模拟电路基本单元和基本模块设计

仅供个人参考第四章模拟电路基本单元和基本模块设计单纯的数字电路远不能满足人们在进行ASIC设计时所具有的全部需要，数字电路、模拟电路、以及数模混合集成电路都各自占据着专用集成电路总份额中的一个相当大的比重。通常，把处理信号连续变化（包括输入和输出）的电路叫做模拟电路，这类电路是通过波形的瞬时值来传递信息的。模拟电路可分为两类：第一类是线性模拟电路，其输出信号与输入信号成线性关系。各类放大器属于线性模拟电路。第二类是非线性模拟电路，其输出与输入信号之间满足某种特定的非线性关系。例如，滤波器、调制解调器等属于非线性模拟电路。模拟集成电路，是指具有对模拟量进行各种处理功能的集成电路，而模拟量指的是连续变化着的物理量，如电路系统中的电压、电流等。一般早期的所谓模拟集成电路指的就是线性模拟电路，因为它相对于非线性模拟集成电路来说实现起来比较简单。但是由于通信业的迅速发展对非线性模拟集成电路的需求越来越大，各种高频的非线性模拟集成电路成了发展的热点。由于模拟集成电路品种繁多，线路复杂，而且同数字电路相比，电源电压高、电路中的电路重复率低，加之工艺的限制，制造电感、大电容等都比较困难，因此模拟集成电路的发展相对落后于数字集成电路。然而，由于近年来集成工艺水平的提高，电路设计技术的不断改进，模拟集成电路技术也已获得了较大的进展。模拟集成电路中，由于MOS晶体管在失调、跨导、噪声、负载能力等方面的固有弱点,长期以来始终占据着绝对领导地位的是双极型模拟集成电路。随着电路规模的不断增大和系统集成（SOC）的要求，MOS器件面积小、功耗低的优点显得越来越重要。另一方面，数字电路以MOS为主，数模混合技术的问世也对MOS模拟电路提出了需求。因此目前全MOS模拟集成电路技术正引人注目地发展着，模拟集成电路制作工艺方面的弱点逐步得到克服。电路品种日趋繁多，例如A/D转换器、开关电容滤波器、通信系统中的编译码器、振荡器等等。与双极型（三极管或二极管）电路相比，MOS模拟集成电路有如下一些优点：.占用管芯面积小。.电路功耗低。.MOS管具有高的输入阻抗。.便于将数字和模拟电路做在同一芯片上。.便于和MOS微处理器及存贮器接口。.便于制作高集成度的系统或子系统。本章在给出MOS模拟集成电路若干基本单元的基础上，介绍一些MOS运放、D/A、A/D等常用电路及其设计方法。§4-1模拟集成电路的基本单元不得用于商业用途

仅供个人参考在开始讨论各种单元之前，我们简单地介绍一下MOSFET的小信号性能。在MOS模拟电路中，一般MOSFET均工作于饱和区。因为饱和区的跨导比非饱和区的跨导大得多。在饱和区MOSFET的伏安特性方程（以N沟管为例）为：IDST(4-1)IDST(4-1)考虑到沟道调制效应对伏安特性的影响，方程修正为(4-2)I =严ox(W]“—V}](1+'V)(4-2)TOC\o"1-5"\h\zDS2IL)GST DS其中a为修正因子。在MOS模拟电路中跨导是一个很重要的参数。由（4—1）式可以得到MOSFET管在饱和区的跨导\o"CurrentDocument"dI （W、/ \g=—|=NC—|（V-V） （4-3）m dVVDS OXIL）GST （）GS或写成\o"CurrentDocument"g=，2rC（W11=21DS （4-4）m\lOX（L）DSV-VGST在MOS模拟集成电路中，由于MOSFET管的物理效应对集成电路有一定的影响，因此在设计中要考虑到这些因素。比如体效应、亚阈值特性、短沟道效应、噪声性能、静电反馈效应、电荷限制效应等等。想了解这方面详情的读者请参阅相关专业书籍，在这里我们不做进一步讨论。本节主要介绍MOS差分放大器、恒流源、基准源、有源负载等。§4-1-1MOS差分放大器图4-1表示了n沟MOS差分放大器。差分对管T1、T2的源极相连，且接恒流源I0。放大器的跨导可定义为单位输入电压的变化所引起的输出电流的变化。可以推导出图4-1所示差分放大器的跨导为gm二可 （4-5）其中K为一与T「T2几何尺寸和工艺参数有关的常数：不得用于商业用途仅供个人参考图4-1MOS差分放大器图4-1MOS差分放大器图4-2MOS恒流源(4-6)还可直接写出MOS差分放大器的电压增益为:(4-6)"g/c-2KI。RcRc=Rc11is§4-1-2MOS恒流源MOS晶体管可以组成具有参考电流且电流值大小可调的恒流源电路。其基本形式与双极型基本恒流源一样，如图4-2所示。图中T「T2管为n沟增强型MOS管。可列出\管的偏置方程为：V=IR+么 (4-7)由于索管的栅漏短接，因此总满足Vdsi>Vgsi-Vti，故^管始终工作在饱和区：ID=K(VGS—VT)2 (4-8)因I=ID+1G,而IG很小，故可表示为：IDXI联立上面(4-7),(4-8)两式，就可求出Ir。若T「T2两管特性完全一致，则该电流源的输出电流IO为：不得用于商业用途

仅供个人参考仅供个人参考IO=Ir若T1、T2两管特性不一致，则该电流源的输出电流IO为:WIr：10Ir：10L1输出电阻为(4-9)二(工)-1=—1 (4-9)“OUT ［与4Vgs-VP2仇对于MOS管，栅电流是极小的，可以忽略。因此由于T1、T2管输入偏流IG的存在而使IrWl°的影响比起双极型中基极电流的影响要小很多。但当电路要求有多个恒流源时，若仍用基本恒流源电路，则参考电流与恒流电流之间的差值会较大。此时参考电流为：仆=/。+(n+1)IG。当然在实际电路中，希望输出电阻越高越好，以便得到更好的恒流特性。这可以通过选取较小“4”的管子来实现。当“人”很小，且保证人VDS《1时，则可有r氏—。实验表明，人和沟道长度L近似成反比。这就是说使MOS管的沟道尽可能长O IO九些，以便获得较大的输出电阻，从而得到更好的恒流特性。由于t『t2管漏极电平的差异,即VDS1WVDS2,这将是造成参考电流Ir与输出电流IO不等的另一个原因。不过这个不利因素，可以用在MOS管的源极加一个电阻来调整MOS管的漏源电压的方法加以缓解。但是不能从根本上解决这个问题。(a)基本型威尔逊电流源(b)改进型威尔逊电流源图4-3还有一种恒流源叫威尔逊恒流源(补偿恒流源)，其基本的电路结构如图4-3(a)所示。对于基本威尔逊恒流源其优点是输出电阻rO的提高。而由vdsi和VDS2不等所引起两管沟道调制效应程度不同的影响(Ir和IO不等)却没有缓和，因此又有了威尔逊恒流源改进型，如图4-3(b)(a)基本型威尔逊电流源(b)改进型威尔逊电流源图4-33和T4管维持%si和Vds2之值接近相等，有效地去掉了沟道调制效应的影响。t3管使镜恒流源的输出电阻增大。而且威尔逊恒流源还有负反馈作用，使得输出电流IO的变化得到补偿，从而获不得用于商业用途

仅供个人参考得更高的输出电阻，提高了恒流源输出电流的稳定程度。§4-1-3MOS基准电压源在MOSA/D等中，需要用到各种基准电压源。与双极型基准电压源的要求一样，也希望它们稳定、内阻小、噪声低。下面介绍CMOS带隙基准电压源。CMOS带隙基准电压源利用MOS晶体管工作在亚阈值区(弱反型区)时的电流特性：W， ，1 1 V 、、V—V、TOC\o"1-5"\h\zI=—Iexp{-V( )}{1一exp(——Bs)}exp(—gs 1)DLD0 BSnVV V nVtt t其中n 斜率因子(品质因子)图4-4CMOS带隙基准源ID0图4-4CMOS带隙基准源V=kT/q获得一个正温度系数的电压源，与双极型晶体管be结的负温度系数互相补偿，得到一个恒定的基准源。这种电压基准只用于非常小的功率。图4-4表示了一种CMOS带隙基准源电路。所有的MOS管都工作在亚阈值区饱和状态。n沟的T「t2管与P沟的t3,T4管分别组成基本恒流源且构成一闭合回路。电阻斗的负反馈作用使IR1电流保持稳定。t2,T5管也组成基本恒流源。基准源电压Vref为具有负温度系数的T6管be结压降和具有正温度系数的r2上的压降VR2的迭加。可以推导得出，当这种基准源调整到零温度系数时，其输出基准电压值为晶体管禁带带隙电压加上一温度的函数，即mkTV=V+mkT，其中m为常数，取决于二极管的制造和温度特性。ref G0 q为了保证所述电压基准的正常工作，必须注意以下三点：首先，器件必须工作在弱反型区，即使在最高工作温度下也是这样；其次，特别是在n沟器件中，泄漏电流必须最小，以防止这些电流成为高温误差的主要来源；最后，器件的输出电阻必须大到足以保证器件作为镜像电流源正常工作。通过采用长型器件，或用不同类型的镜像电流源，就可以做到这些。在这个基准源结构中，双极型T6管与CMOS工艺的相容性问题即为通常所说的Bi-CMOS工艺所要研究的问题。不得用于商业用途仅供个人参考§4-1-4CMOS有源负载增益级TOC\o"1-5"\h\z在集成的MOS放大器中，从器件的性能、结构、工艺等方 v+面因素考虑，往往采用有源负载。图4-5是经常采用的cmos有 t2rr+源负载的形式。n沟I管作放大管，P沟T2管作负载管，信号输出端为T『T2管漏极相连之处。由MOS管的小信号模型，可画 I-0V0出图4-5的等效电路，故电压增益为：“ g 丽K= m-^-图4-5CMOS互补型有源负载'"gD2式中gD1，gD2为t「t2管的漏极输出电导。可见随着工作电流ID的上升，电压增益以电流平方根的关系下降。这是因为MOS管的跨导仅与电流平方根成正比，而不象双极型那样，跨导与电流成正比。因此CMOS增益管在饱和区范围内，减小漏极电流能增大电压增益。§4-2MOS模拟电路的基本模块设计利用上面所介绍的模拟单元电路和其它的相应电路，可以构成具有一定功能的模拟功能块。在设计模拟功能块时我们要从微电子系统的观点出发，考虑相应电路的实现。模拟功能块一般多用于信号处理，比如预处理（滤波、模数转换）和后处理（数模转换、滤波）。本节主要介绍CMOS运算放大器、D/A、A/D变换器、滤波器等。当然，还有整形电路、乘法器、调制器和振荡器等。§4-2-1CMOS运算放大器在模拟电路的设计中，最重要的电路之一就是运算放大器（简称为OPA）。它的主要作用是提供足够的增益。利用外加的反馈电路，运算放大器可实现模拟信号的多种处理功能，诸如放大、微分、积分、求和、对数等运算。在本节中我们简单介绍一下CMOS运算放大器。在介绍具体电路之前，有必要对标志MOSOPA性能的主要参量作一概括描述。1、差模开环电压增益（DifferentialOpen-LoopVoltageGain）Aod指无外加反馈时的直流差模电压增益。理想OPA的Aod为无穷大。不得用于商业用途

仅供个人参考2、输入失调电压(InputOffsetVoltage)VIO指为了使输出电压为零，在输入端所需加入的补偿电压。3、共模抑制比(Common-ModeRejectionRatio)CMRR指差模开环电压增益与共模增益之比。4、输入共模范围(InputCommon-ModeRange)V1cM指为保证OPA各级均能正常放大(不产生截止、饱和或击穿)，OPA输入端所能加入的最大共模电压。5、单位增益带宽(Unity-GainBandwidth)fCC指Aod下降到0dB时的频率。6、转换速率(SlewRate)SR指输入阶跃电压时，输出电压的最大时间变化率。avSR=o|51max7、电源电压抑制比(PowerSupplyRejectionRatio)PSRR指电源电压变化所引起的输入失调电压变化率：PSRR=8、建立时间(SettingTime)ST指输入一定的阶跃电压使OPA输出电压达到最终值的士0.1%范围以内所需的时间。不同用途的OPA,其参量要求的重点也不一样。对于单片OPA,应对其参量作较全面的要求，以便适应多种用途。当设计和制作片内OPA时，就没有必要全面要求，否则将不必要地增加芯片面积和工艺难度，至使重点参量水平下降。图4-6表示了典型的CMOS运算放大器的简化图。电路主要由图4-6表示了典型的CMOS运算放大器的简化图。电路主要由两级放大器组成，第一级中P沟管T/T2为差分输入对；n沟管T3,T4组成基本恒流源，作t『t2管的有源负载；t7管提供这一级的偏置电流。第二级中n沟管T5为共源反相放大，t9为其有源负载。在通常高阻抗负载情况下，可直接从T5管漏极输出。米勒电容q是作为频率补偿而引入的。在输出与电容之间的源极跟随器T6起缓冲作用，可避免输出信号在高频处通过c1的直馈效应。T8管为T6管提供恒流偏置。整个电路中除了13*4和T5管为n沟MOS外,Vss4Vdd差分输入级第二增益级图4-6CMOS运放的简化图其余均为P沟MOS。表4-1列出了各管子不得用于商业用途仅供个人参考的尺寸，其中输入管T1,T2有较长的沟道以改善匹配的精度，同时也提高了输出阻抗。表4-2给出了这个电路的典型参量。表4-1CMOS运放各MOS管尺寸(um)管子类型宽长比(W/L)T/Lp200/7.512T3，T4n100/5Tn400/55Tp400/7.5 6 T,Tp150/7.5 7 8 Tp300/7.5表4-2CMOS运放典型参数参量单位典型值开环增益K1500 V 输入失调电压VmV20 OS 单位增益带宽MHz3.2转移速率土SV/|US+8/-33R共模抑制比KdB60功耗PmW22 C 芯片有效面积mm20.35§4-2-2集成电压比较器电压比较器是用于识别加于电路的两个输入端上差模电压极性的一种电路。比较器的基本要求：1、要求有较高的灵敏度。通常把比较器能有效比较的最低电平值定义为灵敏度。2、要求有较高的响应速度。一般讲，比较器的响应时间和它的转换速率及增益带宽有关，其典型值为〃s量级。3、要求具有良好的稳定性。4、要求具有良好的工艺兼容性。不得用于商业用途仅供个人参考5、要求有低的功耗。比较器的性能参数有：开环增益，输入失调电压，输入共模范围，输入偏置电流，输出驱动电流，输出电压，电源电压，静态电流，输出上升时间，输出下降时间，输出延迟时间和芯片面积等。电压比较器如图4-7(a)所示，反相输入端加参考电压Vref,同相输入端加输入信号Vi。vref、七的波形如图(b)。当输出电平VO为高电平VOH时，可判定(七-Vref)>0；当输出电电压比较器输入的是模拟信号，而输出的即为逻辑信号。因此它是联系模拟电路与逻辑电路的中间电路。一个电压比较器就可看作是一位的模/数转换器。图4-8表示了典型电压比较器的方框图。从图4-8可以看出，如果去除〃逻辑输出〃与〃选通〃，电压比较器即为一个高增益的运算放大器。因此从电路结构和工作原理上看，比较器和运放是十分相似的。逻辑输出级的功能是产生一个与后级逻辑电路能相容的逻辑电平；选通端是用来直接控制输出电平的，当选通端加一脉冲时，比较器输出为一确定的电平，而不受输入的影响，以此克服暂态效应引起的输出变化。§4-2-3D/A转换器（IPCORE概念）数/模(D/A)和模/数(A/D)转换器是连续变化的模拟量与离散的数字量之间的变换电A路。由于D/A转换器比A/D简单，而且往往A/D转换器中包括了D/A,因此本节先介绍D/A转换器。不得用于商业用途

仅供个人参考D/A转换器的原理图如图4-9所示。描写D/A转换特性的主要参量如下：分辨率：表示转换器可以接受的位数。若转换器能够接受n位数字信号输入，则其可能输出的电压（或电流）数为2n个。称其分辨率为n位。②线性度：对理想的D/A转换器，相等的数字输入增量应有相等的模拟输出增量。可用数字输入量作X轴，用模拟输出量作丫轴，则它们的相应关系在理想的情况下应为一模模图4-9D/A转换器方框图直线，如图4-10所示。线性度就是表示模拟输出量偏离直线的程度。若设£为线性度的误差，A为相应于数字输入变化为最低有效位（LSB）时模拟输出的变化，则定义线性度£为：工。通常用该转换器所可能有的最大线性度误A1差与A的关系表示线性度。例如线性度<-LSB,即£ 1表示A<2。线性度与上面介绍的分辨率都反映了转换器的精度。若分辨率越高，线性度越小，则转换器的精度就越高。影响精度的因素很多，其中开关电路的性能（例如导通电阻、失调电压）和网络阵列中元件的精度对其影响较大（参见图4-11）。此外基准电源和运算电路的偏离都将使精度降低。③工作速度：常用传输时间来表示D/A转换器的工作速度。传输时间是指从输入信号起到输出达到接近终止的某个值（可有不同的规定）所需的时间。影响工作速度主要因素是开关电路的速度，此外也与转换器中它电路的延迟等有关。不得用于商业用途

仅供个人参考④温度灵敏度：表示在确定的数字输入下，模拟输出随温度的相对变化，单位为ppmIC。。D/A转换器的形式很多，按其开关类型可分为电流型开关和电压型开关；按其网络阵列形式可分为权电阻型和R-2R型；按连接方式可分为串联、并联及间接式。下面介绍反梯形R-2R电阻网络电流开关D/A转换器。在集成的D/A转换器中,较多地采用R-2R梯形电阻网络，这是因为它避免了在权电阻网络中最大电阻与最小电阻之间差值很大而引起的问题。R-2R梯形网络有两种形式：开关接在电阻网络后面的称正梯形；开关接在电阻网络前面、直接与运算器输入端相连的称反梯形。反梯形D/A转换器如图4-11所示（图中只画了四位）。基准源电压Vref与电阻网络固定连接，电流开关K1、K2、K3、K4由数字控制电路输出信号来确定接地或是接至运算器的输入端。假若放大器是理想的，则输入点P点是虚地，因此无论开关在两个位置中的哪一个位置，流入梯形网络的电流都是相同的。因此这种转换器的电阻网络部分总可画成图4-12所示电路。从图中利用简单的串并联求电流的方法，即可得到各支路电流分别为-,-,-,—淇中I="。24816 R图4-11R-2R反梯形D/A转换器图4-11R-2R反梯形D/A转换器%图4-12反梯形电阻网络等效电路由各支路电流值，可把传输到运算放大器A的输入总电流表示为：,IIIII=—a+—a+—a+—as 2 1 4 2 8 3 16 4式中a「a2，a3，a4有〃1〃或〃。〃两种状态，则放大器A输出电压为:V=-IR=-IR（&+空+幺+包）

°s 21 22 23 24这种反梯形结构的D/A转换器一般来说比正梯形性能优越，一则是通过反梯形网络各电阻的电流不随开关位置而改变，因而电阻上的电压保持不变，毋需给与网络有关的寄生不得用于商业用途仅供个人参考电容充放电，消除了电阻网络产生的传输延迟时间问题，从而提高了速度；二是在正梯形结构中，一般要采用电压开关，开关的速度慢，而且开关在其中一个状态下将承受参考电压；而反梯形结构中，开关直接与放大器的输入端相连，故不会有可观的电压。§4-2-4A/D转换器A/D转换器是用来将模拟输入信号转换为对应的二进制数字量代码。因为模拟信号在时间上和幅值上均是连续的，而数字代码是离散量，所以进行转换时必须在一系列选定的瞬间对输入模拟信号采样，然后再把这些采样值变成幅值上也是离散的数字量，这个过程称为量化。通常A/D转换过程由四步来完成，即采样、保持、量化和编码，这些步骤往往合并进行，例如采样和保持是利用同一个电路连续进行，量化和编码在转换过程中也是同时完成的。A/D转换原理：A/D转换器是将模拟信号转换成数字信号，因此它又称为编码器。实现A/D转换器的基本思想是以某一参考电压Vref为单位去度量模拟信号，从而得到数字量。因此，A/D转换器的过程实质是将模拟信号幅值量化的过程。由于所得数字量的位数有限，转换结果所得的数字量是模拟量的近似值。量化过程会产生误差，该误差称为量化误差，是A/D转换器的原理性误差。A/D转换器的技术性能：A/D转换器的性能有些与D/A转换器的相似，有些为其特有。其性能分为静态特性和动态特性。静态特性指其实际量化特性。实际量化特性与理想量化特性之间存在一定的偏差，这是由于A/D转换器中存在失调误差、增益误差、非线性以及温度、时间、电源变化所引起。理想A/D转换器的量化特性仅由量化方式、输出数字的位数和码制决定。A/D转换器的动态特性主要是指转换时间和转换速率。转换时间指从转换指令发出到A/D转换器产生完整而有效的数字量所需要的时间。有时又分为字转换时间和位转换时间。在并行转换方式中，位转换时间等于字转换时间；在串行转换方式中，位转换时间=字转换时间/该字的总位数。转换速率指单位时间内A/D转换器所能完成的转换次数。因为任何转换器在相邻的两次转换之间都留有复位时间，所以转换速率与转换时间的关系有转换速率=1/（转换时间+复位时间）A/D转换器较D/A转换器的结构要复杂，而且种类繁多，很难用一个统一的框图来说明它们的基本结构。下面只介绍一种在集成化的A/D转换器中较常用的类型，即逐次比较式A/D转换器。不得用于商业用途

仅供个人参考逐次比较式A/D转换器的方框图如图4-13所示，它由环形移位寄存器、数码寄存器、D/A转换器、电压比较器、并行码输出器及CP时钟等六部分组成。以四位为例，逐次比较式A/D转换器的原理如图4-14所示。Vi/\••rE±00钟的作用而由A转移至B、C图4-13逐次比较式A/DVi/\••rE±00钟的作用而由A转移至B、C图4-13逐次比较式A/D转换器框图5-Jan-1997D:\Client9l图4-145-Jan-1997D:\Client9l图4-14逐次比较式A/D转换器原理图Revision等，这一过程周而复始地进行。四个触发器FF/FF2，FF3，FF4构成了数码寄存器，且FF］对应于MSB位，F%对应于LSB位。当第一个CP时钟发生作用时，D型触发器FFA之QA=1,此时QB=QC=Qd=QE=QF=0,而且FF1置位，而FF2，FF3，FF4复位（注意QA与FF2，FF3，FF4直接复位端RD连接），因此Q1=1,Q2=Q3=Q4=0,数码寄存器输出1000到D/A器，得到的模拟信号VA与输入信号Vj（有待于进行A/D变换的信号）通过电压比较器比较，比较的输出VOA取决于匕和VA的相对值；当Vi<VA时，VOA=1;当Vi>VA时，VOA=0。SheetofDrawnBy:6不得用于商业用途仅供个人参考当第二个CP时钟发生作用时，Qb=1,而QA=QC=Qd=Qe=Qf=0,这时与门G1有两种可能：若V0A=1,因为此时QB=1,则与门Gi被选通，使FF1复位，即Qi=0;若V0A=0,则与门^不选通，FF1保持原来状态，即Qi=1。QB同时与FF2之置位端S相接，故Q2=1,然后数码寄存器的状态第二次输入D/A转换器（此时状态为X100,其中X表示Q］的两种可能），再进行比较输出。在CP时钟第三、四、五次发生作用时，重复上面的过程，只是CP第五次作用时，仅对与门G4选通。在时钟第六次发生作用时，这是A/D转换器在一个周期中没有进行比较的时间间隔。在这间隔内，D触发器FFF输出Qf=1,使与门Ga，Gb,Gc，Gd选通，从而寄存在FF1~FF4中的数码得到输出。在转换器的一个工作周期过程中（从第一个CP时钟发生作用至数码输出），要求模拟输入的信号不变。因此通常在A/D转换器的输入端加上取样/保持电路。为使取样与转换同步，应在Qf=1时进行取样，Qf=0时，取样信号被保持。从上面的分析可知，这种A/D转换器在CP时钟节拍的控制下，由高位依次向低位逐位进行比较，对N位的A/D转换器需N次比较，在A/D转换器中属于速度较快的一种。其速度主要由D/A转换器的速度、比较器的速度以及所有触发器及门的延迟确定，而它的精度几乎完全由D/A转换器决定。§4-2-5滤波器滤波器被广泛应用于电子系统中，其功能是在指定频带内，让有用信号通过，同时抑制（衰减）无用信号。它常用作信号处理、数据传送和抑制干扰等。早期滤波器主要采用R,L,C等无源元件构成，其缺点是在低频工作时电感L的体积大，且滤波效果不理想。六十年代以后，集成运放得到发展，用它和R,C组成的有源滤波器，其体积和重量有明显改善。但有源滤波器在音频范围内由于要求有较大的电容和精确的RC时间常数，以致在芯片上制造集成组件难度较大，甚至不可能。随着MOS工艺的发展，由MOS开关电容和MOS运算放大器构成的一种大规模集成开关电容（SC）滤波器已实现了单片集成化。SC滤波器与RLC无源滤波器及RC有源滤波器比较，前者易于集成化，且时间常数仅仅取决于电容比。在集成电路工艺中，电容比精度可达到0.1%。通常把能够通过的信号频率范围定义为通带；而把受阻或衰减的信号频率范围定义为阻带。通带和阻带的分界频率叫做截止频率。理想滤波器在通带内应具有零衰减的幅值响应和线性相位响应；在阻带内幅值为零。按照通带和阻带在频域内的相互位置不同，滤波器可分为四种类型，即低通、高通、带通和带阻。假定通带内增益为1,四种理想滤波器不得用于商业用途

仅供个人参考的幅频响应如图4-15所示。133r(b)(a)133rl3r2133r(b)(a)133rl3r2(d)(c)图4-15四种理想滤波器器的幅频响应图4-15中（a）为低通，（b）为高通，（c）为带通，（d）为带阻。实际上，不可能实现图4-15所示的理想滤波器特性，各种滤波器的实际频响与理想频响有差别。设计者的任务是力求向理想特性逼近。下面我们集中讨论低通滤波器的设计，其结论经过简单的频率变量变换后也适用于其它三种类型滤波器。低通滤波器的实际频响如图4-16所示。图4-16中频率分为三段，在零频率至通带频率3PB内，其增益在GPB与1之间，从阻带频率3SB到无穷，增益在0与GSB之间，在频率3PB与3SB之间为过渡带，增益不定。1GPBGSB31GPBGSB3PB3SB图4-16低通滤波器的实际频响用有限集中元件构成的有源和无源滤波器的传递函数是s的有理函数，例如有理多项式传递函数：不得用于商业用途

仅供个人参考仅供个人参考b+bs+bs2d Fbsn-i+bsnH(s)=0 1 2 n-1 na+as+as2+—Fasn-1+asn式中，n是传递函数的阶数。因此，滤波器的设计通常分成两部分：逼近和综合。逼近是选择已知的传递函数来逼近设计指标；综合是寻找一种结构来实现逼近函数。有关指标为幅频特性、时延特性、时域特性等等。滤波器的设计首先根据滤波器的特性指标确定阶数n,n值决定了滤波器元件数和复杂程度，通常选n的最小值。n值确定后，接下来便是如何实现滤波器了。下面介绍一种电路叫杜-汤姆逊电路，如图5-17所示。它由三级电路级联构成。第一级是一衰减反相积分器，后接一反相积分器和一反相器。反相器的输出通过电阻R反馈到输入端，构成负反馈。该电路从V2端输出，具有二阶低通特性，且增益为负。若从VJ端输出增益为正。当从V」输出时，具有二阶带通特性。图