毕设论文 型小开关电源设计与制作

1ABSTRACTThispapermostlydescribesthewholedesignanddebuggingoftheminitypeswitchedvoltageregulatorpower,whichiscomposedofsixparts.Thesecondpartwroteabouttheelementandthethirdpartwroteaboutthedesignstepofminitipeswitchedpower.Themodelincludesimportloop,outputloop,feedbackloop,controlloopandthedesignoftransformer.Thelatterincludeshardwaredebuggingandexperimentresultsanalyzing.Afterexperimentation,Ithinkouttherelationsamongoutputvoltage,importvoltage,dutyratioandswitchedfrequencyandalsotherelationsofimportcurrent,transformercoilratioandtheoutputcurrent.Inaddition,Iputforwardrelevantmethodsbymyselfformanyproblemswhicharemetwithduringthecourseoftheexperimentation.Keywords:switchedpower、regulatedpower、transformer摘要本设计主要描述小型开关电源的整个设计和调试过程，本文包括六个主要部分，第一部分介绍开关电源的发展状况。第二部分主要介绍其工作原理，第三部分介绍设计步骤。主电路包括输入、输出和反馈控制部分。最后一部分主要是硬件部分的调试。调试部分包括电路的焊接和调试，在调试过程中发现的问题的解决。关键词：开关电源、变压器、开关管2目录第一章绪论---------------------------------------------------------------21－1概述----------------------------------------------------------------------------21－2开关电源的新技术----------------------------------------------------------41－3开关电源的基本构成-------------------------------------------------------91－4开关电源的稳定度----------------------------------------------------------91－5开关电源的分类------------------------------------------------------------11第二章小型开关电源原理--------------------------------------------142－1RCC变换器的电路结构--------------------------------------------------142－2简单的RCC方式开关电源----------------------------------------------18第三章开关电源电路设计--------------------------------------------24第四章性能改善--------------------------------------------------------404－1保护电路---------------------------------------------------------------------404－2效率的提高------------------------------------------------------------------414－3浪涌及其吸收电路---------------------------------------------------------434－4噪声及其抑制---------------------------------------------------------------544－5功率FET在开关电源中的几个问题-----------------------------------57第五章小型开关电源主控元件--------------------------------------595－1二极管------------------------------------------------------------------------595－2开关电源中使用的磁性元件---------------------------------------------615－3开关电源中选用的电容器------------------------------------------------64第六章硬件调试--------------------------------------------------------68第七章结论--------------------------------------------------------------70致谢-------------------------------------------------------------------------713参考文献-------------------------------------------------------------------72附录-------------------------------------------------------------------------74概论1-1概述目前空间技术、计算机、通信。雷达、电视及家用电器中的电源逐渐被开关电源取代。现在一般应用的串联调整稳压电源，是连续控制的线性稳压电源。这种传统的串联稳压器，调整管总是工作于放大区，流过的电流是连35∽60%。由于调整管上损耗较大的功率，所以需要采用大功率调整管并装有体积很大的散热器。开关电源的调整管工作在开关状态，功率损耗小，效率可高达70∽95％，稳压器体积小、重量轻，调整管功率损耗较小，散热器也随之减小。此外，开关频率工作在几十KHZ，滤波电感、电容可用较小数值的元件，允许的环境温度也可以大大提高。但是，由于调整元件的控制电路比较复杂，输出的纹波电压较高，瞬间响应较差。所以开关电源的应用也受到一定限制。电子装置地小型轻量化关键是供电电源的小型轻量化，因此，需要尽可能地降低电源电路中的损耗。开关电源基本上是半导体器件的开关工作，从原理上讲是低损耗的，但是半导体开关工作也必然存在着开关损耗，而且损耗随着开关频率成比例地增加。另一方面，开关电源中必须采用变压器、电抗器等磁性元件以及平滑滤波用地电容元件，开关频率高，可使这些元件小型化，然而，开关频率提高4时，这些元件地损耗也随之增加。目前市售的开关电源中采用双极型晶体管时，开关频率高达100KHZ；采用MOSFET500KHZ需要采用高速开关元件。然而，电源高速开关时，电路存在的分布电感于电容，会由于二极管蓄积电荷的影响产生浪涌电压于噪声，不但影响周围电子设备的工作，而且也使电源本身的可靠性显著地降低。为防止开关工作产生地噪声，需要用RC或LC吸收电路，对于二极管蓄积电荷产生地浪涌电压要采用非晶体磁性、矩形磁芯地磁吸收电路。然而，对于MHZ以上地开关工作频率可利用谐振电路，加在开关两端地电压或通过开关地电流为正弦波，这样，减少开关损耗地同时可抑制浪涌电压。这种工作方式称为谐振开关方式，目前正在研制中。谐振开关方式可以极大地提高开关速度，原理上开关损耗为零，噪声也很小，这是提高开关电源工作频率地一种最有效方式。采用谐振开关方式地几MHZ变换器已实用化，美国已研制成功20MHZ以上工作频率地变换器。利用谐振现象使开关损耗接近于零，消除电压或电流浪涌，零电压或零电流开关谐振变换器也研制成功。有效利用磁性元件对于提高开关电源技术是极其重要的。作为高可靠性控制元件是采用磁放大器，而非晶磁芯在次起着关键作用。然而，开关频率达到MHZm采用非晶磁芯的吸收电路。另外，采用高频铁氧体磁芯与准晶质超急冷磁芯作为主变压器的磁芯也需要研制。开关电源的集成化与小型化正在变为现实，目前正在研制开发主开关与控制电路集成于同一芯片的集成模块。然而，把功率开关与控制电路包括反馈电路都集成于同一芯片上，必须解决电气隔离与热绝缘的问题，这是今后一大课题。5目前，世界各国正在大力研制新型开关电源，因这是节约能源的重大举措。为了赶上和超过世界先进技术水平，国内很多单位正在研制和应用，不断地向高频化、线路简单化和控制电路集成化方向发展。开关稳压电源的优越性还表现在：①功耗小由于开关管功率损耗小，因而不需要采用大散热器。功耗小这有利于提高整个电子设备的可靠性和稳定性。②稳压范围宽当开关稳压电源输入的交流电压在150～250V范围内2电压发生变化时，始终能保持稳压电路的高效率，因此，开关稳压电源能适用于电网电压波动比较大的地区。③体积小、重量轻开关稳压电源可将电网输入的交流电压直接整流，从而节省了大量的漆包线和硅钢片，使电源体积缩小、重量减轻。④安全可靠开关稳压电路一般都具有自动保护电路。当稳压电路、高压电路、负载等出现故障或短路使，能自动切断电源，其保护功能灵敏、可靠。开关稳压电源的主要问题是电路比较复杂，输纹波电压较高，瞬态响应差等。因此，开关稳压电源的应用受到一定的限制。目前，世界各国正在大力研制开发新型开关电源，包括新的理论、新型电路方案于新型功率器件等，以适应各种电子设备的小型化。高效率等的需要。1-2开关电源的新技术6⒈微型化技术（1）开关频率与损耗决定开关电源体积的主要因素是电抗器、变压器等磁性器件和平滑电容器。若提高开关电源的开关频率，这些器件就会小型化。然而，开关频率提高时，不但有磁损耗，而且电路的损耗也会增大。一般来说，损耗随着开关频率成正比例地增加。（2）软开关的应用与同步整流谐振或者软开关等方式可有效降低伴随着高频化带来地损耗。这时，开关损耗只不过时全部损耗中地一部分，若在高频领域，磁性器件地损耗所占比例较大。开发低电压地集成电路是一种趋势，因此，低压大电流地电源显得非常重要。对于这样地电源，二极管正向压降引起的损耗几乎占总损耗的一半为此，希望采用FET构成同步整流方式。然而，采用FET时，由于管内二极管的恢复特性与变压器漏感等的影响，提高频率是有限的，对于目前的技术，开关频率为300KHZ左右。除了损耗与开关频率以外决定开关电源体积的还有构成电源的元器件。为了减少电源的元器件数目，需要开发电源模块，有效利用漏磁通的寄生参量。另外，从节省能量来看，也需要在低电压领域降低损耗，这样一来，控制电路的低电压化便成为重要课题。谐振、软开关等方式的开关电源已实用化了，其中，可变频率的电流谐振开关电源已率先实用化。在美国，300KHZ到几MHZ频率范围的开关电源已普遍达到2W/cc，在日本，特别是低噪声、高效率的电视机电源已批量生产。与此相适用的是已经开发的众多的磁性元器件。另外，作为电压谐振的基本方式的部分谐振开关电源，在日本市场特别引人注目。其中，也有采用同步整流。开关频率为300KHZ、变换效率为90％、输出电压为5V、输出功率为100W的开关电源。（3）超薄型电源的研制成功7最近，通信与便携式电子设备都要薄型化，其电源当然需要采用薄型变压器，正在研究采用薄膜技术，但现在已经实用化的薄型变压器是在铁氧体磁芯上绕制铜片式状绕组的变压器。然而，将来的技术期望是用喷镀等方法，在铁氧体基片喷镀金属而制作薄型变压器。这时，降低损耗的方法就是使通过基片磁芯的磁通和通过绕组的电流均匀。另外，磁性薄膜的采用提高了占空因数，如何解决薄膜化带来的矫顽力增加是实用化的关键，为此，期望利用矫顽力增加较小的非晶型铁氧体薄片。⒉谐波电流印制技术（1）扼流圈输入方式这种方式是在电源的输入级增设扼流圈、静噪滤波器或电抗器等，所用元器件数量最少。电路简单。成本低，但体积大而且笨重，仅适用于一些对体积和重量没有严格要求的产品。不过，可用于抑制谐波电流和电磁干扰两者的混合小型扼流圈和小型电抗器以及专用谐波电流抑制的小型静噪滤波器，目前正在开发之中。（2）部分平滑方式这种方式是利用无源元件的组合来扩展电流导通角，它本是为防止换流器照明闪烁而开发的，当用于处理功率的开关电源时，需要增设所用元器件数量以提高性能。（3）单变换器方式PWM变换器不需要修改，只有增设若干元器件，就可以实现以往的双变换器方式所具有的功能；稳定直流输出电压，实现初次级的隔离，减少谐波电流，改善功率因数。（4）双变换器方式8这是一种传统的电路方式。采用两个变换器分别用于稳定直流输出电压和改善功率因数，其变换器的设计自由度大，从减少谐波电流和改善功率因数的角度来说，是一种较理想的电路方式，而且这种电路技术已经成熟。⒊元器件性能的改善（1）功率MOSFET随着电子设备的小型化，大规模机场电路的性能不断提高，相应地直流/直流变换器地输出电压也将降到1V/直流变换器输出端二极管需要采用低导通电阻的功率MOSFET，有可能降低损耗。（2）平滑电容对于铝电解电容，采用聚吡咯或有机半导体的固体电解质技术，已经有所进步。而对于这类电容器而言，缩小体积、提高纹波电流和延长寿命，则是永恒的课题。在目前的市场上，用户十分需求可耐C高温而寿命长达7000～10000小时的品种和高度较低的品种。对于旦电容器，继续在增加其单位体积的容量并降低阻抗，阴极材料采用聚吡咯的高分子型产品也已经开发成功且被市场所接受。对于薄膜电容器，用户需要的是阻抗低、承受纹波电流大而且体积小的品种，并且要求符合安全标准。目前这种技术已取得相当进展。⒋引人注目的新技术（1）软开关方式这种方式的优点是产品体积小、效率高、噪声小、成本低。作为实现这种软开关方式的手段，有谐振开关电源技术和部分谐振型开关电源技术，而后者9很可能会成为今后开关电源采用的主流技术。（2）组件化技术所谓组件化技术，就是预先将电源中所需使用的直流/直流变换器、用于谐波电流抑制的功率因数改善电路、整流平滑电路以及静噪滤波电路等部分分别制成微型或薄型组件，再根据用户需要制作半制定电源，或者根据用户需求，和交流/直流前端电路配合，构成适应大功率输出或多路输出等用途的系统电源。利用预先制作的组件，可以缩短设计和制造周期，减少产品中所用元SMDSMT）的进一步发展，组件的装连密度会更加提高，体积会进一步缩小，电源也会随之更加小型化。（3）控制技术在有些开关电源产品中，以模拟方式控制输出电压，并以数字方式进行开关，同时稳定输出电压，而在于继续扩展应用范围，以实现节约电力、利用数字控制技术，可以根据发送/接受模式时负载变化量的大小，对升压斩波器的通/断控制进行连续模式和不连续模式的转换，从而提高开关电源的效率并延长电池的寿命。在其控制电路的记忆电路中，可将开关的导通时间等作为数据存储起来。（4）交流适配器便携式电子设备的兴起，使得交流适配器的市场越来越大。以往的交流适配器采用降压电路，体积大而且笨重，目前已有采用开关方式的小型交流适配器上市。3W或5W的小功率开关方式交流适配器，外形小巧扁薄，重量轻，使用时像插头一样，面向个人机的35～45W量级的开关方式交流适配器，采10用的是谐振换流器电路，也已经开始进入市场。有些厂家供应的开关方式交流适配器系列产品，其最大功率已高达60W左右。1-3开关电源的基本构成开关电源采用功率半导体器件作为开关元件，通过周期性通断开关，控制开关元件的占空比来调整输出电的基本构成如图1-1所示，其中DC/DC变换器进行图1-1开关电源的基本构成功率变换，它是开关电源的核心部分，此外还有启动电路、过流与过压保护电路、噪声滤波器等组成部分。反馈回路检测其输出电压，并与基准电压比较，其误差电压通过放大器放大及控制脉宽调制电路，再经过驱动电路控制半导体开关地通断时间比，从而调整输出电压的大小。DC/DC变换器有多种电路方式，常用的有工作波形为方波的脉宽调制（PWM）变换器以及工作波形为正弦波的谐振型变换器。1-411开关稳压电源的稳定度比串联线性稳压电源低，对于输入电压的变化，串联线性稳压电源的输出电压几乎不变，而开关稳压电源输出电压的变化比串联线性稳压电源达3倍左右。图1-2开关稳压电源稳定度的说明在图1-2所示的开关稳压电源中，由于由于反馈放大器的作用，输出电压与输入电压变化之比为：V10V1A1式中，AR与R12V若A设为1000，10,这就意味着输入电压变化10V，输出电压就要变03V1化10mV。若在相同情况下，对于串联线性稳压器，输出电压只变化V。开关稳压电源的输出阻抗为：12rrRDL1A0式中，r为整流器的等效串联电阻，x为电抗器L的直流电阻。输出阻DL抗虽因整流器中二极管的额定电流不同而异，但二极管等效串联电阻r为几D十mL的串联电阻rr20r30，LDLA=1000,输出阻抗R为，在相同反馈放大器增益时，输出阻抗也比串联0稳压电源低。对于串联线性稳压电源，输出对输入的瞬间响应特性由调整管的h为晶rb体管基极接地工作方式的输入反馈系数，实用时此值可忽略不计。然而，对于开关稳压电源，输入的瞬间变化全部表现在输出端。要减小这种变化，却ms率地同时，反馈放大器地频率特性得到改善，此问题也由可能得到解决。负载变化地串联线性稳压电源地瞬态响应，由反馈放大器地频率地频率特性以及输出电容地容量与特性决定，而对于开关稳压电源，瞬态响应主要是输出LC滤波器特性决定，因此，可以提高开关工作频率，降低输出滤波器LC乘积地方法来改善其瞬态响应特性。1-5开关稳压电源的分类开关稳压电源地电路结构有多种，分类方法也很多，作如下说明：1．按驱动方式分有自激式与它激式。2．按DC/DC变换器地工作方式分1）隔离型有通/通方式、通/断方式、中心抽头方式、半桥方式和全桥13方式、谐振方式。2）3．按控制方式分1）脉宽控制方式有它激式与自激式。2）磁放大器地混合控制方式有电压控制、电流控制及并联控制。3）脉宽控制与磁放大器地混合控制方式。4．按控制信号的隔离方式分1）采用光电耦合的隔离方式。2）采用变压器的隔离方式。3）电压/频率变换、频率/电压变换、用变压器隔离控制信号的方式。4）采用磁放大器的隔离方式。5．按过流保护方式分有输出电流检测方式与开关电流检测方式。以上这些方式的组合可构成多种方式的开关稳压电源，因此，设计时务必弄清各种方式的特性，进行有效的组合，设计出高质量的开关稳压电源。14一、RCC变换器的电路结构RCC变换器是RingingChokeConverter的简称,广泛应用50W以下的开关电源中,它不需要自励式振荡电路,结构简单,由输入电压与输出电流改变频率。RCC的基本电路如图2-1所示,电压和电流波形如图2-2所示。在VT导1通t期间变压器T蓄积能量,在下一此截止期间t变压器T蓄积的能量释on1off1放供给输出负载。图2-1RCC基本电路t结束时,变压器电压V波形自由振荡返回到0V,见图2-2（cofft1压通过基极绕组加到开关晶体管VT的基极,因此,晶体管VT触发导通，VT111一导通就进入开始下一个工作周期。输入电压V是输入交流电压经整流的直1流电压。t时的等效电路如图2-3（a）所示。晶体管VT导通,因此变压器T的on11初级线圈L两端加上输入电压V。1115图2-2电源和电流波形图2-3RCC的等效电路另一方面,在变压器次级侧C放电,供给输出电流I。这期间,输出二极20管VD中无电流,因此,变压器初级侧不产生相互作用。L中蓄积的能量为11LI1/2。21t时等效电路如图2-3（bofft时L中蓄积的能量通过变压器T的次级侧线圈L释放给次级侧。从t转on112on换到t瞬间，初级侧线圈的安匝相等原理仍成立，因此，若变off压器初级侧能量全部传递给次级侧，则：NINI（2–1）11p22p匝比N为：NNN（2–2）2116电感L与L之比是与绕组匝数平方成正比例，即：212NNLN（2–3）2212L1传递给次级侧能量就变为输出功率。图2-4示出次级侧电压与电流之间关系。图2-4次级侧电压与电流之间关系设变压器输出功率为P,则：2PVI2001PLIf（2–4）（2–5）22222pVVVV20F1式中，η为变压器的效率。但是，若变压器的初级侧能量不全部传递给次级侧，其一部分能量变为变压器的热耗。根据式，有：2PTI（2–6）（2–7）2Vt1p1onVTtN2onVt1onV2t2VtL1（2–8）1on1on2VITI201p17这些等式可改写为：2P1NI1p（2–9）2VV12LtIon（2–10）11pV1LI12T（2–11）1p2P2tT占空比D,它是RCC设计时决定电路特性的重要参数。开关晶体管VT的集电极电流I等于I,因此，根据式，1c11I（2–12）cD由图2-6所示波形可知，t时，VT的集电极与发射极间所加电压V为off1ce1VVV（2–13）2N11D图2-5晶体管电流和电压与D之间关系图2-6开关晶体管的发射极与集电极间电压Vce18图2-5示改变D时，I与VD较大时，I较小，但V较ccecce高，因此，务必选用高耐压晶体管。D较小时，V也较低，但I增大。另外，cec这与变压器设计以及输出二极管和输出电容的选用也有关系。输入最低时D选为0.3∽0.5进行参数设计是适宜的。二、简单的RCC方式开关稳压电源15V/3A的RCC电压检测电路、次级侧整流平滑电路组成。工作原理简要说明如下：主开关电路是保证输出电压稳定而通断的直流电路，他是开关稳压器的重要组成部分。对于RCC方式，开关晶体管的集电极电流峰值i是决定电源的输cp出功率之值，它由开关晶体管基极电流i与晶体管的蓄积时间t决定。基极Btsg驱动电路与电流波形如图2-6所示。图2-6开关晶体管的基极电流与集电极电流19（a）基极驱动电路（b）工作波形反馈线图NVT的基极电流按RC时间常数衰减。p111若C两端电压达到二极管VD的正向压降VR和VD流通。VT的13F131基极电流是这些电流的合成电流。的集电极电流I增加到基极电流i的h倍ih蓄积11cBFEBFE电荷t期间，I还继续增加，若增加接近峰值i时，的基极有反偏置电1tsgccp流，因此，截止。i大小与电阻R有关，R越小，就越大。若这样确i111cpcp定时，即输入电压升高时或输出电流下降时，有必要使基极电流不需要的R12-7VT，2对于输入电压与输出电流变动时，保持输出电压恒定。此电路中VT采用PNP型晶体2管，也有采用NPN型晶体管，但采用PNP型晶体管电路的过流保护电VD与C是供给控42制VT基极电流的光电耦合器的电2源。合器中LED光量增加，光电晶体管的集电极电流增大，导致VT的集电流与集电极电流220电极电流增大，形成使的基极i电流减小的负反馈闭环路。11B的基极电流i一旦减小，集电极峰值电流也减小，但同时t变短。iBcpon另外，t随着输入电压的升高与输出功率的减小而变短，因此，输入电on压最高，输出功率最小时t应最短。若输入电压升高，输出电流又下降，它on作为t最小值的输入电压与输出电流的界限时，就不能维持正常的振荡，产on生如图2-8所示的间歇振荡。这样，变压器就会发出振动声响。因此，必须有最小负载电流，若负载不能保证不开路时，可在输出端接入假负载电阻R。如图2-9所示，最小负载电流消耗在此电阻R中。图2-8间歇振荡实例图2-9防止间歇振荡的电路主开关电路中还有保护开关晶体管1VT21的基极。当输入电压较高时，基极电流与输入电压成比例增大，晶体管集电极电流峰值也成比例增大。因整流平滑后的直流电压变动范围为105-195V，195V时的集电极电流峰值时105时的2倍。这样，变压器变成饱和状态，或破坏的安全工作区，于是就需要加过流保护电路，防止集电极电流增大。121图2-10是几种过流保护实例。最常用的是图（a）所示电路，采用专用的过流保护晶体管。图（b）电路是用两个二极管替代晶体管电路。图（c）是基极VT电流控制晶体管兼有保护电路功能。2图2-10过电流保护电路实例此例中的过流保护电路如图2-11所示，当开关晶体管的1集电极电流增加时，若过流检测电阻R两端电压与的V之和VT1be接近VT的V与VD的正向压降22beV之和，则基极电流通过VT分2F流，从而减少基极电流，因此，1限制了的集电极电流，到达保1护目的。图2-11过电流保护电路及其工作波形22图2-12吸收电路及其工作波形吸收电路的等效电路与工作波形如图3-13所示，二极管VD导通期间，晶体管1的集电极与发射极的电压是输入电压VT1V和吸收电路中电容C充电电压V之SINSVD的电流i其峰值较大，1S如图中所示，但平均电流小，选用0.2A电流二极管即可，其耐压等于或大于VCBOd电路中idt二极管，图3-6中的VD选FR，与其并联1的电容改善了二极管噪声特性。图2-13输出整流波形及其工作波形23输出整流滤波电路是由整流二极管、电解电容和扼流圈组成。流经二极管的电流如图2-13所示，它与开关晶体管集电极电流相反，线性下降。有效电流为平均电流（输出电流）的1.4∽1.6倍。二极管上加的反向电压为输出电压的2∽3倍。此例中采用FD二极管。电压检测电路是LED光量随输出电压的微小变化，从而控制输出电压，使其稳定的电路。当输出电压为8V以下时，检测电路采用可变串联稳压器，V如图2-15(a)所示，输出电压。当输出电压为8V以上时，采用V0R11R26.2V稳压管和晶体管组合的电路，如图2-14（b）所示，输出电压RV1。10R2图2-14电压检测电路24一、开关电源设计步骤图3-1所示是RCC的设计程序，现按程序说明如下。图3-1RCC设计程序251．确定电源规格输入电压：DC36V±20%DC15V±1%输入电压变化范围：输出电压：输出电压变化范围：输出功率为；45W2．确定占空比D和频率f设D0.5T设最低振荡频率f25KHZ。低于25KHZ的频率即为音频域，回发出min刺耳的拨号音。而提供f就会增大开关损耗。minRCC在输出电流减小时频率会增高，以致达200KHZ以上。这样就会因不能配合开关晶体管的工作而致损耗增加。3.输入直流电压V的计算1V=28.8V～43.2V14．一次电流的峰值I、圈数比N和一次电感L的计算。1P1现以输出电压最低、输出电流I为过流保护设定点（I的120%）的情0101况进行计算。RCC在该点时I最大，f最小。设V=0.55V，V=0.35V，η1PfL=0.94，由V=15V得026V=V+V+V=15+0.55+0.35=15.9（V）20Lf变压器的输出功率P因15V输出电流是过流检测点，为3A×1.2，所以2P=15.9×3×1.2=57.24（W）22PT257.24228.80.94I1P8.46（A）2VTon1ON时T为：ON1TTon（μS）2f一次和二次（5V线圈）圈数比N为：VN2V1一次线圈电感L为：1VT28.820106L1on0.068（mH）1I8.461p5．磁芯的选用磁芯选用EEC28L（TDK）图3-2和图3-3是磁芯和绕线管的示意图。6．匝数N1、N2的确定二次线圈的匝数N为：2NIL(mH)N10121P7SB2m27S：磁芯有效截面积mm2NILB：最大磁通密度3000高斯m0.5528.460.06881.43000N101013.0114（匝）1PB1772Sm一次线圈的匝数N为：114NNN25.326（匝）210.5521图3-2磁芯示意图图3-3绕线管示意图有效截面积为81.4mm2表3-1磁芯尺寸（mm）28.5516.99.911.421.8表3-2饶线管尺寸（mm）20.912.322.4287.变压器的设计电流在输入电压V最低和输出电流IP102为：P=15.9×3=47.7(W)22PT247.72∴I7.05(A)2T0.9428.8on1PV1电流波形变化如图3-4所示I∴I有效值I2.88(A)1p61rms流入变压器15V线圈的电流I的峰值I22p可按下式从输出电流I求出图3-4通过线圈的电流计算02I23I2p(A)00.5有效值为：II4.9(A)2P62rms变压器需要有供给晶体管VT的基极1电流I的基极线圈，因此要算出该线圈的B匝数N如图3-5，即使输入电压V1最低时，B基极电路电压V也需5.5V，因此N为：BB图3-5基极线圈的设计29VN5.526N4.965(匝)B1V28.8B1设h，则晶体管VT1基极电流I为：feB7.0515IIB0.47(A)1PhfeI∴I有效值I0.33(A)B2Bbrms下面谈谈确定线圈用导线（漆包线）的线径问题。缩小导线线经无疑可嵌入绕组节距，但因线圈电阻部分发热过大，可能不合适。因此，作为确定导线线经的指标，就要考虑导线的电流密度I。dI＝导线的单位截面流过的电流（A/mm）=I/S2dI：电流S：截面积然而，确定I不是容易的。变压器的温度容许度数取决于磁芯的温度特d性和所用绝缘材料（绕线管和磁带等）的最高使用温度。变压器的环境温度是气温加内部上升温度，而内部上升温度难以确切估关系就更难成立。其中采用自然冷却还是风扇冷却就有很大差异。因困难很大，所以要使用以往的经验值。自然冷却时I以1.54A/mm2为宜，风扇冷却以3～6A/mm为宜。2d变压器小时，最好选较大值，变压器大时则要选较小值。确定最佳磁芯和线圈时，只能通过实际工作测定变压器的温度。这里按I=4A进行设计d30以下谈谈确定线圈的导线尺寸（导线线经）问题2.884I计算一次线圈所需截面积S0.72mm21rmsId导线便览里截面积比S大的最细导线为0.7mm，截面积为0.3848mm2，一级漆包线的外径为0.776mm3-1所示。同理，二次线圈采用三根并联。表3-1线圈设计结果I/A层数初级线圈剩余注：1.使用一级漆包线。2．一、二次线圈使用1根要加粗，故分别用2根、三根并联。3.基极线圈的尺寸于一次同，减少了导线种类。按所使用的磁性和饶线管计算线圈的绕组节距，由图3-6可知高度为22.4mm、厚度为4.59mm。线圈的饶法会影响漏感（漏磁通）的变化，因此要使一次、二次线圈的磁性耦合好。在安全上，确保一次、二次线圈的绝缘很重要，各国安全标准对绝缘材料和绝缘距离也都有详细规定。这里采用将一次线圈和线圈交替重叠卷绕法以达到良好的磁性耦合。为符合UL（美国）CSA（加拿大）标准，要31在绕线管两端装上2mm的绝缘带，以取沿面放电的最短距离。因此，实际绕组节距的高度是22.4-2=20mm。在一次、二次间装入3层绝缘胶带，并规定一次和二次间的耐压为1250V。现计算绕组节距高20mm时，各线圈层数。设线圈外形为r，则一次线圈绕一层的匝数为：11（匝）r所以层数是：图3-6绕组节距N11.052(层)24.7因此，一次线圈为2层。因线圈第二层线圈减少，所以将基极线圈加入该层空余部分。同理，二次线圈层数为一层。最后，要检验线圈的厚度是否达到绕组节具的厚度。线圈的厚度d为：＝rlr：电线径l：层数dt：绝缘胶带的厚度考虑到空余，将其按1.2倍处理。如果不考虑该空余率，线圈即使绕好也会产生跟磁芯不符的问题，设绝缘胶带的厚度为0.05mm，总15张从表2-1可得：d=（0.776×2+0.776+0.05×15）×1.2=3.52〈4.45结果跟磁芯相符。此时如果跟磁芯不符，就要把磁芯改大再计算。如显得过紧时，也可考虑稍增大电流密度的方法。反之，在空余过大时，会造成磁芯过大，因而要减磁芯尺寸后再进行计算。32图3-7所示为上述变压器的设计程序。图3-7变压器的设计程序8.开关晶体管VT的选用1设计晶体管之前的变压器时，要检查一下已计算的参数的情况，并按4项设定的输入电压V15出电流为过流设定点输出电流最大的调节进行1计算。因圈数比为：NN0.55212N所以可分别得：2P121NI1P（A）2VV21330.068103LTI8.46on19.9(µs)128.81PV1LI0.068108.460.9432T39.9(µs)11p2P257..242因此：11f25.1（KHZ）39.96T19.9Ton0.49T39.9ILmh8.460.068B10102718(高斯)1p177SmmN81.426m21就输入电压VI最大的情况加以计算.这时可由3项得V101＝43.2V。P为：2PVI15.9347.7（W）2202P121NI1p（A）2VV21IL5.870.068103Ton9.24（µs）1P1V43.210.068105.870.942LI3T23（µs）11P2P247.72因此：3419.24TTf43.3KHZ0.4T晶体管VT的电压V实际波形如图3-8所示。从T转换到T时，由于1ceonoff变压器的漏磁通，致使一部分电量没有从一次线圈传输到二次线圈，V就是r由这种电量导致的一种波形。因漏电感得计算有困难，故这里按下式进行设计。VVV1.522N1rNV因28.8V，所以确定2NVV0.514.4V2rN图3-9复位电路和浪涌图3-8晶体管的V电压保护电路ce图3-9所示是一次线圈的复位电路和减振电路。在该设计例中设复位电路中得R为33K，不过要边观察工作时的V波形而定，使V保持2cer14.4V左右。V表示由一次电路的电感成分产生的浪涌电压。晶体管的两端1s35装有C、R，以控制峰值。该C、R值可参考设计例采用尝试法确定。VT的集电极电压的最高值是：1VVVVV28.814.443.296.4（V）2Nr1s1max集电极电流的峰值II（A）cp1p∴决定选用2SC519A型晶体管表2-3晶体管的特性2SC519A参数单位TJVICICP直流电流放大系数集电极、发射极饱和电压基极饱和电压热电阻hFE0QCWictsµsµstr下降时间tf36下面计算晶体管的损耗：晶体管VT的电流波形从OFF转移到ON3-101电流通过缓冲器的电容器。该电流的峰值会按电容值变化，这里设定为Icp。扩大这时的V和I，即呈图3-11（a）的状态。而从ON到OFF转移2ceC时，即呈图（b）的状态。设tr＝tf0.3s，则ON时的损耗P和OFF时的损耗rP可分别按下式计算。f图3-10晶体管的电流的电流、电流1I18.46ston时的损耗PV43.21.3（W）5.9（W）cpr62T6223sr1max1t1soff时的损耗PVI96.48.46f6T623sfcepcp设VT的饱和电压V1.5V,则：CE(sat）111T时损耗PIVD8.461.50.4（W）22on∴VT的损耗PPPP1.35.92.549.74（W）1qrfon9．输出二极管VD的选定137通过二极的电流波形如同图3-4的IT时反向漏off2电流通过的问题。因T时的反向电压V为：offdrVVVNdr01112所以其最大值VVVN1543.20.55238.38（V）drmax01按该电压可使用肖特基势垒二极管，选择F107为确定散热片的大小，要计算二极管的损耗，正向电流通过时的损耗Pf为：PIV11110.4W22f2pf根据管壳和散热器间的热电阻R和PJCf∴R3.32.0086.890CJC设T为100C，在环境温度为60C，所需散热器热电阻为：00JmaxTTT1006.8960CRa15.9JmaxJCWP2.008faf10.确定输出电容C6通过电容C的纹波电流III，6c220如图3-12，有效值I在输入电压最低，图3-12输出电容的纹波电流c2rm输出电压最大时最大。12ToffTTon3TII2III2I2c2rm2p2P000381211=0.51233322232=4.9（A）作为15V输出电容C选纹波电流大于4.9A的电容，可以几个电容并联。6仅此，输出纹波电压就很大，所以如电路图的输出上装有LC滤波器，使其衰减。L确定为数50H,C确定为上述所选容量的1/4左右。11.复位电路和吸收电路参数确定图3-12中电路是通过R把磁能作为3热能进行消耗的电路，ONT里1的磁通E为：1V2T2E图3-12复位电路1on2L11VT2设R的电压为V，则R消耗热能E为：E333322R3∵E=E12R∴VTV32LT31on1加在VT上的峰值电压V为：1dspRVVVVVT32LTdsp1max31max1maxonmin1=V1T32LT1max139V2LT∴R2113VT21max式中T是V时的值，T9.24sonmin1maxonmin因为V为400V，那么按80%使用率为320VDSP236∴R212.6K43.239.2462时间常数RC要绝对比周期T大，约为10倍左右33T40106C10100.15（µF）2.61033R3VT的漏极电流I为：ds1VIIN30.5521.66（A）ds2.23dsp0V1max输出变压器一次线圈的等效负载电阻为：43.21.66V1maxIR26（Ω）负ds设变压器漏电感LL5%3.4（µH）漏1L3.41061.3漏Rt260.1106负3由知4.2∴RR110（Ω）1负4LC740（pF）漏1RR21负404-1保护电路一、过电压保护电路过电压发生大多认为时检测线路断开或者控制电路损坏。过电压发生时5V的开关电源大部分都设有较好的过电压保护电路，过电压发生时一般是使振荡电路停振。因此，若过电压保护电路动作后再启动电路工作时，必须使输入断开。一般方式是采用稳压二极管，需要注意其工作点是随流经稳压管电流与温度而变，因此，设计上必须选用稳定电压的温飘非常小的稳压管。过电压保护电路实例如图4-1所示，在图4-1（）所示电路中PC采用，当输出电压为5V时，VD选HZ5C3，R选15Ω；输出电压为12V时，选用Z1ZHZ13B3，选56Ω；输出电压为24V时，选用HZ27-05,选R1R1Z100Ω4-1（b5V时选用HZ6B-1L,RZ1选15Ω；输出电压为12V时，选用HZ12C-2L,选56Ω；输出电压为RZ124V时，选用HZ27L/S,选100Ω。RZ1图4-1过电压保护电路实例41开关电源效率降低的主要原因如下：1）开关晶体管驱动方法不佳，如过激励，激励不足以及反偏置电流不足等。2）变压器设计不佳，如变压器饱和，变压器漏感大，绕组与铁芯的选用不适宜等。3）电压吸收电路参数不适当。4）整流器特性不佳，如整流器压降大，反向恢复时间长等。5）扼流线圈的电感不合适，线圈与铁芯损耗大等。6）辅助电路的功耗大，假负载电流过大，控制电路产生异常振荡等。诸多原因中最主要的是开关晶体管的损耗与整流二极管的损耗。整流二极管的损耗是由使用的二极管特性决定，要采用正向压降低，反向恢复时间短的二极管。为了降低二极管正向压降，尽可能地留有电流余裕量，降额使用。反向恢复时间短的一般采用肖特基二极管，开关频率可到几百，但肖特基二极管的反向耐压较低，一般只有40∽60V。需要耐压高的二极管时，可采用PN结速复二极管，但这种二极管的恢复时间为100ns以上，如果工作频率超过50KHZ以上时，损耗大不能采用这种二极管。目前已有反向恢复时间为60ns以下的高耐压恢复二极管，以及反向耐压为200V的肖特基二极管，可在几百KHZ工作频率电路中使用。变压器与扼流线圈如果设计适宜对效率没有多大影响，主要时假负载电阻，变压器与扼流线圈的发热而影响效率。下面介绍如何改善开关晶体管驱动方法而提高开关电源效率。42开关晶体管的损耗与其基极驱动条件有很大关系，基极理想驱动波形如图4-2所示。脉冲上升时的峰值电流IBP通瞬间晶体管上加有较高电压，如图4-3所示，其电压下降到正常饱和电压V时需要时间，则晶体管功耗增加，因此，要防止开通瞬间的高电压产CESAT生。在开关晶体管特性表中一般不给出，必须实际测量而获得这种特性。晶体管到完全导通时的延迟时间随晶体管而有较大不同，即使上升时间t短的晶体管，其中也有很多有较长的延迟时间，为t的5∽10倍。对于rr图4-2基极理想驱动波形图4-3晶体管的开通特性这样的晶体管的大多数，即使在基极电压上升时提高瞬态电压，基极电流上升仍有延迟，如图4-3所示。图4-2中I是为了使晶体管继续导通的电流，1这电流大时，发射极集电极饱和电压要下降。然而，I过大，晶体管的截止143特性就变坏。I的最佳值一般为I的1/5，其值随晶体管不同而异。图4-21C理想情况是基极电流也随集电极电流也随集电极电流成正比例变化。一、浪涌的产生众所周知，作为开关的主元件有寄生电感与电容，图4-4所示电路中寄生电容CLPP容与电感的作用，开关元件通断工作时，会产生较大的电压浪涌与电流浪涌。图4-5开关断开时产生图4-4开关元件或二极管中电压浪涌的说明的寄生电感与电容（）开关；（b）二极管1.开关断开时电压浪涌在图4-5所示开关断开时电路中,开关接通时,通态电流I流经开关,同ON44时也流经寄生电感.寄生电感L中蓄积能量为P1WLI（4–1）22LP开关断开时,这能量对寄生电容C充电,开关上产生较大的高频电压振P动,即电压浪涌.图4-5(b)是说明开关断开时产生电压浪涌机理的等效电路.在等效电路中电阻R是表示开关断开的电阻,电压源V表示断开时,加tOFFOFF在开关两端电压。实际上开关断开时电阻R是变化的，从最小电阻，即通态电阻，变到tOFF最大电阻，即开路电阻，但只是简单说明其原理，因此，认为R为常数。tOFF另外，电路的寄生电阻也包含在R中。由这电路得到微分方程式为tOFFdiL＋v＝VLdtPcOFF（4–2）（4–3）dvviC＋ccdRLPttOFF初始条件设为i(0)IL）＝0c求得加在开关两端电压为vVesinwt－）＋V（4–4）（4–5）－tcAVV/w)(2RIV)222OFFtAOFFONOFF式中，VtanOFF/w)(2RIV)1tOFFONOFF4512RCtOFFP而但（4–6）（4–7）2LP2R1w1PLCPtOFFPLC2RPP由于开关断开时电阻R较大，很多情况下(4-7)式的条件都能满足。tOFF（7-4）式所示的开关电压波形计算实例如图4-11所示。计算所用的参数为V150V,I2A,C1200PF,LH,R300ONPPtOFF由图4-6可知，由于寄生电感与寄生电容作用，在开关上呈现高频振荡电压，这电压称为电压浪涌。电压浪涌的峰值求得如下：（/w）1Ve（w/）＋VV（4–8）A1（/）P2OFF图4-6开关断开时电压波形图4-7峰值电压与电路中参数之间关系46图4-6中峰值电压V达到288V，它约为稳定时开关断开电压的2倍。开P关断开前流经开关的电流I7-5）式所示的V7-8）式ONA可知，峰值电压较高。根据（2-6）式，求得1＝2R（4–9）w/L/CP21tOFFPV150V,I2A时R作为参数，L/C从0变到2R，ONtOFFPPtOFF采用（2-92-5）式和（7－8）式计算峰值电压V的结果如图4-12所P示，由图可知，电阻R较大时，峰值电压较高。高速开关情况下，开关断tOFF4-12可知，RtOFF达到某一峰值以上时，峰值电压随着L/C增大而增高。PP因此，开关断开以前的电流与寄生电感较大，寄生电容较小。高速开关2-1）式所表示得电感中蓄积得能量在变换器内部消耗掉。每当开关工作时这能量就消耗掉，平均功率损耗与开关工作频率成比例增加，这也是开关损耗得一种。2.开关接通时电流浪涌开关接通时电路如图4-13所示，开关断开时加在开关两端电压为V，OFF开关寄生电容中蓄积能量为1WCV（4–10）22CP若开关接通，寄生电容通过开关放电，则在开关流经较大电流浪涌。图474-8（bI在开关接通时流经开关ON电流为恒定值。开关断开时，假定寄生电感中电流迅速达到电流I。图4-8ON（b）中电阻R表示开关接通时开关电阻。其大小受开关驱动电流或电压支tON根据图4-8（b）所示等效电路，得到微分方程式为dvvICON＋（4–11）（4–12）ccdtRPtON若设初始值为）＝VcOFF求得开关两端电压为v＝VeIRONt（RtONC）（4–13）（4–14）cOFFtON因此，流经开关电流为i＝V/RetONIPt/RCtONsOFFON图4-8开关接通时产生电流浪涌（a）开关接通时电路（b）开关接通时等效电路图4-9开关接通时电流波形487-144-9R30，tON其它参数与开关断开时相同。很明显，开关接通时流经开关电流有较大电流浪涌。由（2-14）式可知，开关断开时电压VR较OFFtON小时，峰值电流较大。对于高速开关，开关接通时电阻迅速变小，其结果在开关中流经较大电流浪涌。开关接通时蓄积在（7-10）式所示得寄生电容中得能量消耗在开关元件得内部。每当开关工作时也消耗这能量，平均功率损耗与频率成正比例，这也是开关损耗得一种。3.二极管反向恢复时产生的电压浪涌二极管正向偏置变为反向偏置时，由于有积蓄电荷，因此有反向电流流通。反向恢复状态得等效电路如图4-10于恒定电流I流经D二极管得导通状态，图4-10二极管反向恢复时浪涌产生机理（ab）蓄积能量时等效电路当开关断开时，反向电压V加到二极管上，由R（c）方向阻断时等效电路于串联寄生电感作用，二极管电流不能瞬时变为零，继续导通，等效电路如图4-10（b）所示。反向V加到寄生电感上，寄生电感中电流为：RViIt（4–15）RPLLD49采用（2-15）式计算得二极管电流波形，但电流方向为二极管的正方向，其电流迅速减小降为零。由于二极管蓄积电荷，二极管的电流即使降为零，不能进入阻断反向电流的状态，仍为导通状态，流经反向电流。若由于这反向电流作用，二极管中蓄积能量全部扫出，就形成耗尽层，变为阻断反向电流的状态，这时二极管中反向电流为I，则寄生电感L，蓄积能量为RRP1WLI（4–16）22LP若二极管变为阻断反向电流的状态，寄生电感中蓄积能量对二极管的耗尽层电容充电，等效电路如图4-10（c）所示。图中，C表示二极管耗尽层P等寄生电容，R表示扫出蓄积电荷状态的二极管等效电阻。这电阻也从较OFF小值（二极管导通时电阻）到较大值（二极管截止时电阻）变化，但这里假R4-5OFF（avc与电流i分别为：Lv＝Vesin（wt－）＋VtcARiV/Resin（wt－）＋V/R（4–17）tLAdOFFRdOFFesin（wt－）＋wtecos（wt－）tCVCVPPAAVV(/w)2R2IV）22ARdOFFRRR式中，（4–18）VtanR1/)2RIV）dOFFRRR5012RCdOFFP（4–19）2LP2R1＝1PLCPOFFP采用（2-17）式∽(2-19)式计算的二极管电流与电压波形。电流与电压方向为二极管的正方向。另外，计算中所用的参数为：V24V,I10A,I2A,C2400PF,L0.2H,RDRRPPR100。dOFF由于寄生电感L与电容CPP压浪涌。对于所示波形，峰值电压达到50V，它是常态电压的2倍。二极管的反向电流较大，寄生电感较大，而寄生电容较小时，电压浪涌峰值变大。反2-16）式所示寄生电感中能量在二极管截止期间消耗在电路内部的寄生电阻上，功率损耗也与开关频率成比例增加。二极管由反向偏置变为正向尽层的电容放电，由于耗尽层电容放电，二极管加正向电压，则变为导通状态。因此，二极管导通时，就不会有像开关接通时那样的电流浪涌。二、吸收电路由上所述，开关通断与二极管反向恢复时要产生较大电流浪涌与电压浪涌。由于开关元件与其寄生电容一体化，从外部看不见图4-14所示那样的开关接通的电流浪涌。抑制开关接通的电流浪涌的最有效方法是采用零电压开关电路。另一方面，开关断开的电压浪涌与二极管反向恢复的电压浪涌常损坏半导体元件，也是产生噪声的原因。为此，开关断开时要采用吸收电路。二极管反向恢复时电压浪涌产生机理与开关断开时相同，因此，这种吸收电51路也使用于二极管。本节介绍RC、RCD、LC吸收电路实例，这些吸收电路的基本工作原理就是在开关断开时为开关提供旁路，吸收蓄积在寄生电感中的能量，使开关电压被箝位，从而抑制浪涌。1.RC吸收电路图4-12RCD吸收电路图4-11RC吸收电路RC吸收电路如图4-11所示，它是电阻R与电容C串联，并与开关并联SS连接的结构。若开关断开，蓄积在寄生电感中能量对开关的的寄生电容充电的同时，通过吸收电阻对吸收电容充电。由于吸收电阻作用，阻抗变大，那么，吸收电容也也等效地增加了开关的并联电容容量，为此，抑制开关断开的电压浪涌。开关接通时，吸收电容通过开关放电，其放电电流被吸收电阻所限制。2.RCD吸收电路RCD吸收电路如图4-12所示，它由电阻R、电容C、和二极管VD构SSS成。电阻R也可以与二极管VD并联连接。若开关断开，蓄积在寄生电感中SS52能量通过开关的寄生电容充电，开关电压上升。其电压上升到吸收电容的电1V左右。寄生电感中蓄积的能量也对吸收电容充电。开关接通期间，吸收电容通过电阻放电。采用RC、RCD吸收电路也可以对变压器消磁，这时就不必另设变压器绕组与二极管组成的去磁电路。变压器的励磁能量都在吸收电阻中消耗掉。RC与RCD吸收电路不仅消耗变压器漏感中蓄积的能量，而且也消耗变压器励磁能量，因此降低了变换器的变换效率。RCD吸收电路是通过二极管对开关电压箝位，效果比RC好，它也可以采用较大电阻，能量损耗也比RC小。3.LC吸收电路LC吸收电路如图4-13所示，它由L、CVD和VD构成。若开关断S1SSS2VD经电容C放电，吸收电容S1SC电压反向，变压器由电容电压消磁。这期间，输入电压与吸电容电压加到S开关上。若开关接通，C与L振荡，吸收电容电压的极性再次反向。LC吸SS收电路不消耗能量。图4-13LC吸收电路534.开关吸收电路开关吸收电如图4-14所示，它是电容C与开关S所构成，并与变换器SS的主开关并联连接。吸收电路开关与主开关交互通断工作。若主开关断开，图4-14开关吸收电路蓄积在寄生电感中能量通过吸收开关内二极管对吸收电容充电。其电流变为零后，反方向通过吸收开关继续流通，电容中充电能量回授到输入电源。主开关电压被吸收电容的电压箝位。如果提供停滞时间，使两开关同时断开，也可以为零电压开关，抑制接通时电流浪涌。这时吸收电路原理上无损耗。变压器去磁也由开关吸收电路进行。5.有源吸收电路有源吸收电路作为DC/DC变换器的吸收电路，它把蓄积在寄生电感中能量回4-20所示。若主开关断开蓄积在寄生电感中能量通过吸收二极管VD对电容C充SS电，其能量由有源吸收电路的电容回授到输入电源侧。主开关电压被有源吸收电路的电容C的电压所箝位，这时变压器去磁也由有源吸收电路进行。S54此例中，由变压器寄生电感、主开关、二极管VD、电容C构成升压型SS变换器，有源吸收电路成为变换器的负载，而输入电源成为这有源吸收电路的负载。图4-15有源吸收电路一、噪声源产生噪声源有很多，这里介绍以下几种。1．开关晶体管开关工作产生的噪声开关晶体管中流经较大脉冲电流，正反激励变换器与直流重叠型回扫变换器的输出几乎都是矩形波，其中含有多种高次谐波。开关接通时由于变压另外，开关断开时变压器漏感也产生浪涌电压，这些都是噪声源。2．二极管的恢复特性产生的噪声用PN能马上消失。由于载流子蓄积效应，二极管流经反向电流。这段时间称为反向恢复时间。这时由于较大反向电压增加，产生较大损耗。55d若反向电流恢复时的电流上升率较大时，由于电感作用要产生较大尖峰idtd电压。这就是恢复噪声。较大时称为硬恢复。恢复特性也随温度变化。idt肖特基二极管原理上没有载流子蓄积效应，恢复噪声非常小。3．变压器产生噪声流经变压器绕组的电流形成磁通，其中大部分通过导磁率高的磁芯，但少部分通过绕组与间隙辐射出去，即为漏磁通，这漏磁通在回路中要形成电磁感应噪声。4．电容产生噪声对于交流输入的开关电源在输入侧接有整流与平滑回路，这就是电容输入型回路，这回路有导通角较小的充电电流流通，这电流变化要产生噪声。另外，电容的等效串联电感影响也较大。二、噪声抑制方法1．抑制噪声发生源的电平噪声的产生是电压与电流急剧变化的部分，即开关晶体管和输出整流二d。vdt如果采用开关速度不太快的开关以及软恢复特性的二极管可以改善波形。吸GaAs电流非常小，不会产生浪涌电压，可以防止噪声的发生。正向激励变换器的电解电容并联使用时，各电容要难以进入纹波电流那样连接，也要考虑降低电容自身阻抗。2．采用吸收电路抑制噪声3．不传播噪声根据噪声传播机理尽可能接近噪声源采取措施。虽然来自元件的噪声很56多，如果这些噪声不传播出去就不会带来影响。也就是说，假定电源装置是个黑匣子，从外部看没有噪声，虽能阻止噪声发生源，但带来发热等影响，这就需要从噪声发生源与传播路径双方来考虑对策。这对策有采用滤波器、屏蔽与接地方式等4．滤波器采用LC滤波器可以衰减传导噪4-21所示的滤波基本电路中，若电源输入阻抗为ZS抗为Z,按Z，Z大小噪声滤波器分LSLZS的高频阻抗或减小ZL铁养体磁芯上绕有匝比为11线圈的变压器与电源串联连接。这种变压器称为均衡变压器。如图4-27所示。对于常态信号，而线圈极性相互图4-16滤波器的基本电路抵消为短路状态，而对其共模信号每个线圈表现为电感工作状态。雷击等自然产生噪声，以及开关通断工作产生的人为噪声等窜入到AC电源侧，可能使开关电源误动作，另外，开关电源内部产生的噪声有可能窜到输入侧，为此，在输入端接入电源滤波器，如图4-22所示。电路中C称作电源跨接电X容，即X电容器，它虑除常态噪声。C称作电源旁路电容，即Y电容器，Y与共模扼流圈一起虑除共模噪声。组件电源都含有这种路。57图4-17一般的输入滤波电路C电容选用0.1∽0.47F，C电容选用1000∽4700,共模扼流XY圈的电感选为2mH左右。对电感有要求时可采用两级滤波器。构成电源滤波器的L和C元件都不是理想元件，频率特别高时，其特性发生变化，这里必须注意的是与共模扼流圈并联的电容的容量。例如，扼流11.6,圈电感为1mH10,谐振频率为f2超过这频率时电感量急剧减小。为减少线间电容采用线圈分别绕制的共模扼流圈，如图4-23和图4-24所示。YN，G间的漏电流。若Y电容为C，输入电压为V，则漏电流表示为inIfCVLin4-5功率FET有很多优点，适用于作为高速开关元件。1）驱动功率小，驱动电路简单。2）开关速度快，而且不需要加反向偏置。3）不会因电流集中产生二次损坏。584）可简单并联工作。5）可简单控制开关速度。6）开关速度受稳定影响非常小。功率MOSFET应用开关电源时，应注意以下几个问题：1）栅极电路的阻抗非常高，易受静电损坏。2）直流输入阻抗高，但输入容量大，高频时输入阻抗低，因此，需要降低驱动电路阻抗。3）并联工作时容易产生高频振荡。4）导通时电流冲击大，易产生过流。5）很多情况下，不能原封不动地用于双极型晶体管地自激振荡电路。6）二极管地反向恢复时间慢，很多情况下与FET开关速度不平衡。7）开关速度快而产生噪声，容易使驱动电路误动作。特别使开关方式为桥接电路，栅极电路地电源为浮置时，易发生这种故障。8）漏栅间电容极大，漏极电压变化容易影响输入。9）加有负反馈，热稳定性也比双极型晶体管好，但用于电流值较小情况下不能获得这种效果。10dv/dt受到损坏，从而FET也先受到损坏。理想的MOSFETMOSFET固有的和自身电容组合在一起，以致于这些电容的充放电速度就决定了实际的开关速度。电容的充放电特性与所使用的栅极驱动电路有关，所以，必须细心地设计驱动电路。595-1二极管在开关电源中，所需的整流二极管必须具有正向压降低、快速恢复的特1）23）肖特基势垒整流二极管。快速恢复和超快恢复二极管具有适中的和较高的正向压降，其范围是从0.8V~1.2V。这两种整流管还具有较高的截止电压参数。因此，它们特别适合于在输出小功率，电压在12V左右的辅助电源电路中使用。IFI10%tttII100%RM(c)(a)I(b)RM(a)整流二极管在特定斜率di/dt条件下,从正向导通到反向截止时期波形;(c)软恢复二极管的反向恢复部分(b)快速恢复型整流二极管的反向恢复部分;图5-1快速恢复型与软恢复型二极管的特性比较由于现代的开关电源工作频率都在20kHz快速恢复二极管和超快速恢复二极管的反向恢复时间减小到了毫微秒级。因此，大大提高了电源的效率。据经验，在选择快速恢复二极管时，其反向恢60复时间至少应该比开关晶体管的上升时间低三倍。这两种整流二极管还减少了开关电压尖峰，而这种尖峰直接影响输出直流电压的纹波。虽然称为软恢tIrrRM也较大。因而使得开关损耗增大。图5-1说明的是快速恢复型与软恢复型二a）中圆圈部分是反向恢复部分。由图可见，两类不同的整流管的t与I数值有明显的区别。快速恢复整流二极管和超快恢复整流二rrRM极管在开关电源中作为整流器使用时，是否需要散热器，要根据电路的最大功率来决定。一般情况下，这些二极管在制造时允许的结温在175C。生产o厂家对产品都有技术说明，提供给设计者去计算最大的输出工作电流、电压、及外壳温度等。0.4V左右。由此，使得肖特基整流二极管特别适用于5V左右的低电压输出电路中。因为，在一般情况下，低电压输出所驱动的负载电流都较大。而且，随着结温的增加，其正向压降更低。肖特基整流二极管的反向恢复时间是可以忽略不计的，因为，此器件是多数载流子半导体器件，在器件的开关过程中，没有清除少数载流子存储电荷的问题。肖特基整流二极管存储电荷的问题。肖特基整流二极管存在两大缺点：其一，反向截止电压的承受能力较低，目前的产品大约为100V。其二，反向漏电流较大，使得器件比其他类型的整流器件更容易受热击穿。当然，这些缺点也可以通过增加瞬时过电压保护电路及适当控制结温来克服。6152一、主变压器1、设计要求变压器初次级绕组的耦合要好，否则，漏磁通增多，漏感增大，这样在开关晶体管导通期间漏感蓄积能量，在开关晶体管截止期间漏感中蓄积能量释放出，从而在绕组间产生很高电压。此电压损坏开关晶体管，加长开关时间而增大损耗，并增大了噪声。蓄积能量较多时，释放期间可能产生振荡，影响电源正常的开关工作。图5-2示出耦合程度好坏时开关波形。图5-2耦合程度好坏时开关特性否则，变压器初级绕组的电感变为零，励磁电流急剧增大，就会产生过大的输入电流，损坏开关晶体管。所以开关电源中主要变压器的设计制作时应要求：（1（2）使用的磁芯的最大磁通密度B应当大，这就意味着，输出相同功率max62时可采用较小体积的磁芯；（3）开关电源的工作频率一般为20-50KHz，也有100-500KHz，因此，要求使用的磁芯高频时铁损应很小，防止变压器温度很高；（4B-H芯的B随温升而降低；max（5）绕组的铜损应小，防止变压器的温升；（6）绕组间的耦合应良好。2、变压器的等效电路R1++--图5-3理想变压器的等效电路图5-3LR为铁损换1C算的电阻，R为初级绕组的电阻，R为次级绕组的电阻，L为初级绕组的12L1漏感，L为次级绕组的漏感，C为初级绕组端子间分布电容，C为次级绕L212CL和12L1L耦合度好就可以减少漏磁通，也就