力影响的曲线3.3.6信道差分相干射频自干扰消除技术基于单抽头、多抽头和自混频方式的自干扰抵消结构都需要精确地估计自干扰信道，自干扰信道的估计精度直接限制了可实现的自干扰抑制能力。为了实现精确的自干扰信道估计，通常情况下需要复杂的自干扰估计算法或者结构。通常情况下，发射天线与接收天线距离较近且相对位置固定，发射天线到接收天线的自干扰信道认为是缓变信道。在此条件下，可以认为发射信号的相邻两个符号之间自干扰信道是完全相延时T同相信道环形器++低通滤波发射通道辅助通道DACDAC共轭正交信道延时TBaseband +低通滤波 延时T乘法器加法器乘法器-90o移相器乘法器加法器乘法器延时T盲信道自干扰抑制结构延时T同相信道环形器++低通滤波发射通道辅助通道DACDAC共轭正交信道延时TBaseband +低通滤波 延时T乘法器加法器乘法器-90o移相器乘法器加法器乘法器延时T盲信道自干扰抑制结构同的，此时可以采用盲信道自干扰抵消结构来实现自干扰抵消，而不必进行自干扰信图3-22盲信道自干扰抵消结构盲自干扰抵消结构中，信号处理分为IQ两路，下面以I路为例进行原理说明。在盲信道自干扰抵消结构可以认为是自混频结构的改进结构，两者均是基于乘法操作，但是盲信道自干扰抵消结构不需要环路结构进行自干扰信道估计，因此不存在自干扰信道估计误差带来的影响，所以潜在地具有高抵消能力。此外，盲信道自干扰抵(1)电路简单：盲信道自干扰抵消结构中不存在可调器件，因此电路结构简(2)潜在的抵消能力高：盲信道自干扰抵消结构的关键点是四个延时器的一致延时相等的时候，无干扰残余，在实际中，通过集成电路设计可以实现极高的延时一致性精度，进而具有极高的潜在的抵(3)自干扰抵消结构和接收通道电路相融合，简化接收机复杂度；图3-23给出了延时器一致性误差对干扰抵消能力的影响。由图可见，随着延时误差的增加，自干扰抵消性能变差。在延时误差较小的时候，抵消性能对延时器误差及其敏感。因此控制延时器一致性是盲信道自干扰抵消结构的核心问题。第29页/共85页涉及知识产权资料，非授权者请勿传阅及使用文档编号:文档名:技术报告图3-23延时器一致性误差对干扰抵消性能的影响为解决传统射频干扰消除技术对信道估计的依赖问题，下述方法提供一种基于二进制相移键控(BPSK)或正交相移键控(QPSK)调制的全双工系统的自干扰消除方法和全双工系统，不需要对信道进行估计即可实现模拟自干扰信号的消除，从而降低进入模数转换器信号中的自干扰部分，避免射频干扰消除依赖于对信道进行快速、精确估计的问题。下面具体描述该方法的工作原理。工系统中，发射机对信号可采用BPSK或QPSK调制。接收机首先对接收信号进行平方，再下变频分出I路和Q路，或是对接收信号下变频后的I路和Q路分别进行平方；然后，接收机将平方运算后的信号通过直流滤波将信号中的自干扰成分进行消除，再将所得信号与发射机发射的基带信号相乘再进入模数转换器，或者直接将信号进行模数转换再在数字域与发射的基带数字信号相乘，之后再进行解调。接收到的信号中包括目标信号、自干扰信号以及噪声,其中自干扰信号功率要远大于目标信号功率，目标信号可为任意调制。如果是BPSK调制，则对接收到的信号进行平方再下变频分出I路和Q路，或是对接收信号下变频的I路和Q路分别平方。如QPSKIQ的I路和Q路的相位一致。这里将下变频后接收信号的基带信号y(t)(I路或Q路)表示为：其中s(t)为目标信号、i(t)为自干扰信号、n(t)为噪声。平方后的信号y2(t)可以表示ytstititstntitstnt(4)所得信号主要包括目标信号的平方s2(t)、自干扰信号的平方i2(t)以及目标信号与自干扰信号的乘积项i(t)s(t)。发射机信号如果采用BPSK调制，则产生的信号码元幅值相Q码元幅值相等或是相反。对本地接收机产生的自干扰信号也具有相同特性，即对于BPSK调制产生的自干扰信号的码元幅值相等或相反，对于QPSK调制产生的自干扰信IQ的码元幅值相等或相反。由于自干扰信号码元的这种特性，自干扰信号平方后为直流信号，经过直流滤波可以滤除，目标信号本身功率值很小，平方后的信号可作为噪声处理。经直流滤波后信号y'(t)主要为目标信号与y'(t)2i(t)s(t)(5)相当于自干扰信号对目标信号的加扰。如果发射机采用BPSK调制，则将发射机的基带模拟信号与直流滤波后的信号相乘，其中自干扰信号与基带信号相乘为一常数，相当于对目标信号的解扰，解扰后的信号r(t)可表示为：r(t)=i(t)y'(t)2i2(t)s(t)=As(t)(6)其中A为一常数。所得信号r(t)再通过自动增益控制进入模数转换器中，或者将经直流滤波后的信号直接送入模数转换器，再在数字域与发射机的基带数字信号相乘。如果发射机信号采用QPSK调制，接收信号的I路和Q路经平方、直流滤波后的信号分别与发射信号的I路和Q路在模拟域或数字域相乘，其中自干扰信号的I路和Q路与基带发射信号的I路和Q路相乘为一常数，相当于对目标信号的解扰。此时进入模数转换器的信号中的模拟自干扰部分已经得到了一定程度的滤除而且此自干扰消除方案不采用该方法的全双工通信系统接收机如图3-24所示，该自干扰消除模块包括平方模块、直流滤波模块、乘法器和模数转换器，平方模块用于平方射频信号或基带信号；直流滤波模块位于平方模块之后，用于滤除自干扰信号的平方即直流信号；乘法器用于将直流滤波后的信号与发射机基带模拟信号相乘从而恢复出目标信号；模数转换器用于将模拟信号转换为数字信号。图3-24自干扰消除模块结构图3.3.8阻抗失配型定向耦合器隔离技术全双工通信系统中，发送端到接收端(TX-to-RX)信号泄露问题造成强烈自干扰。为解决这种信号泄露问题，电路中通常采用双工器件(耦合器或者环形器)进行收发隔离。因此，如何设计高隔离度的双工器件是关键。如图3-25是一种高隔离度耦合器，该耦合器基于传统平行定向耦合器的方向性和耦合性，利用端口阻抗失配效应反射一部分与泄露信号同幅反相的对消信号，来实现自干扰消除。该耦合器容易实现、制作简单，可以有效地抑制天线收发节点自干扰信号的泄露。若将Port1作为输入端口，则Port2、Port3、Port4分别为直通端口、隔离端口和耦合端口。发送信号从Port1传输至Port2后经天线辐射出去。Port1与Port2之间直通，插入损耗小于1dB。接收信号经天线从Port2传输到Port3，产生10dB~20dB的插入损耗，这是由于在定向耦合器中Port2与Port3之间是耦合关系。尽管接收信号的插入损耗比较大，但可以通过低噪声放大器来弥补这一缺陷。第31页/共85页涉及知识产权资料，非授权者请勿传阅及使用文档编号:文档名:技术报告图3-25反射系数消除法原理图理想情况下Port1与Port3之间是完全隔离的，Port1输入信号时，Port3不会有输出。但实际情况是Port1发送信号会有一部分泄露到Port3。为了增加隔离度，更好地消除自干扰信号，可以采用端口阻抗不匹配方案，即令Port4端口阻抗失配，此时Port4耦合到的发送信号会反射，反射的信号会传输到Port3。若反射信号与泄露信号功率相同、相位相反，则两信号相互抵消，达到消除效果。因此反射系数的大小决信号的消除效果。在平行定向耦合器的基础上，设计高隔离度的双工器。耦合器采用如图3-26所示结构，可被看作为四端口网络，其特性可用散射矩阵S表示。每一个端口都可以有输入输出两路信号，分别表示为an、bn。设计过程中，将Port1端口连接发射端，Port2端口连接天线，Port3端口连接接收端，使Port4端口阻抗失配。根据耦合器阻抗失配原理可知，反射系数大小是关键。反射系数的值与端口Port4阻抗失配情况有关，可以图3-26平行定向耦合器结构图S「0TIC「0TIC|||T0IIC0T||||IT其中an代表端口Portn的输入信号，bn表示端口Portn的输出信号。大写字母T、I、C分别代表平行定向耦合器的直通系数、隔离系数和耦合系数。耦合器各端口阻抗匹配0C+TLIT2L]令端口Port4阻抗失配，形成信号反射。假设其反射系数为L，则a4=Lb4(8)将公式(8)带入阻抗匹配时定向耦合器的S参数矩阵式(7)中，化简合并得到3〉3的阻抗TI2L可简写为I2LI2LI+CLT」La1」C+TLI||a2|(9)||||双工器的目标是使接收信号与发送信号相互隔离，故当发送端口Port1输入信号a1时，所以，阻抗失配端最优反射系数L为，L=-3.4数字域自干扰消除3.4.1用于消除终端用户间干扰的自干扰消除技术同频同时全双工技术将来应用于无线通信系统中的空口通信节点时，在同一小区的两个终端用户之间会存在着强烈的同频干扰。考虑到无线终端(如手机)的尺寸较小，在无线终端布置全双工的难度很大，性价比不高。因此可以在布网时采用全双工基站和时分双工终端的方式来提升频谱效率。单小区三节点场景由一个全双工基站和两个时分双工的终端组成，如图3-27所示。系统内存在一个上行终端和一个下行终端，下行终端会受到上行终端的干扰。第33页/共85页涉及知识产权资料，非授权者请勿传阅及使用文档编号:文档名:技术报告22z1+hP2P1+22zh2InterferenceCancellerUE1-BSReceiverTransmitter22z1+hP2P1+22zh2InterferenceCancellerUE1-BSReceiverTransmitterSelf-InterferenceBSBSBS-UE2UE1-UE2UE1UE2图3-27单小区自干扰场景图图3-27所示的全双工通信系统可以等效为图3-28所示的Z信道模型，上行终端TX1发射的信号被基站接收机RX1和下行终端RX2收到，此外RX2还收到基站发射机TX2发送的信息。由于基站发射机TX2对基站接收机RX1的干扰是自干扰，可以XZ道模型三节点全双工通信系统的上下行和容量可以表示为:ifhi>PPhihh数。技术，先解调来自终端的上行信号，并将其从接收信号中减去，然后解调基站的下行保证RX1能解调目标信号；当hi>,RX2受到极强的干扰，此时，RX2采用串行干扰消除的方法，即先解调干扰，然后将干扰从接收信号中减去，最后解调来保证RX1能解调目标信号；当hi>,RX2受到极强的干扰，此时，RX2采用串行干扰消除的方法，即先解调干扰，然后将干扰从接收信号中减去，最后解调来在全双工系统中，如果下行终端将上行终端的干扰视为噪声，则全双工系统和容为比较上述各系统容量间的关系，我们定义如下容量增益参数。下行终端采用SIC方法的全双工系统相比半双工系统的和容量增益为：将上行干扰视为噪声的全双工系统相比半双工系统容量增益为：终端用户采用SIC方法的全双工系统相比将上行干扰视为噪声的全双工系统和容量增下面通过仿真来比较上述容量增益。信道采用大尺度衰落模型，随距离4次方衰减。图中横坐标为下行终端距离小区中心基站的距离。假设上行终端均匀分布在小区中，发射功率为P1=46dBm;P2=24dBm，噪声功率为-174dBm/Hz，小区半径R=第35页/共85页涉及知识产权资料，非授权者请勿传阅及使用文档编号:文档名:技术报告Percentagecapacitygains期望信号60504030200Percentagecapacitygains期望信号60504030200GaGainGain2GaGain30300501001502000300DistancebetweentheDLMSandservingBS(m)图3-29全双工小区和容量比较3.4.2基于极化失配的全双工自干扰消除技术实现全双工通信的关键是进行自干扰消除，现有的一些自干扰消除方法，大部分如天线端的被动自干扰消除、射频端的主动自干扰消除以及基带处的数字自干扰消除都会受到射频端功放非线性的影响。针对单发射天线全双工系统中存在的由功放非线性引入的自干扰，利用极化域信号的极化状态不受功放非线性影响的特性，可以采用一种基于极化失配(PolarizationMismatchBasedSelf-InterferenceCancellation，PMC)的非线性自干扰消除方法进行自干扰消除，即通过在接收端构建极化失配矩阵，使其与到达接收端自干扰的极化状态正交从而消除自干扰。点对点的单发射天线全双工通信系统中，两个节点都采用全双工通信方式，接收端都采用一对正交双极化天线接收信号，目的是将接收信号通过两个通路接收下来，对两路信号进行极化状态检测及极化信号处理，如图3-30所示。在发射端的功放输出端直接导出一路信号通过功分器和移相器构建两路自干扰消除信号，与接收端信号相减以此消除部分自干扰完成射频端的自干扰消除，之后两条通路的信号经由下变频和模数转换(A/D)后，在数字基带通过极化失配技术消除剩余的自干扰。图3-30单发射天线极化全双工通信系统近端设备的接收端同时接收到来自远端的期望信号以及自身发射机耦合的自干端设备发射端到近端设备接收端之间的传输期望信号的无线信道，I(t)为自干扰信号，p为自干扰信号的发射极化状态，HI为近端设备收发天线之间的自干扰信道，近端接收机