毕业设计24v50w开关电源设计

盐城工学院本科生毕业设计说明书(2011)盐城工学院本科生毕业设计说明书(2011)毕业设计说明书24V/50W开关电源设计专业电气工程及其自动化学生姓名陈嘉俐班级BD电气071学号0720601103指导教师胡国文完成日期20124V/50W开关电源设计摘要：随着开关电源在计算机、通信、航空航天、仪器仪表及家用电器等方面的广泛应用，人们对其需求量日益增长，并且对电源的效率、体积、重量及可靠性等方面提出了更高的要求。为了适应市场需求，全球各开关电源制造厂商不断推出各种性价比很高的产品或模块。开关电源以其效率高、体积小、重量轻等优势在很多方面逐步取代了效率低、又笨又重的线性电源。开关电源的高频变换电路形式很多，常用的变换电路有推挽、全桥、半桥、单端正激和单端反激等形式。其中，在半桥式变换器电路中，变压器初级在整个周期中都流过电流，磁芯利用得更加充分。它克服了推挽式电路的缺点，所使用的功率管耐压要求较低，功率管的饱和压降减少到了最小，对输入滤波电容使用电压要求也较低。由于以上诸多原因，半桥式变换器在高频开关电源设计中得到广泛的应用。本文将介绍一款半桥式开关电源，其工作原理是：220V交流电压经过EMI滤波及整流滤波后，得到约300V的直流电压加到DC/DC变换器上，用脉宽调制电路产生的双列脉冲信号去驱动MOS管，通过功率变压器的耦合和隔离作用在次级得到准方波电压，经整流滤波反馈控制后可得到稳定的直流输出电压。所用开关器件为功率MOSFET管，控制芯片选用SG3525，SG3525是电流控制型PWM控制器，所谓电流控制型脉宽调制器是按照接反馈电流来调节脉宽的，在脉宽比较器的输入端直接用流过输出电感线圈的信号与误差放大器输出信号进行比较，从而调节占空比使输出的电感峰值电流跟随误差电压变化而变化。由于结构上有电压环和电流环双环系统，因此，无论开关电源的电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有提高，是目前比较理想的新型控制器。关键词：开关电源设计；脉宽调制；MOSFET；SG3525Designof24V/50WSwitchPowerSourceAbstract:Asswitchingpowersupplyforcomputer，telecommunications，aerospace，instrumentsandappliances,etc,itisaboutitswideapplication，andgrowingdemandforpowerefficiency，volume，weightandreliabilityetc.Toputforwardhigherrequest.Inordertomeetthemarketdemand，theglobalswitchingpowersupplymanufacturercontinuouslyintroduceallkindsofhighperformancetopriceratioproductsormodule.Switchingpowersupplywithitshighefficiency，smallvolume，lightweight，etcadvantagesinmanywaysisgraduallyreplacingtheefficiencyislow，thestupidandheavylinearpowersupply.Thehighfrequencytransformcircuitswitchingpowersupply，thecommonlyusedtransformformmanypush-pull，thewholebridgecircuitarecorrect，halfbridge，singleIPandone-portflybackandotherforms.Which，inhalfbridgetypeconvertercircuit，transformerinthewholecycleprimary.Thisarticlewillintroduceahalf-bridgeswitchingpowersupply,anditsworkingprincipleis:220VACvoltagethroughtheEMIfilterandrectifierfilter,gotabout300VDCvoltageisappliedtoDC/DCconverters,andwiththedualpulsewidthmodulationcircuitrypulsesignaltodrivetheMOScolumntube,throughthepowertransformerinthesecondaryroleofcouplingandisolationarequasi-squarewavevoltage,therectifierfilterfeedbackcontrolcanbeobtainedafterastableDCoutputvoltage.UsedforthepowerMOSFET,switchingdevices,thecontrolchipselectionSG3525,SG3525PWMcontrolleristhecurrentcontrol,theso-calledcurrent-controlledpulsewidthmodulatorisbasedonthefeedbackreceivedtoadjustthepulsewidthofcurrentinthepulsewidthcomparatorinputdirectlyflowthroughtheoutputinductorcoilwiththesignalandcomparestheerroramplifieroutputsignaltoadjusttheoutputdutycyclepeakinductorcurrenttofollowtheerrorvoltagechanges。Becausethestructureofavoltageloopandcurrentloopdoubleloopsystem,soregardlessofswitchingpowersupplyvoltageregulation,loadregulationandtransientresponsecharacteristicsareimproved,istheidealnewcontroller.KeyWords:DesignofSwitchPowerSource；Pulsewidthmodulation；MOSFET；SG3525目录1概述…………………11.1课题的研究背景……………11.2课题的研究意义11.3课题的主要技术数据………21.4课题的效果预测……………22设计方案与论证……………………32.1设计方案……………………32.2方案论证53主电路的设计………………………63.1EMI滤波电路的设计……….63.2整流滤波电路的设计………73.3DC/DC变换电路的设计…………………….84控制电路的设计……………………94.1SG3525的性能特点………...94.2SG3525的引脚及内部框图……………….104.3SG3525的工作原理124.4SG3525的控制电路135辅助电路的设计…………………..145.1驱动电路的设计…………..155.2保护电路的设计…………..155.3电压反馈电路的设计……………………..156开关电源参数设计………………..156.1开关电源“黑箱”预先估算……………..156.2主电路的参数计算………..167开关电源PCB设计217.1选择各元器件的封装217.2PCB电路板的设计………...228结束语……………..25参考文献…………..26致谢………………..27附录………………..28附录1：电路原理图……………...29附录2：元器件布置连接图……………………...30附录3：安装布线图……………...31附录4：元器件目录表…………...3224V/50W开关电源设计盐城工学院本科生毕业设计说明书(2011)PAGE28PAGE2724V/50W开关电源设计1概述 1.1课题的研究背景电源是各种电子设备必不可缺的组成部分，其性能优劣直接关系到电子设备的技术指标及能否安全可靠地工作。目前常用的直流稳压电源分线性电源和开关电源两大类。线性稳压电源亦称为串联调整式稳压电源。起稳压性能好、输出纹波电压很小，但它必须使用笨重的工频变压器与电网进行隔离，并且调整管的功率损耗较大，致使电源的体积和重量大、效率低。功率开关电源被誉为高效节能电源，它代表着稳压电源的发展方向，现已成为稳压电源的主流产品。开关电源内部关键元器件工作在高频开关状态，本身消耗的能量很低，电源效率可达80%-90%，比普通线性稳压电源提高近一倍。小功率开关电源亦称为无工频变压器的电源，它是利用体积很小的高频变压器来实现电压变换及电网隔离的，不仅能去掉笨重的工频变压器，还可以采用体积较小的滤波元件和散热器，这就为研究与开发高效率、高密度、高可靠性、体积小、重量轻的开关电源奠定了基础。随着集成电路设计与制造技术的进步，各种开关电源专用芯片大量问世。目前，开关频率已从20KHz左右提高到几百千赫兹止几兆赫兹。与此同时，供开关电源使用的元器件也获得长足发展。MOS功率开关管（MOSFET）、肖特基二极管（SBD）、超快恢复二极管（SRD）、瞬间电压抑制器（TVS）、压敏电阻器（VSR）、熔断电阻器（FR）、线性光耦合器、可调式精密并联稳压器（TL431）、电磁干扰滤波器(EMIFilter)、高导磁率磁性材料、由非晶合金的磁珠（magneticbead）、三重绝缘线（TripleInsulatedWire）、玻璃珠（glassbeads）胶合剂等一大批新器件、新材料正被广泛采用。所有这些，都为小功率开关电源的推广与普及提供了必要条件。1.2课题的研究意义随着电子技术的高速发展，电子系统的应用领域越来越广泛，电子设备的种类也越来越多，电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切。任何电子设备都离不开可靠的电源，它们对电源的要求也越来越高。特别是随着小型电子设备的应用越来越广泛，也要求能够提供稳定的电源，以满足小型电子设备的用电需要。开关电源具有高频率、高功率密度、高效率等优点。由于开关电源具有这些优点，基于这个思想设计了一个24V/50W的低功率开关电源，以满足小型电子设备的供电需要。通过这个设计，使我对电源电路的原理和基础技术有一个比较全面和深入地了解，能够具备掌握电路的设计能力，提高对所学专业知识的综合应用能力，包括资料检索、专业文献阅读、设计能力和试验能力。1.3课题的主要技术数据原始数据如下：1、输入电压和频率：交流90V-264V,50-60HZ；2、输出电压和电流：直流24V,直流；3、输出功率：P=50W；4、开关频率:66KHZ(LD7552)。基本技术要求如下：表1-1输入电压和频率输入单元最小值正常值最大值输入电压90VAC115/230VAC264VAC输入频率47Hz50Hz/60Hz63Hz表1-2负载要求最小值正常值最大值24VDC24VDC150mVp-p输出效率：η≥80%1.4课题的效果预测1、实习报告一份（6000字以上，16K专用实习报告纸或A4纸）；2、中文摘要一份（6000字以上，A4纸）；3、英文资料翻译一份（3000字以上，16K或A4纸打印）；4、开题报告一份，按任务书要求进行开题；5、毕业设计说明书一份（中文字12000字以上，不含图表和程序），要求符合盐城工学院毕业设计规范要求；6、设计图纸一套，符合有关国家电气制图标准要求；7、所用元器件表和数据一份（符合毕业设计数据要求）。2设计方案与论证2.1设计方案DC/DC变换器的设计方案方案一：DC/DC部分采用正激式变换器。当Buck电路的开关管Tr与续流二极管D之间加入变压器隔离器T1便得到图2-1所示的单端正激变换器主回路电路图。由于正激式变换器的隔离元件T1是个典型变压器，因此在变压器副边电路中必有一个整流二极管D2和一个续流二极管D3，同时也要注意到变压器原边和副边线圈的同名端有相同的相位。由于是正激工作方式，在两只二极管后要加一个电感器L作为能量的储能及传递元件。一般电感量大些，使得Ip较小。变压器T1的并绕一个绕组P2与二极管D1串联后接至Vs，这个绕组主要起去磁复位的作用，同时把漏感存储的能量回传给电源。单端正激变换器中的高频变压器，其磁通只工作在磁滞回线的第一象限，应遵循磁通复位的原则。但其变压器不像单端反激变换器的变压器那样有储能作用，因此单端正激变换器的变压器的设计方法与反激式有很大差异。与脉冲变压器相同，单端变换器的变压器设计必须满足两个条件，一是服从电磁感应定律，二是在开关管导通期间确保磁芯不会饱和。图2-1单端正激变换器主回路电路图方案二：DC/DC部分采用反激式变换器。由Buck-Boost推演并加隔离变压器后得反激变换器原理线路，如图2-2所示。当加到原边主功率开关管Tr的激励脉冲为高电平时，Tr导通，直流输入电压Vs加在原边绕组Lp两端，能量储存在原边绕组Lp内，此时因副边绕组相位是上负下正，整流管D1反向偏置而截止；当驱动脉冲为低电平使Tr截止时，原边绕组Lp两端电压极性反向，使变压器副边绕组相位变为上正下负，整流管被正向偏置而导通，此后储存在变压器原边绕组Lp中的磁能向负载传递释放。因单端反激变换器只是在原边开关管导通期间储存能量，当它截止时才向负载释放能量，故高频变压器在开关工作过程中，既起前后级隔离作用，又是电感储能元件。因此又称单端反激变换器为“电感储能式变换器”。在单端反激变换器中，一般有两种工作方式：一种是完全能量转换（电感电流不连续方式）。在储能周期（Ton）中，变压器中存储的所有能量在反激周期（Toff）中都转移到输出端。另一种是不完全能量转换（电感电流连续方式）。储存在变压器Toff中的一部份能量在末保留到下一个Ton的开始。图2-2单端反激变换器主回路电路图方案三：DC/DC部分采用半桥变换器。 半桥变换器主回路电路图如图2-3所示。半桥变换器主回路电路一个桥臂由开关管S1，S2组成，另一个桥臂由电容C1，C2组成。高频变压器初级一端接在C1，C2的中点，另一端接在S1，S2的公共连接端，C1，C2中点的电压等于整流后直流电压的一半，即Vi/2。开关S1，S2交替导通就在变压器的次级形成幅值为Vi/2的交流方波电压。通过调节开关的占空比，就能改变变压器二次侧整流输出平均电压Vo。图2-3半桥变换器主回路电路图控制电路的设计方案方案一：基于单片机的开关电源。采用单片机为核心，产生PWM波形。用内部的定时器产生一个200ms的脉宽可调的周期信号，经过单片机的I/O端口输出即为PWM波。在开关电源的负载上取出采样电流经过A/D转换送到单片机，由单片机对设定值和采样值进行比较，通过比较的差值对脉宽进行调节，就可以改变BOOST电路的输入电压，从而实现对输出电压的调整。电路原理框图如图2-4所示。隔离变压隔离变压整流滤波PWM波产生单片机控制器数码显示DC/DC变换器键盘图2-4电路原理框图方案二：基于SG3525芯片的开关电源。利用开关电源的控制芯片SG3525来实现调节PWM波的脉冲宽度，保持输出电压的稳定。电路原理框图如图2-5所示。图2-5电路原理框图2.2方案论证2.DC/DC变换器的方案论证方案一：正激变化器变压器副边纹波电流明显衰减，因为在一定输出负载时，输出电感器和续流二极管的存在使得储能电容电流保持在较小的数值上。正激变换器的能量存储于输出电感器是有利于负载的，储能电容可以取得很小，因为它只用来协助降低输出纹波电压，而且相对反激变换器而言，电容上通过纹波电流额定值要求小一些。但由于在正激变换器中的储能电感进入不连续状态时，在辅助输出绕组上产生过电压。如果加载负载，则效率会有所下降，所以有可能出现电压升高的现象。一般认为，正激变换器适合用应用在低电压、大电流、功率较大的场合。相对于反激变换器而言，正激变换器线路复杂，元件成本增加，工时增加，成本上升。方案二：反激变换器适用在功率较小的场合，它的单台容量虽小，但它有并联工作容易、可以自动均衡的特点。正激变换器并联却需要均衡电路，所以多台并联时采用反激变化器为多。在高电压应用，例如1000V以上也采用反激。在同等功率输出下，正激变换器漏极峰值电流小得多。相反，反激变换器虽然不需要电感，但有开关管（包括原边和副边绕组）和滤波电容纹波电流大的不足。方案三：半桥变换器由两个功率开关器件组成，相对全桥而言，开关器件和驱动电路要减少一倍，所以功率损耗减小一倍。半桥变换器次级输出为全波而非双端正激变换器输出的半波，因此半桥变换器的方波频率是正激变换器的两倍，从而使半桥变换器输出电感L、电容C的数值小很多。半桥变换电路结构简单，只有两个开关器件，不但降低了主电路的成本，控制电路也会因之有较大的简化，变压器也只有两个绕组，容易制作。且在半桥电变换路中，变压器初级在整个周期都流过电流，磁芯利用充分，且没有偏磁的问题，所使用的功率开关管耐压要求较低，开关管的饱和压降减少到了最小，对输入滤波电容使用电压要求也较低。由于以上诸多原因,半桥式变换器在高频开关电源设计中得到广泛的应用。综上所述选择方案三。控制电路的方案论证方案一：该方案可以在一定的范围内实现任意输出波形的设定，并可以步进调整，系统的显示电路简单，输出电压值比较精确，但该方案主要由软件实现，控制算法比较复杂，速度慢，输出稳定性不好，若想实现自动恢复，实现起来比较复杂，且电路比较繁琐复杂，成本高。方案二：随着电能变换技术的发展，功率MOSFET在开关变换器中开始广泛使用，为此美国硅通用半导体公司（SiliconGeneral）推出SG3525。SG3525是用于驱动N沟道功率MOSFET，其产品一推出就受到广泛好评。SG3525是电流控制型PWM控制器，所谓电流控制型脉宽调制器是按照接反馈电流来调节脉宽的。在脉宽比较器的输入端直接用流过输出电感线圈的信号与误差放大器输出信号进行比较，从而调节占空比使输出的电感峰值电流跟随误差电压变化而变化。由于结构上有电压环和电流环双环系统，因此，无论开关电源的电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有提高，是目前比较理想的新型控制器。综上所述选择方案二。3主电路的设计3.1EMI滤波电路的设计随着电子技术的高速发展，电子设备种类日益增多，而任何电子设备都离不开稳定可靠的电源，因此对电源的要求也越来越高。开关电源工作在高频开关状态，本身就会对供电设备产生干扰，危害其正常工作；而外部干扰同样会影响其正常工作。开关电源干扰主要来源于工频电流的整流波形和开关操作波形。这些波形的电流泄漏到输入部位就成为传导噪声和辐射噪声，泄漏到输出部位就形成了波纹问题。考虑到电磁兼容性的有关要求，应采用EMI电源滤波器来抑制开关电源上的干扰。开关电源输入端采用的EMI滤波器是一种双向滤波器，是由电容和电感构成的低通滤波器，既能抑制从交流电源线上引入的外部电磁干扰，还可以避免本身设备向外部发出噪声干扰。开关电源的干扰分为差模干扰和共模干扰，在线路中的传导干扰信号，均可用差模和共模信号来表示。差模干扰是火线与零线之间产生的干扰，共模干扰是火线或零线与地线之间产生的干扰。抑制差模干扰信号和共模干扰信号普遍有效的方法就是在开关电源输入电路中加装电磁干扰滤波器。EMI滤波器的电路结构包括共模扼流圈(共模电感)L，差模电容Cx和共模电容Cy。共模扼流圈是在一个磁环(闭磁路)的上下两个半环上，分别绕制相同匝数但绕向相反的线圈。两个线圈的磁通方向一致，共模干扰出现时，总电感迅速增大产生很大的感抗，从而可以抑制共模干扰，而对差模干扰不起作用。为了更好地抑制共模噪声，共模扼流圈应选用磁导率高，高频性能好的磁芯。共模扼流圈的电感值与额定电流有关。图3-1EMI滤波电路3.2整流滤波电路的设计整流电路一般为不可控整流电路，根据电源容量的大小，可以是单相整流，一般选用单相桥式结构，大容量的开关电源可用三相交流电源，整流电路可用三相半波和三相桥式不可控整流电路。整流电路中二极管额定电压和通态平均电流的选取与一般整流电路相同。小功率单相整流电路可用全桥或半桥整流模块。整流器件在满足额定电压和通态平均电流的前提下，没有其它特殊的要求。二极管整流后的滤波电路为电容滤波，使用大容量的电解电容一般为几百、几千uF甚至更大。因为大容量的电解电容都存在着较大的等效电感，对于高频电流成分的通过有较大的阻碍作用，所以经常有一个容量较小的其它结构的电容与电解电容并联，为电流中的高频成分提供通路，改善滤波效果。在整流滤波环节采取的是电容滤波的单相不可控整流电路，本电路常用于小功率的单相交流输入的场合，如图3-2所示。图3-2单相不可控整流电路3.3DC/DC变换电路的设计DC/DC变换器采用半桥式变换器。半桥式变换器是由Buck基本变换器串入半桥式变压隔离器派生而来的。因为减少了原边开关管的电压应力，且电路结构简单，在中小功率上得到了广泛应用，所以半桥式变换器是离线开关电源较好的拓扑结构。下面就对半桥式变换器的工作原理进行分析。为了分析稳态特性，简化推导过程，首先假定：1）开关管、二极管均为理想元件。也就是可以瞬间的导通和截止，而且导通时的压降为零，截止时的漏电流为零。2）电感、电容是理想元件。电感工作在线性区而未饱和，寄生电阻为零，电容的等效串联电阻为零。3）输出电压中的纹波电压与输出电压的比值小到允许忽略。半桥式变换电路如图3-3所示。在半桥式变换电路中，一个桥臂由开关管Q1、Q2组成，另一个桥臂由电容C1、C2组成。其工作原理如下：如果C1=C2，某一开关管导通时，原边绕组上电压只有电源电压的一半。稳态条件下，C1=C2,当Q1导通时，C1上的1/2Vi加在原边线圈上，原边绕组流过电流Ip。电路通过开关管Q1、原边绕组、电容C2形成回路，此时原边绕组上下两端极性为上正下负，经过占空比所定的时间后，Q1关断。由于原边绕组存在，Ip方向不变，值逐渐变小，此时B点负电位，反激能量再生，对C2充电。B点连接点的电压在阻尼电阻的作用下以振荡形式最后恢复的中心值。Q1关闭一段时间后，给Q2一个触发脉冲，Q2导通。电路通过电容C1、原边绕组、开关管Q2形成回路，重复以前过程。副边电路的工作如下：当Q1导通时，副边绕组电压使D1导通，电流通过二极管D1、电感L2、负载R构成回路，当Q1关断，两个绕组电压变为零。Q2导通时，D2导通，负载上的电流与电压方向没有发生改变，由此形成的方波电压，经过L2和C4构成的滤波环产生稳定的输出电压Vo，通过调节开关管的占空比，就能改变变压器二次侧整流输出平均电压Vo。Q1、Q2断态时承受的峰值电压均为Vi，由于电容的隔直作用，半桥式电路对由于两个开关管导通时间不对称而造成的变压器一次电压的直流分量具有自动平衡作用，因此该电路不容易发生变压器偏磁和直流磁饱和的问题，无须另加隔直电容。变压器原边并联的R1、C3组成RC吸收电路，用来吸收高频尖峰。值得注意的是，在半桥电路中，占空比定义=2ton/Ts。图3-3半桥式变换电路4控制电路的设计控制电路是开关电源的核心部分，控制环节的好坏直接影响电路的整体性能，在这个电路中采用的是以SG3525芯片为核心的控制电路。4.1SG3525的性能特点SG3525是一种性能优良、功能齐全和通用性强的单片集成PWM控制芯片，它简单可靠及使用方便灵活，输出驱动为推拉输出形式，增加了驱动能力；内部含有欠压锁定电路、软启动控制电路、PWM锁存器，有过流保护功能，频率可调，同时能限制最大占空比。其性能特点如下：1)工作电压范围宽：8～35V。2)内置5．1V±1．0％的基准电压源。3)芯片内振荡器工作频率宽100Hz～500kHz。4)具有振荡器外部同步功能。5)死区时间可调。为了适应驱动快速场效应管的需要，末级采用推拉式工作电路，使开关速度更陕，末级输出或吸入电流最大值可达400mA。6)内设欠压锁定电路。当输入电压小于8V时芯片内部锁定，停止工作(基准源及必要电路除外)，使消耗电流降至小于2mA。7)有软启动电路。比较器的反相输入端即软启动控制端芯片的引脚8，可外接软启动电容。该电容器内部的基准电压由恒流源供电，达到2．5V的时间为t=(2．5V／50μA)C，占空比由小到大(50％)变化。8)内置PWM(脉宽调制)。锁存器将比较器送来的所有的跳动和振荡信号消除。只有在下一个时钟周期才能重新置位，系统的可靠性高。4.2SG3525的引脚及内部框图PWM控制芯片SG2525的引脚及内部框图结构如图4-1及图4-2所示。其中，脚16为SG3525的基准电压源输出，精度可以达到（5.1±1％）V，采用了温度补偿，而且设有过流保护电路。脚5、脚6、脚7内有一个双门限比较器，内设电容充放电电路，加上外接的电阻电容电路共同构成SG3525的振荡器。振荡器还设有外同步输入端（脚3）。脚1及脚2分别为芯片内部误差放大器的反相输入端、同相输入端。该放大器是一个两级差分放大器，直流开环增益为70dB左右。根据系统的动态、静态特性要求，在误差放大器的输出脚9和脚1之间一般要添加适当的反馈补偿网络。SG3525的各引脚具体功能介绍如下：1、Inv.input(引脚1)：误差放大器反向输入端。在闭环系统中，该引脚接反馈信号。在开环系统中，该端与补偿信号输入端（引脚9）相连，可构成跟随器。

2、Noninv.input(引脚2)：误差放大器同向输入端。在闭环系统和开环系统中，该端接给定信号。根据需要，在该端与补偿信号输入端（引脚9）之间接入不同类型的反馈网络，可以构成比例、比例积分和积分等类型的调节器。

3、Sync(引脚3)：振荡器外接同步信号输入端。该端接外部同步脉冲信号可实现与外电路同步。

4、OSC.Output(引脚4)：振荡器输出端。

5、CT(引脚5)：振荡器定时电容接入端。

6、RT(引脚6)：振荡器定时电阻接入端。

7、Discharge(引脚7)：振荡器放电端。该端与引脚5之间外接一只放电电阻，构成放电回路。

8、Soft-Start(引脚8)：软启动电容接入端。该端通常接一只5的软启动电容。

9、Compensation(引脚9)：PWM比较器补偿信号输入端。在该端与引脚2之间接入不同类型的反馈网络，可以构成比例、比例积分和积分等类型调节器。

10、Shutdown(引脚10)：外部关断信号输入端。该端接高电平时控制器输出被禁止。该端可与保护电路相连，以实现故障保护。

11、OutputA（引脚11）：输出端A。引脚11和引脚14是两路互补输出端。

12、Ground(引脚12)：信号地。

13、Vcc(引脚13)：输出级偏置电压接入端。

14、OutputB（引脚14）：输出端B。引脚14和引脚11是两路互补输出端。

15、Vcc（引脚15）：偏置电源接入端。

16、Vref(引脚16)：基准电源输出端。该端可输出一温度稳定性极好的基准电压。图4-1SG3525的引脚图图4-2SG3525的内部框图下面分别阐述其各部分功能：1）基准电压源:基准电压源是一个三端稳压电路，其输入电压Vcc可在（8～35）V内变化，通常采用+12V，其输出电压VST＝5.1V，精度，采用温度补偿，作为芯片内部电路的电源，也可为芯片外围电路提供标准电源，向外输出电流可达400mA，没有过流保护电路。2)振荡电路：由一个双门限电压均从基准电源取得，其高门限电压VH=3.9V,低门限电压VL=0.9V,内部横流源向CT充电，其端压Vc线性上升，构成锯齿波的上升沿，当Vc=VH时比较器动作，充电过程结束，上升时间t1为：t1=TCT比较器动作时使放电电路接通，CT放电，Vc下降并形成锯齿波的下降沿，当Vc=VL时比较器动作，放电过程结束，完成一个工作循环，下降时间间t2为：t2=RDCT注意：此时间即为死区时间锯齿波的基本周期T为:T=t1+t2=(T+D)CT因为由上可见锯齿波的上升沿远长于下降沿，因此上升沿作为工作沿，下降沿作为回扫沿。3)误差放大器：由两级差分放大器构成，其直流开环放大倍数为80dB左右，电压反馈信号uf从端子1接至放大器反相输入端，放大器同相输入端接基准电压。该误差放大器共模输入电压范围是1.5V-5.2V。4)PWM信号产生及分相电路：比较器的反相端接误差放大器的输出信号Ue，而振荡器的输出信号Uc则加到比较器的同相输入端，比较器的输出信号为PWM信号，该信号经锁存器锁存，分相电路由二进制计数器和两个或非门构成，其输入信号为振荡器的时钟信号，并用时钟信号的前沿触发，输出为频率减半的互补方波，这些方波和PWM信号输入到或非门逻辑电路。其结果是，所有的输入为负时，输出为正。这样P1、P2的输出每半周期交替为正，其宽度和PWM信号的负脉冲相等。脉冲很窄的时钟信号输入到逻辑或非门电路，可使两个门的输出同时有一段低电平，以产生死区时间。5)脉冲输出级电路：输出末级采用推挽输出电路，驱动场效应功率管时关断速度更快。11脚和14脚相位相差1800，拉电流和灌电流峰值达200mA。由于存在开闭滞后，使输出和吸收间出现重迭导通。在重迭处有一个电流尖脉冲，起持续时间约为l00ns。可以在13脚处接一个约0.luF的电容滤去电压尖峰。4.3SG3525的工作原理SG3525内置了5.1V精密基准电源，微调至1.0%，在误差放大器共模输入电压范围内，无须外接分压电组。SG3525还增加了同步功能，可以工作在主从模式，也可以与外部系统时钟信号同步，为设计提供了极大的灵活性。在CT引脚和Discharge引脚之间加入一个电阻就可以实现对死区时间的调节功能。由于SG3525内部集成了软启动电路，因此只需要一个外接定时电容。SG3525的软启动接入端（引脚8）上通常接一个5的软启动电容。上电过程中，由于电容两端的电压不能突变，因此与软启动电容接入端相连的PWM比较器反向输入端处于低电平，PWM比较器输出高电平。此时，PWM琐存器的输出也为高电平，该高电平通过两个或非门加到输出晶体管上，使之无法导通。只有软启动电容充电至其上的电压使引脚8处于高电平时，SG3525才开始工作。由于实际中，基准电压通常是接在误差放大器的同相输入端上，而输出电压的采样电压则加在误差放大器的反相输入端上。当输出电压因输入电压的升高或负载的变化而升高时，误差放大器的输出将减小，这将导致PWM比较器输出为正的时间变长，PWM琐存器输出高电平的时间也变长，因此输出晶体管的导通时间将最终变短，从而使输出电压回落到额定值，实现了稳态。反之亦然。外接关断信号对输出级和软启动电路都起作用。当Shutdown（引脚10）上的信号为高电平时，PWM琐存器将立即动作，禁止SG3525的输出，同时，软启动电容将开始放电。如果该高电平持续，软启动电容将充分放电，直到关断信号结束，才重新进入软启动过程。注意，Shutdown引脚不能悬空，应通过接地电阻可靠接地，以防止外部干扰信号耦合而影响SG3525的正常工作。欠电压锁定功能同样作用于输出级和软启动电路。如果输入电压过低，在SG3525的输出被关断同时，软启动电容将开始放电。此外，SG3525还具有以下功能，即无论因为什么原因造成PWM脉冲中止，输出都将被中止，直到下一个时钟信号到来，PWM琐存器才被复位。4.4SG3525的控制电路如图4-3所示，采用恒频脉宽调制控制方式。误差放大器的输入信号是电压反馈信号，是由输出电压经分压电路获取，与普通误差放大器的接法不同的是该电压反馈接成射极跟随器形式，反馈信号比较精确，因而可以精确地控制占空比调节输出电压，提高了稳压精度。SG3525芯片振荡频率的设定范围为100-500kHz,芯片的脚5和脚7间串联一个电阻Rd就可以在较大范围内调节死区时间。SG3525的振荡频率可表示为：fs=1/(CT*RT+3Rd))式中:CT,RT分别是与脚5、脚6相连的振荡器的电容和电阻；Rd是与脚7相连的放电端电阻值。此处CT、RT、Rd分别为图中的C7、R6、R7，取值分别为2200pF、10kΩ、100Ω。管脚8接一个电容的作用是用来软启动，减少功率开关管的开机冲击。11和14脚输出采用图腾柱输出，电流驱动能力强，可直接控制半桥变换器的上下功率管S1，S2。图腾柱输出就是上下两个输出管，从直流角度看是串联，两管联接处为输出端。上管导通，下管截止，输出高电平，下管导通上管截止输出低电平，如果电路逻辑可以上下两管均截止则输出为高阻态。图4-3SG3525的控制电路5辅助电路的设计5.1驱动电路的设计驱动电路是控制电路与主电路的接口，同开关电源的可靠性、效率等性能密切相关，驱动电路需要有很高的快速性，能提供一定的驱动功率，并具有较高的抗干扰和隔离噪声的功能。本电路采用外加驱动隔离电路，增强了驱动能力和电源的可靠性。驱动隔离电路如图5-1所示。图5-1开关管的驱动电路5.2保护电路的设计保护电路是开关电源中必不可少的补充，在控制电路中采用了输入过流保护、输出过流保护、过热保护等。如图3-6所示，输入过流保护是通过在原边主电路中串入小磁环，小磁环感应电压输出经过整流桥将电流信号转为电压信号（plp）经一个三极管接至软启动8脚，当原边电流大于设定值即plp高于V时则将8脚电压拉低，关断SG3525的PWM的输出从而保护电路。输出过流保护是通过在副边主回路中串联分流器，取样分流器两端的电压信号送到误差放大器的反相端，正常工作时运放输出高电平，当输出过流时，运放输出为低电平，从而拉低电压反馈信号，从而使PWM占空比减小，实现输出电流保护。过热保护是通过一个温控开关接到SG3525的10脚来实现的，当过热时温控开关闭合使8脚电压拉低从而关闭PWM输出。5.3电压反馈电路的设计电压反馈环的唯一功能就是使输出电压保持在一个固定值，电压反馈环的核心部分是一个称为误差放大器的高增益运算放大器，这部分仅仅是个高增益的放大器而已，它把两个电压的误差放大，并产生电压误差信号。在电源系统中，这两个电压一个是参考电压，而另一个则是输出电压。输出电压在输入到误差放大器之前先进行分压，分压的比例为电压参考值与额定输出电压的比值。这样，在额定输出电压时，误差放大器产生一个“零误差”点。如果输出偏离额定值，放大器的输出误差电压就会明显地改变，电源系统用该误差电压来校正脉宽，从而使输出电压回到额定值。如图4-3所示，误差放大器的输入信号是电压反馈信号，是由输出电压经分压电路获取，与普通误差放大器的接法不同的是该电压反馈接成射极跟随器形式，反馈信号比较精确，因而可以精确地控制占空比调节输出电压，提高了稳压精度。6开关电源参数设计6.1开关电源“黑箱”预先估算在最初设计阶段，首先要考虑开关电源的一些主要参数，这有助于设计者确定自己所选的拓扑是否正确，也便于提前预定实验板所需的元器件。同时可以知道接下来的设计所需的一些非常重要的参数。关于如何对“黑箱”进行估计，设计者只要知道设计指标中的一些外特性参数就可以了。接下来就把要设计的电源当成一个黑箱看待，在这个黑箱里，只定义输入和输出,如图4-1所示。图6-1把电源系统看成一个黑箱下面就是一些参数估计：1、额定输出功率：Po=Vo*Io=24V*2、估计输入功率：Pin=Po/η3、直流输入电压(AC220V供电)：4、平均输入电流（直流）：a）平均额定电流：Iin(nom)=Pin/Vin(nom)=63W/310V=a)最大平均电流：Iin(max)=Pin/Vin(min)=63W/V=b)最小平均电流：Iin(min)=Pin/Vin(max)=63W/373.296V=5、估计最大峰值电流：Ipk=kPo/Vin(min)=2.8*63W/127.26V=式中，k=1.4(对于Buck电路、推挽电路和全桥电路)；K=2.8(对于半桥电路和正激电路)；K=5.5(对于Boost、Buck-Boost和反激式电路)。6.2主电路的参数计算EMI滤波电路的参数计算差模电容Cx通常选用金属膜电容，取值范围一般在0．1～1μF。Cy用于抑制较高频率的共模干扰信号，取值范围一般为2200～6800pF。常选用自谐振频率较高的陶瓷电容。由于接地，共模电容Cy上会产生漏电流。因为漏电流会对人体安全造成伤害，所以漏电流应尽量小，通常小于1.0mA。共模电容取值与漏电流大小有关，所以不宜过大，取值范围一般为2200～4700pF。R为Cx的泄放电阻。电源滤波器的性能很大程度上取决于其端阻抗，根据信号传输理论，滤波器输入端与电源端的端接、滤波器输出端与负载端的端接应遵循阻抗极大不匹配原则。因此，滤波器设计时应遵循：(1)源内阻是高阻(低阻)的，滤波器输入阻抗就应该是低阻(高阻)；(2)负载是高阻(低阻)的，则滤波器输出阻抗就应该是低阻(高阻)。对EMI信号来说，电感是高阻，电容是低阻。EMI滤波电路如图3-1所示。取Cx为0.1uF，Cy为2200pF，L1为30mH。整流滤波电路的参数计算电容滤波器是利用电容充放电来使脉动的直流电变成平稳的直流电。电容滤波的单相不可控整流电路，在空载时，放电时间常数为无穷大，输出的电压最大，R=∞，Ud=U2。重载时,R很小,电容放电很快，几乎失去储能作用,随负载加重Ud2，即趋近于接近电阻负载时的特性。在此后的电路中，涉及到选管子，选型号，故此处的电压取最大值，即整流后的值Ud=U2=*220=310V，输出电流平均值Id=Ud/2，Id=IR。1、整流二极管的选择整流二极管是一种能够将交流电能转化成为直流电能的半导体器件，整流二极管具有明显的单向导电性，是一种大面积的功率器件，结电容大，工作频率较低，一般在几十千赫兹，反向电压从25V到3000V。硅整流二极管的击穿电压高，反向漏电流小，高温性能良好，通常高压大功率整流二极管都用高纯单晶硅制造，这种器件结面积大，能通过较大电流（通常可以达到数千安），但工作频率不高，一般在几十千赫兹以下，整流二极管主要用于各种低频整流电路。

二极管承受反向电压最大值为变压器二次电压最大值，即UVD=U2=310V。二极管电流平均值为：ID=Id/2=IR/2。IN5396型号二极管的最高反向峰值电压为500V，平均整流电流为，满足要求。所以选用IN5396型号整流二极管。2、滤波电容的选择设变换器由50HZ交流电源供电，变换器允许输入纹波电压峰峰值为25V。由前面计算得最小输入电压为90V,变换器输入功率Pi=63W，≈，。从表6-1查得α=0.0278，C=αPi/Ui2(min)。代入数值计算得C=0.0278*63/902≈216.22uF。电容承受最高电压为Umax=1.2*220*1.414=373V，选择450V。所以电容C选择为250uF/450V,电容Ca为10uF。表6-1电容选择系数表6.2.1、变压器设计1）确定变比K（6-1）Vo是输出电压，VD是输出整流二极管的通态压降，VLf是输出滤波电感上的直流压降。220V交流电压经过EMI滤波及整流滤波后，得到约300V的电压。取Vi=310V,VLf=0.5V,D=0.85，其中VD=0.7V,Vo=24V。代入数值计算得K≈52）磁芯的选取及变压器的结构目前变压器较为简洁常用的设计方法是Ap法，可根据下面公式选取合适的磁芯：Ap=AeAw≥Pt/（2f△Bkcj）（6-2）式中，Ae为磁芯截面积，Aw为磁芯的窗口截面积，Pt为变压器传输的总功率，f为开关频率，ΔB为磁芯材料所允许的最大磁通摆幅，Kc为绕组的窗口填充系数，j为导线的电流密度。在这里有Pt=800*（1+1/0.85），0.85为效率，这里ΔB取0.2T，Kc取0.4，j一般取4A/mm2。磁芯采用EE型，这是因为在所有磁芯中，这种磁芯的绕线面积最大。为了通过VDE认证，要加许多绝缘层，这就要求增大绕线面积。双象限正激式变换器中，磁芯可以不加气隙。磁芯材料可以用3C8（铁氧体软磁性材料）或“F”材料（Magnetics公司），在这种开关工作频率下，磁芯所产生的铁损是可以接受的。查有关磁芯手册，查得EE55磁芯，其Ae=353mm2,Aw=280mm2，则其Ap=98840mm由于变压器传输的功率较大，寄生参数对其影响很大。所以变压器的绕制方法很重要，否则会引起变压器的性能下降。为了减小漏感，这里采用三明治绕法。同时，为了减小高频噪音和变压器的分布电容，原副边之间加入屏蔽层。3）变压器初、次级匝数为了保证在任何条件下磁芯不饱和，设计时应按照最大伏一秒面积计算匝数。因为电路中电压的波形都是方波，所以最大伏一秒面积的计算可以简化为电压和脉冲宽度的乘积。通常计算二次侧最大伏一秒面积较为方便。对半桥电路有：N2=Vo/（2△BAefs），N1=K×N2（6-3)代入数值计算得，变压器的次级匝数为2.58匝，实际电路中取7匝，由原副边电压比n可计算得到变压器的初级匝数为35匝。4）原副边电流的有效值：（6-4）其中Vin=Vi/2=155V,Vo=24V,Io=代入数值计算得Ip=,Is=5）原副边导线的截面积：（6-5）其中J=4A/mm2，代入数值计算得Sp≈mm2,Ss≈mm26）确定绕组的导线线径和导线股数在选用绕组的导线线径，要考虑导线的集肤效应，导线的穿透深度为（6-6)将铜导线的电导率γ=58106/·m，磁导率=o=410-7H/m，工作频率fs=66kHz代入上式，得：=0.2574mm。为了更有效的利用导线，减小集肤效应的影响，一般要求导线线径小于两倍穿透深度△，即应选用线径r小于2=0.5148mm的铜导线。在此选用0.4mm线径的导线多股并绕。单股线面积为：S=*r20.1256mm2计算原边和副边的导线股数为：Sp/S=0.33（股），Ss/S=2.95(股)考虑到留有一定的裕量，在此取原副边绕组的实际股数分别为10股12股。2、滤波电感的计算经验算法一般选择输出滤波电感电流的脉动为最大输出电流的20%，这样本模块电源的输出滤波电感电流的脉动可选为Io*20%=,也就是当输出电流在Iomin=Io*10%=时应保证输出滤波电感电流连续，输出滤波电感可按下式计算：(6-7)其中K=7,Vin=310V,Vo=24V,VLf=0.5V,VD=0.7V,fs=66kHz,Iomin=。代入数值计算得L2=Lf=84.3uH。3、滤波电容的计算规定输出电压的最大纹波值为ΔV=150mV，则可由下式确定输出滤波电容的大小：(6-8)代入数值计算得C4=Cf=2.66uH。4、选择功率半导体器件每一种拓扑都可以估计出开关管和整流电路上的电压、电流应力，这些估计有90%的可信度。表6-2的公式实际上可能有些保守，但应用中还是可以根据这些公式计算的。表6-2估计功率半导体器件重要参数的最小值功率开关管：如图3-3所示，图中开关管Q1、Q2选用MOSFET,因为它是电压驱动全控型器件，具有驱动电路简单、驱动功率小、开关速度快及安全工作区大等优点。功率开关管的选择应满足下列条件：VDSS>Vin(H)=D,取400V,ID>2Pout/Vin(min)=,取大于2AIRF730型号MOSFET的VDSS为400V,ID为，满足要求。所以选用IRF730型号MOSFET。b)输出整流管：输出整流管的选择应满足下列条件：VR>2Vout=48V,取大于DC60VIFWD>Iout(max)>,取10AMBR20100CT型号二极管的参数：反向重复峰值电压VRRM(max)(V):100，平均整流器前向电流Io(max)(A):20，瞬间前向电压VF(max)@IF(V):0.95@20A，非重复峰值浪涌电流IFSM(max)(A):150，瞬间反转电流IR(max)(mA):6@125℃封装/温度(℃):4TO220AB/-65~150所以选用MBR20100CT型号输出整流管。7开关电源PCB设计7.1选择各元件的封装1、电阻：标准电阻：RES1、RES2；两端口可变电阻：RES3、RES4；贴片电阻；其中标准电阻为RES1、RES2,封装为AXIAL-0.3到AXIAL-1.0，一般用AXIAL-0.4。两端口可变电阻为RES3、RES4,封装为

。三端口可变电阻为RESISTORTAPPED，POT1，POT2,封装为VR1-VR5。贴片电阻封装模型0805指的是80mil*50mil，表示的是封装尺寸，与具体阻值没有关系，但封装尺寸与功率有关。通常来说0201对应1/20W，0402对应1/16W，0603对应1/10W，0805对应1/8W，1206对应1/4W。

2、电容：CAP（无极性电容）、ELECTRO1或ELECTRO2（极性电容）、可变电容CAPVAR；无极性电容的封装模型为“RAD”系列，例如“RAD-O.1”、“RAD-”、“RAD-”、“RAD-，一般<100uF用RB.2/.4,。电解电容的封装模型为“RB”系列，从“RB.1/.2”到“RB.4/.8”100uF，用，100uF-470uF用，>470uF用。瓷片电容的的封装模型为“RAD”系列，从“RAD”到“RAD”，一般用RAD0.1。电容电阻外形尺寸与封装的对应关系是:0402=1.0x0.5，0603=1.6x0.8，0805=2.0x1.2，1206=3.2x1.6，1210=3.2x2.5，1812=4.5x3.2，。3、二极管：DIODE（普通二极管）、DIODESCHOTTKY（肖特基二极管）、DUIDETUNNEL（隧道二极管）DIODEVARCTOR（变容二极管）ZENER1-3（稳压二极管）；二极管的封装模型为“DIODE”系列，有DIODE0.4和DIODE0.7两种封装属性,DIODE0.4用于小功率，DIODE0.7用于大功率。发光二极管：LED,封装用DIODE0.4的封装。4、三极管：NPN，NPN1和PNP，PNP1；三极管的封装模型为“TO”系列，其中TO-18、TO-92A用于普通三极TO-220H用于大功率三极管,TO-3用于大功率达林顿管。以上的封装为三角形结构。T0-126为直线形，我们常用的9013、9014管脚排列是直线型的，一般三极管都采用TO-126。5、对于晶体管，那就直接看它的外形及功率，大功率的晶体管，就用TO-3，中功率的晶体管，如果是扁平的，就用TO-220,如果是金属壳的，就用TO-66，小功率的晶体管，就用TO-5,TO-46，TO-92A等都可以，反正它的管脚也长，弯一下也可以。6、可控硅：SCR，封装用TO-126H。7、保险丝：FUSE1，封装用FUSE1。8、场效应管：JFETN（N沟道结型场效应管），JFETP（P沟道结型场效应管），MOSFETN（N沟道增强型管），MOSFETP（P沟道增强型管），引脚封装形式可以用跟晶体管一样的封装，它可以通用于三个引脚的元件。9、电感：INDUCTOR、INDUCTOR1、INDUCTOR2（普通电感）,INDUCTORVAR、INDUCTOR3、INDUCTOR4（可变电感）；电感的封装形式可以借用电阻封装形式。10、整流桥原理图中常用的名称为BRIDE1和BRIDGE2,引脚封装形式为“D”系列，如D-37，D-38,D-44,D-46,D-70,D-71等。11、单排多针插座原理图中常用的名称为“CON”系列，从CON1到CON60，引脚封装形式为“SIP”系列，从SIP-2到SIP-20。12、双列直插元件原理图中常用的名称为根据功能的不同而不同，引脚封装形式为“DIP”系列，40管脚的单片机封装为DIP40。13、串并口类原理图中常用的名称为“DB”系列，引脚封装形式为“DB”和“MD”系列。14、石英晶体振荡器：CRYSTAL，封装为XTAL1。15、蜂鸣器：BUZZER，封装为SIP-2。16、电源稳压块有78和79系列：78系列如7805，7812，7820等，79系列有7905，7912，7920等。常见的封装属性有TO126H和TO126V。7.2PCB电路板的设计在任何开关电源设计中，PCB板的物理设计都是最后一个环节，如果设计方法不当，PCB可能会辐射过多的电磁干扰，造成电源工作不稳定，以下针对各个步骤中所需注意的事项进行分析:1、从原理图到PCB的设计流程是：建立元件参数->输入原理网表->设计参数设置->手工布局->手工布线->验证设计->复查->CAM输出。2、参数设置相邻导线间距必须能满足电气安全要求，而且为了便于操作和生产，间距也应尽量宽些。最小间距至少要能适合承受的电压，在布线密度较低时，信号线的间距可适当地加大，对高、低电平悬殊的信号线应尽可能地短且加大间距，一般情况下将走线间距设为8mil；焊盘内孔边缘到印制板边的距离要大于1mm，这样可以避免加工时导致焊盘缺损。当与焊盘连接的走线较细时，要将焊盘与走线之间的连接设计成水滴状，这样的好处是焊盘不容易起皮，而是走线与焊盘不易断开。3、元器件布局实践证明，即使电路原理图设计正确，印制电路板设计不当，也会对电子设备的可靠性产生不利影响。例如，如果印制板两条细平行线靠得很近，则会形成信号波形的延迟，在传输线的终端形成反射噪声；由于电源、地线的考虑不周到而引起的干扰，会使产品的性能下降。因此,在设计印制电路板的时候，应注意采用正确的方法。每一个开关电源都有四个电流回路:电源开关交流回路、输出整流交流回路、输入信号源电流回路、输出负载电流回路。4、对电路的全部元器件进行布局时，要符合以下原则:①首先要考虑PCB尺寸大小。PCB尺寸过大时，印制线条长，阻抗增加，抗噪声能力下降，成本也增加；过小则散热不好,且邻近线条易受干扰。电路板的最佳形状矩形，长宽比为3:2或4:3，位于电路板边缘的元器件,离电路板边缘一般不小于2mm。②放置器件时要考虑以后的焊接，不要太密集。③以每个功能电路的核心元件为中心，围绕它来进行布局。元器件应均匀、整齐、紧凑地排列在PCB上，尽量减少和缩短各元器件之间的引线和连接，去耦电容尽量靠近器件的VCC。④在高频下工作的电路，要考虑元器件之间的分布参数。一般电路应尽可能使元器件平行排列。这样，不但美观，而且装焊容易，易于批量生产。⑤按照电路的流程安排各个功能电路单元的位置，使布局便于信号流通，并使信号尽可能保持一致的方向。⑥布局的首要原则是保证布线的布通率，移动器件时注意飞线的连接，把有连线关系的器件放在一起。⑦尽可能地减小环路面积，以抑制开