北邮通信原理课件A-7数字调制

北邮通信原理课件A-7数字调制第一页，共127页。引言数字调制——用数字基带信号控制载波，变换成数字带通信号（已调信号）的过程带通传输=频带传输=载波传输数字调制系统要解决的问题调制解调方法抗噪性能分析数字调制技术利用模拟调制方法实现数字式调制利用数字信号取值离散的特点通过开关键控载波二进制调制与多进制调制第二页，共127页。7.1 二进制数字调制原理一、二进制振幅键控2ASK（OOK通断键控）二、二进制移频键控2FSK三、二进制绝对调相2PSK四、二进制相对调相2DPSK“1”“1”“0”TTT“1”“1”“0”第三页，共127页。一、二进制振幅键控2ASK（OOK通断键控）1.调制s(t)eo(t)s(t)开关电路载波eo(t)K10载波信号2ASK信号

s(t)1011

T

b00cosωct1ttt二进制单极不归零第四页，共127页。二进制振幅键控2ASK(续)2.解调——以A/2判决cosωct2ASKBPF定时脉冲)LPF全波/半波整流器取样判决s(t包络检波2ASKBPF定时脉冲)LPF取样判决s(t相干解调第五页，共127页。二进制振幅键控2ASK(续)2ASKy(t)r(t)cp(t)S(t)001002ASKBPF定时脉冲LPF全波

/

半波整流器取样判决s(t)y(t)r(t)A/2判决第六页，共127页。二进制振幅键控2ASK(续)cosωct2ASKBPF定时脉冲)LPF取样判决s(tr(t)第七页，共127页。二进制振幅键控2ASK(续)3.功率谱ccosωts(t)eo(t)eo(t)=s(t)cosωcts(t)是单极不归零码序列，0/1等概，则2ASK有无限带宽。取第一对过零点间的带宽为传输带宽，称谱零点带宽，又称主瓣带宽B=2fB。2ASK信号带宽是基带信号带宽的两倍，且有载频分量41S

fc

)

PS(f

fc

)]PE

(

f)

[P(

f二进制单极不归零第八页，共127页。二进制振幅键控2ASK(续)谱零点带宽-fB0fBB-fc 0fcBB=2fB=2RB功率谱举例单极不归零信号ps(f)2ASK信号Pe(f)第九页，共127页。二进制振幅键控2ASK(续)4.应用少（因为依赖振幅识别，受噪声干扰大）第十页，共127页。[例]已知某OOK系统的传码率为103B,所用的载波信号为Acos(4π×103t)。（1）设传送数字信息为011001，画出相应的2ASK信号波形。（2）求2ASK信号的带宽。二进制振幅键控2ASK(续)第十一页，共127页。(2)二进制振幅键控信号的带宽B2ASK是基带信号波形带宽的两倍B

2RB

210

2000Hz32103=2个载波波形103解：(1)BR

103Bc每个码元内有

4

103c

2fc

4

103f

2

103

Hz二进制振幅键控2ASK(续)第十二页，共127页。二、二进制移频键控2FSKs(t)开关电路1.调制载波f1eo(t)K10载波f2模拟调频器10模拟调频法产生的2FSK信号相位连续键控法产生的2FSK信号相位不一定连续第十三页，共127页。二进制移频键控2FSK（续）s1(t)=s(t)ts2(t)=s(t)ttcosw1ttcosw2tte1(t)te2(t)t2FSKak1 0 1 1 0 0 1

cosω1ts1(t)s(t)cosω2te0

(t)

s1(t)cos1t

s2

(t)

cos2ts2(t)非eo(t)∑e1(t)e2(t)第十四页，共127页。二进制移频键控2FSK(续)2.

解调——包络检波2FSKBPF

f1定时s(t)LPF全波/半波整流器取样判决BPFf2LPF全波/半波整流器s2(t)s1(t)包络检波s1(t)>s2(t)，判为

f1；s1(t)<s2(t)，判为

f2。第十五页，共127页。二进制移频键控2FSK(续)2.

解调——相干解调定时s(t)LPF取样判决LPFs2(t)s1(t)1cosω

tBPF

f12FSKBPF

f2cosω2t相干解调s1(t)>

s2(t)，判为f1；s1(t)<s2(t)，判为

f2。第十六页，共127页。二进制移频键控2FSK(续)s1(t)>

s2(t)，判为f1；s1(t)

<

s2(t)，判为

f2。1 1 0 0 1 0 0 0 1 0 12FSKs1(t)s2(t)1 10 01 0 0 01 010噪声第十七页，共127页。二进制移频键控2FSK(续)2.解调——过零检测2FSKs(t)LPF脉冲展宽定时脉冲过零检测放大限幅微分器整流器baedc取样判决

gf>A/2，判为

f2；

<A/2，判为f1。第十八页，共127页。二进制移频键控2FSK(续)abcdef2FSK定时脉冲s(t)LPF脉冲展宽过零检测放大限幅微分器整流器baedc取样判决 gf>A/2，判为f2<A/2，判为

f1第十九页，共127页。二进制移频键控2FSK(续)3.功率谱2FSK信号可以看作是两个2ASK信号的叠加。cosω1ts1(t)s(t)s2(t)非eo(t)∑4cosω2te0(t)

s1

(t)cos1t

s2

(t)cos2t14S

2 S2S1S1E(f

f

2)](f

f1)] [P (f

f2)

P(f

f1)

PP(f)

1[P第二十页，共127页。二进制移频键控2FSK(续)s1(t)

、s2(t)是单极不归零码序列，0，1等概|f1

f2|

2

fBfB|f1

f2|

2fBB|f1

f2|2fB4 41 1S

1 S2PS2

(f

f

2)]S

1

f1)

P(

f

f

1)]

[P

(

f

f2)

PE

(f

)

[P

(

ff2 f2+fBf1f1+fBf2 f1f0f2 f1f0f0|f1

f2|

fB第二十一页，共127页。二进制移频键控2FSK(续)20f

f1

f

2称中心频率称绝对频差Bff2

f1f2

f1称相对频差（调制指数）s1(t)

、s2(t)是单极不归零码序列，设0、1等概，则2FSK信号近似带宽B=|f2–f1|+2fB

，有载频。4 41 1S

1 S2 S

2

f2)]S

1

f

1)

P(

f

f

1)]

[P

(f

f2)

P

(

fPE(

f

)

[P

(

f第二十二页，共127页。二进制移频键控2FSK(续)4.应用1200b/s以下的调制解调器MODEM。第二十三页，共127页。二进制移频键控2FSK(续)CCITT对数字调频的频率分配：f0

(Hz)f1(Hz)2速率 中心频 传号频 空号频率传输频带工作方(B) 率 率 f (Hz)（Hz）式<75420390450360~480 辅助信道300 10809801180920~1240 全双工1750165018501590~1910600150013001700900~2100单工1200170013002100900~2500单工第二十四页，共127页。二进制移频键控2FSK(续)例：300b/s全双工MODEM数据发数据收接口电路频率调制器1080/1750

可调代码再生鉴频放大限幅abK1

b aK2BPF(1080)BP(17电路d混合

c

K3 F50)话机振铃检测器第二十五页，共127页。二进制移频键控2FSK(续)工作过程：平时，K3接d，电话机接入信道，A、B双方电话约叫，直到接通A、B约定，A为主叫，B为被叫A将K3接c，K1，K2接a。电话机断开，MODEM接通，1080Hz发送，1750Hz接收B将K3接c，K1，K2接b。电话机断开，MODEM接通，1080Hz接收，1750Hz发送A、B可同时收发数据通信完毕，A、B将K3接d，挂机第二十六页，共127页。[例]

设某2FSK调制系统的码元传输速率为1000B，已调信号的载频为1000Hz或2000Hz：（1）发送数字信息为011010，画出相应的2FSK信号波形；（2）这时的2FSK信号应选择怎样的解调方法。二进制移频键控2FSK(续)第二十七页，共127页。（1）设载频1000Hz对应“1”,2000Hz对应“0”。（2）由于2FSK载波频差|f2-f1|=1000=fB,

功率谱密度会出现单峰，频谱有较大重叠，用包络检测法不合适，上下两支路有较大串扰，调制性能降低，所以可以用相干解调或过零检测法解调。第二十八页，共127页。三、二进制绝对调相2PSK1.

调制开关电路载波eo(t)K01“0”移相π“π”s(t)011001信息代码cosω

ct2PSKcosωcts(t)eo(t)“0”——0相位；“1”——

π相位双极不归零第二十九页，共127页。二进制绝对调相2PSK(续)BPF定时脉冲取样s(t)判决2.解调2PSKa鉴相器ccosωctbd相干解调判决：+——“0”；-——“1”问题：存在相位模糊第三十页，共127页。二进制绝对调相2PSK(续)相位模糊问题图示0 1000111第三十一页，共127页。二进制绝对调相2PSK(续)3.功率谱2PSK信号可看做是双极不归零码的调幅。e0(t)

s(t)

cosctPE(f)=¼[PS(f–fc)+PS(f+fc

)]cosωcts(t)eo(t)第三十二页，共127页。二进制绝对调相2PSK(续)2PSK信号——双极不归零码的调幅。设0、1等概，则2PSK信号带宽是基带信号带宽的两倍B=

2fB，且无载频分量。ps(f)-fB0fBBPe(f)-fc 0fcB第三十三页，共127页。四、二进制相对调相2DPSK目的：解决相位模糊调制2PSKs(t)码变换eo(t)目标：与前一码元相位相比，“1”——倒相；“0”——同相也可以“1”—同相；“0”—倒相方法：差分码变换第三十四页，共127页。二进制相对调相2DPSK（续）差分码B载波A的DPSKB的PSK

1 1 1 0 0 1 0 01 0 0 1 0 1 1 0绝对码A0 001 1 0 1 1bn

an

bn1第三十五页，共127页。二进制相对调相2DPSK(续)2.解调——相干解调相乘器低通滤波器抽样判决器定时脉冲出e2DPSK

(t)

带通滤波器abcde码反变换器f输abcdtttcosct10101te010011(相对码）f11010(绝对码）第三十六页，共127页。二进制相对调相2DPSK(续)2.

解调——差分解调2DPSKBPF取样

s(t)判决LPFacbdTs定时脉冲差分解调判决：+——“0”；-——

“1”第三十七页，共127页。二进制相对调相2DPSK(续)00110 1 1 0a(t)b(t)c(t)d(t)cp(t)e(t)第三十八页，共127页。二进制相对调相2DPSK(续)3.

功率谱——与2PSK相同设0、1等概，则2DPSK信号带宽是基带信号带宽的两倍

B=

2fs，且无载频分量

。ps(f)0-fs fsBPe(f)-fc 0fcB第三十九页，共127页。二进制相对调相2DPSK(续)01参考相

位0参考相位：对于2PSK指载波相位；对于2DPSK指前一码元相位4.

信号矢量图A方式：0和π相位表示信号B方式：π/2和-π/2相位表示信号（相邻码元间必有相位跳变）1参考相

位01第四十页，共127页。二进制相对调相2DPSK(续)5.

应用实用，但抗噪性能不及2PSK话音频带内的中速MODEM（2400~4800bps）第四十一页，共127页。7.2二进制数字调制系统的抗噪性能一、预备知识二、2ASK系统抗噪性能三、2FSK系统抗噪性能四、2PSK系统抗噪性能五、2DPSK系统抗噪性能第四十二页，共127页。一、预备知识正弦波：Acoswct高斯噪声：V=n(t)高斯分布：21e2

n2

nV2f(V)第四十三页，共127页。预备知识(续)窄带噪声：nc(t)coswct-

ns(t)sinwct包络：分布为瑞利分布0nneV2

2

2V2fA (V)

V

n2(t)

n2(t)c s第四十四页，共127页。预备知识(续)正弦波+窄带噪声：Acoswct+nc(t)coswct-

ns(t)sinwct分布为广义瑞利分布nnnI0

(

)eV AV2

2

2

2V

2

A2f

A(V

)

(

A

n(t))2

n2

(t)c s包络：V第四十五页，共127页。二、2ASK系统抗噪性能0Acoswt

"1""0"i i iciy(t)

x(t)

n

(t)x(t)ni(t):

方差

的高斯噪声21.非相干解调2ASKBPF取样判决包络检波ix(t)ni(t)iy(t)y(t)v(t)"1""0"2 2n2(t)

n2(t)(

A

n(t))

n

(t)n(t)coswt

n(t)sinw

tAcoswt

n(t)coswt

y(t)c sc scc c sns

(t)sinwct

"1""0"c c c包络v(t)

第四十六页，共127页。2ASK系统抗噪性能(续)12220A[Af1(v)dv]f (v)dv

Pe

P(0)P(0

1)

P(1)P(1

0)1 A A

[P(v0

)

P(v1

)]2 2 2“1”码v(t)符合广义瑞利分布，f1(V)=fA(V)“0”码v(t)符合瑞利分布，f0(V)=fA0(V)大输入信噪比，0，1等概时，最佳判决门限为A/2xaO b b*f

(x)P(1)

f1(x)P(0)f0(x)第四十七页，共127页。2ASK系统抗噪性能(续)n nNSA2

22

2

2

r“1”码时，令码元周期内的BPF输出信噪比（即解调器输入信噪比）为r(又称峰值信噪比)A24 2 2

n为窄带噪声方差r)

1er/4则Pe

1

erfc(当r

1时，Pe

1er

/

42大信噪比时，判决门限与接收信号幅度有关；小信噪比时，存在门限效应。第四十八页，共127页。2ASK系统抗噪性能(续)2.相干解调2ASKBPF取样判决ix

(t)ni(t)y(t)z(t)cosωctLPF0Acosw

t

"1""0"ciiyi

(t)

xi(t)

ni

(t)x(t)n(t)

:方差

2的高斯噪声"0"n

(t)z(t)

n(t)coswt

n(t)sinw

tAcoswt

n

(t)coswt

n

(t)sinwt

"1"y(t)

cA

nc(t)

"1""0"csccc c c s c第四十九页，共127页。2ASK系统抗噪性能(续)“1”码z(t)分布符合：f1(z)=f(z+A)“0”码z(t)分布符合：f0(z)=f(z)0，1等概时，最佳判决门限为A/21er

/4r则Pe

1

erfc( r

)2 2当r1时，Pe

第五十页，共127页。例题设某2ASK系统中二进制码元传输速率为4.8M波特，发送“1”

和“0”的概率相等。已知接收端输入信号幅度a=1mV，信道等效加性高斯白噪声的单边功率谱密度n0=2×10-15W/Hz。试求:(1)包络检波法解调时系统总的误码率；(2)同步检测法解调时系统总的误码率。第五十一页，共127页。于是，同步检测法解调时系统的误码率为可见，在大信噪比的情况下，包络检波法解调性能接近同步检测法解调性能。1 1

1.661043.1416

26

e6.5P er/

4e

r42 2包络检波法解调时系统的误码率为1

7.5

104

1

e6.5P

ere【解】(1)

根据2ASK信号的频谱分析可知，2ASK信号所需的传输带宽近似为码元速率的两倍，所以接收端带通滤波器带宽为带通滤波器输出噪声平均功率为B

2RB

9.6

10 Hz6信噪比为2n 0

nB1.92108W

26

121.9210811062na

2r2第五十二页，共127页。三、2FSK系统抗噪性能2FSK取样判决BPF(f1)包络检波ni(t)1y(t)1v

(t)BPF(f2)y2(t)包络检波v2(t)1.非相干解调第五十三页，共127页。2FSK系统抗噪性能(续)21211"1"(t)

"0"(t))2

n2(A

n(t)

n2

(t)n2v (t)

n2(t)

n2(t)(t))2

n2

(t) "1""0"(

A

nv(t)

y (t)

(t)sinwtn (t)

cosw

t

n(t)sinwt

"1""0""1""0"[

A

n (t)]coswt

ny(t)

c

2 s

2s2c

2s1c1c1

s1[A

nc2

(t)]cosw2t

ns

2(t)sinw2tnc

2

(t)

cosw2t

ns

2(t)

sinw2tc1

1 s1 1s1c1 1检波后的包络：第五十四页，共127页。2FSK系统抗噪性能(续)1 112ef(v)r

/2

f2

(v2

)dv2dv1]Pe1

P[v1(t)

v2

(t)]v10“1”码时，v1(t)符合广义瑞利分布，v2(t)符合瑞利分布，若v1(t)<v2(t)，则判决错误。“0”码时，v1(t)符合瑞利分布，v2(t)符合广义瑞利分布，若v1(t)>v2(t)，则判决错误。102112er

/2r/2P(1)Pe

ePe0

P[v1(t)

v2

(t)]

所以，Pe

P(0)Pe

第五十五页，共127页。2FSK系统抗噪性能(续)2FSKBPF取样判决ni(t)z1(t)y1(t)cosω1tLPFBPFz2(t)y2(t)cosω2tLPF2.相干解调第五十六页，共127页。2FSK系统抗噪性能(续)21A

nz (t)

n (t)(t) "1""0"A

nz(t)

c2nc2(t) "1"(t)

"0"c1c12r)21 1 2 c1

c2Pe

P[z(t)

z (t)]

P[

A

n (t)

n (t)]

1

erfc(“1”码时，若z1(t)<z2(t)，则判决错误。第五十七页，共127页。2FSK系统抗噪性能(续)12 2r )e

r/

2同理，Pe0=

Pe1Pe

1

erfc(2r当r

1时，Pe

第五十八页，共127页。例题2FSK信号的码元速率为300波特。两个频率为f1=980Hz,f2=1580Hz。信道有效带宽为2400Hz，信道输出端信噪比为6dB。求：（1）2FSK信号的传输带宽（2）非相干接收时的误码率（3）相干接收时的误码率2FSKBPF(f1)取样判决解调器1ni(t)BPF(f2)解调器

2第五十九页，共127页。r

4

4

16为将此信噪比值代入误码率公式，可得包络检波法解调时系统的误码率（3）同理可得同步检测法解调时系统的误码率2 211.7

104P

er2

1

e8e11

3.39105

e832r2e2

rP

e【解】（1）2FSK信号的带宽为B2FSK

|

f2

f1

|2

fB

1580

980

2300

1200Hz（2）由于误码率取决于带通滤波器输出端的信噪比。由于FSK接收系统中上、下支路带通滤波器的带宽近似为B

2fB2RB

600Hz它仅是信道等效带宽（2400Hz）的1/4，故噪声功率也减小了1/4，因而带通滤波器输出端的信噪比比输入信噪比提高了4倍。又由于接收端输入信噪比为6dB，即4，故带通滤波器输出端的信噪比应第六十页，共127页。四、2PSK系统抗噪性能1.相干解调2PSKBPF取样判决ix(t)ni(t)y(t)z(t)LPFcosωct"1""0"x(t)cciAcos

tAcos

t

A

n (t)ccsccz(t)

A

nc

(t)

"1""0"c

Acos

t

n (t)cost

n (t)sin

ty(t)

A

cos

ct

nc

(t)

cos

ct

ns

(t)

sinct "1""0"第六十一页，共127页。2PSK系统抗噪性能(续)

A

n

(t)

Acoswt

n(t)coswt

n(t)sinw

tccsccz(t)

A

nc

(t)

"1""0"cy(t)

Acoswct

nc

(t)

coswct

ns

(t)sinwct "1""0"0，1等概时，以0为判决门限：>0：”1”;

<0:“0”P(10)=P(A+nc(t)<0)P(01)=P(-A+nc(t)>0)第六十二页，共127页。2PSK系统抗噪性能(续)er2 r12nc(t)A符合均值为A的高斯分布Pe

1erfc( r)当r

1时，Pe

第六十三页，共127页。五、2DPSK系统抗噪性能1.相干解调2PSK相干解调后+码反变换码反变换使误码率增加，抗噪性能不及2PSK第六十四页，共127页。2DPSK系统抗噪性能1、码变换解调2DPSK2PSK极性比较法码变换器相对码绝对码12ee2

rerp

1

erfc(pe

21

pe

per

) 当r

1时，p

pep’e第六十五页，共127页。误码率Pe为码反变换器输入端相对码序列{bn}的误码率，Pe

为码反变换器输出端绝对码序列{an}的误码率得到nP

2P

2P

e 1 2

2P2 e e e e eP

(1

P

)P2

(1

P

)

(1

P)2P2………………P

(1

P

)Pn(1

P

)(1

P

)2

Pnn e e e e e代入上式P

(1

P

)P

(1

P

)(1

P

)2

P1 e e e e e22ne e ee)(P

P

P

)Pe

2(1

P)2 2 ne e e e e

2(1

P)P(1

P

P

P

2DPSK系统抗噪性能(续)第六十六页，共127页。误码率总小于1则ene e e1

P12(1

P

P

P

))2' 2ne e e e e eP

2(1

P

)

P(1

P

P

P

可得P

2(1

P)Pe e e若Pe很小，则有Pe

/Pe

2若Pe很大，即Pe1/2，则有Pe

/Pe1这意味着Pe总是大于Pe

。也就是说，反变换器总是使误码率增加，增加的系数在1~2之间变化。2DPSK系统抗噪性能(续)第六十七页，共127页。2PSK信号相干解调时系统的总误码率式e当P <<

1时e2P

1erfc

r

P

2(1

P)Pe e e2DPSK信号采用相干解调加码反变换器方式时的系统误码率为21eP

1

(erf r

)2

P

2(1

P)Pe e e可近似为P

2Pe e2DPSK系统抗噪性能(续)第六十八页，共127页。五、2DPSK系统抗噪性能2.差分解调2DPSKBPF取样判决LPFy1(t)y2(t)z(t)Ts2(t)s2s1c

2c1(t)

n (t)nz(t)

1A

n (t)A

ny1(t)

Acoswct

nc1(t)coswct

ns1(t)sinwcty2(t)

Acoswct

nc

2

(t)

coswct

ns2

(t)sinwct第六十九页，共127页。2DPSK系统抗噪性能(续)2(t)s2c1

c

2 s1(t)

n

(t)nz(t)

1A

n (t)A

n当前码元和前一码元同为“1”码时，y1(t)

Acoswct

nc1(t)coswct

ns1(t)sinwcty2

(t)

Acoswct

nc2

(t)

coswct

ns

2

(t)sinwct0为判决门限：>0：”1”;<0:

“0”eerr12

P(1)Pe 12Pe

P[z(t)

0]

101所以，Pe

P(0)Pe第七十页，共127页。例题假设采用2DPSK方式在微波线路上传送二进制数字信息。已知码元速率RB

=106

B，信道中加性高斯白噪声的单边功率谱密度n0

=2

10-10W/Hz。今要求误码率不大于10-4。试求(1)采用差分相干解调时，接收机输入端所需的信号功率；(2)采用相干解调+码反变换时，接收机输入端所需的信号功率。第七十一页，共127页。【解】(1)接收端带通滤波器的带宽为所以，2DPSK采用差分相干接收的误码率为B

2RB

210 Hz6其输出的噪声功率为2n 010 64

n

B

210

210

410 W接收机输入端所需的信号功率为21104reP

er

8.5222nr

a /22234

3.4

10 Wna2

8.52

8.52

4

10第七十二页，共127页。（2）对于相干解调+码反变换的2DPSK系统，P'e2P

1

erf

( r)e104eP'1

erf

( r)

104查误差函数表，可得erf

( r

)

1104

0.9999由r=a2/2n

，可得接收机输入端所需的信号功率为2r

2.75 r

7.562

7.56

4

104

3.02103W2na2

7.56第七十三页，共127页。二进制数字调制系统性能比较一、有效性当码元宽度为TB时(fB=1/TB)，2ASK系统和2PSK系统的频带宽度为2fB，2FSK系统的带宽为|f1-f2|+2fB。从频带宽度或频带利用率上看:2ASK、2PSK、2DPSK的有效性相同，优于2FSK第七十四页，共127页。二．可靠性类别相干解调Pe非相干解调Pe2ASK1erfc( r)2 41er422FSK1erfc( r)2 21er222PSK1erfc( r)22DPSK1er2第七十五页，共127页。1.

每一对相干和非相干的键控系统中，相干方式优于非相干方式。基本上是三种相干（或非相干）方式之间，在相同误码率条件下，2PSK的信噪比要求比2FSK小3dB、2FSK比OOK小3dB。因此，在抗加性高斯白噪声方面，相干2PSK优于2FSK优于OOK。在相同信噪比r下，相干2PSK将有最低的误码率。erfc r和

exp(

r)之间的关系，随着r

它们将趋于同一极限值。第七十六页，共127页。－8 －4048 12 1610－710－

610－110－210－

310－410－5Pe非相干DSK非相干ASK差分相干

DPSK相干DSK相干

PSK误码率Pe与信噪比r的关系曲线相干FSK非相干FSK相干ASK第七十七页，共127页。Pe=10-5时2ASK、2FSK和

2PSK所需要的信噪比方式信噪比倍分贝2ASK36.415.62FSK18.212.62PSK9.19.6第七十八页，共127页。r=10时

2ASK、2FSK、2PSK所达的误码率方式误码率相干解调非相干解调2ASK1.26×10-24.1×10-22FSK7.9×10-43.37×10-32PSK3.9×10-62.27×10-5第七十九页，共127页。三．对信道特性变化的敏感性2ASK判决器的最佳判决门限为a/2[当P(1)=P(0)时]，最佳门限随信号功率变化（接收机输入信号的幅度）,不方便（接收机不容易保持在最佳判决门限状态，从而导致误码率增大）2FSK两个抽样值比较，不需要人为地设置判决门限。2PSK门限为0,与信号功率无关，即与接收机输入信号的幅度无关。因此，它不随信道特性的变化而变化。2DPSK差分相干解调不需要提取相干载波,比较适用于信道不稳定系统第八十页，共127页。四、设备的复杂程度发送端设备复杂度：2ASK、2FSK

、2PSK相当接收端设备复杂度：对于同一种调制方式，相干解调比非相干解调复杂同为非相干解调时，2DPSK的设备最复杂，2FSK次之，OOK最简单。第八十一页，共127页。小结：（1）如果抗噪声性能是主要的，则应该考虑相干2PSK和2DPSK，而OOK是最不可取；（2）如果宽带是主要的，则应考虑相干2PSK、2DPSK及OOK，而2FSK最不可取；（3）如果设备的复杂性是一个必须考虑的重要因素，则非相干方式比相干方式更为适宜。目前用得最多的数字调制方式是2DPSK和非相干2FSK。2DPSK主要用于高速数据传输，而非相干2FSK则用于中、低速数据传输中，特别是在衰落信道中传送数据时，它有着广泛的应用。第八十二页，共127页。6.3 多进制数字调制一、多电平调幅MASK二、多频制MFSK三、多相调制MPSK四、多进制差分相移键控MDPSK第八十三页，共127页。多进制数字调制(续)目的降低码元速率，提高频带利用率代价需要更大的发射功率，以保证同样的误码率第八十四页，共127页。多进制数字调制(续)误码率分析各种键控体制的误码率都决定于信噪比r：改写为码元能量和噪声单边功率谱密度之比：r=E/n0设多进制码元的进制数为M，码元能量为E，一个码元中包含信息k比特，则有k=log2

M若码元能量E平均分配给每个比特，则每比特的能量Eb等于E/

k。故有在研究不同M值下的错误率时，用r

b为单位来比较不同体制的性能优略。22nr

a /

2b0 0n kn

kEb E

r

r第八十五页，共127页。一、多电平调幅MASK设M电平信号的码元宽度为Ts，基带波形为g(t)，则M电平调制信号可以表示为：nc

n Bob

M1 PMbg(t

nT) cosw

te(t)

2

nP1P'OTBtA2A3A1 0 1 1 0 0 0 12 3 0 1第八十六页，共127页。多电平调幅MASK（续）将e0’(t)看成时间上不重叠的M个不同幅度的OOK信号的叠加则e0’(t)的带宽与一个OOK的带宽相同带宽为多电平基带信号的2 倍，2/TB=2RBTB为M进制码元的宽B度，R

为M进制码元速率0t0101101010111100000t01011010101111000001010t10101011110000001t10101011110000第八十七页，共127页。多电平调幅MASK（续）串/并变换电平转换abc

a、b、c MASK带宽为多电平基带信号的2倍，

用于高速的MODEM中主要形式有：多电平残留边带调制，多电平相关编码单边带调制，多电平正交调幅等载波BPF多电平判决MASKxi(t)ni(t)y(t)z(t)cosωctLPF第八十八页，共127页。多电平调幅MASK（续）缺点：判决门限多，抗噪性能差抗噪性能110-110-210-310-410-510-6Per

(dB)226dσ23rnM2

1Ps

r

s

M 1

erfcM1 Ppe

1第八十九页，共127页。多电平调幅MASK(续)

例：话音频带（300~3400Hz）内9600bps单边带MODEMaBPF(下边带)cos2π3K

t2/4电平转换Ⅳ类部分响应系统edcbLPFcos2π3Ktgf4/2

电平转换四电平判决第九十页，共127页。二、多频制MFSK要求带宽宽，约为:fM-f1+2fs适用于低速数据抗噪性能随M增大而减弱，随r增大而加强f1f2f3 f4f1f2f3f400011011第九十一页，共127页。多频制MFSK（续）非相干解调

相干解调ln2

2berkPexp

(a)

非相干解调rbPeeP (M

1)erfc( r

)Perb(b)

相干解调第九十二页，共127页。三、多相调制（MPSK）为：

k

k1.带宽设M进制码元宽度为TB，不同码元用不同相位θk表示，则调相信号可表示eo

(t)

g(t

kTB

)

cos(ct

k)k

akg(t

kTB

)

cos

ct

bkg(t

kTB)sin

ctak=cosθ

k

, bk=sinθk,θ

k有M种取值同相分量正交分量第九十三页，共127页。多相调制(续)可见，M相调制可以看作是对两个正交载波进行M幅调制的和，因此，M相调制与M幅调制的带宽相同，是多电平基带信号的2倍。第九十四页，共127页。多相调制(续)2.两种编码方式及矢量图双比特码元与相位间的关系按格雷码规律安排双比特码元载波相位k或相位变化

kab A方式(图34) B方式(图38)0090225010135112704510180315QPSK时，以载波相位为参考相位；QDPSK时，以前一码元相位为参考相位第九十五页，共127页。多相调制(续)QPSK时，以载波相位为参考相位；QDPSK时，以前一码元相位为参考相位1001参考相位001101111000参考相位第九十六页，共127页。多相调制(续)111参考相

位1011000000010118PSK信号矢量图010 110第九十七页，共127页。码元相位关系当码元中包含整数个载波周期时，初始相位相同的相邻码元的波形和瞬时相位才是连续的TT多相调制(续)波形和相位连续在码元边界，当相位不连续时，信号的频谱将展宽，包络也将出现起伏。第九十八页，共127页。若每个码元中的载波周期数不是整数，则即使初始相位相同，波形和瞬时相位也可能不连续或者波形连续而相位不连续波形和相位不连续TT波形连续相位不连续TT第九十九页，共127页。多相调制(续)QPSK调制、解调方法（B方式为例）选相法Q(D)PSKBPF串/并变换{an}逻辑选相电路45

135

225315四相载波发生器QDPSK调制时，逻辑选相电路中含有“码变换”第一百页，共127页。多相调制(续)012345(a)输入基带码元t024(b)

并行支路a码元t135t(c)并行支路b码元码元串/并变换串/并变换器将输入的二进制序列变成两路并行的双极性序列，将这两路信号分别进行2PSK调制后再相加，这样就得到的四相移相信号。注意：每一个支路信号的速率是原始基带信号速率的一半！第一百零一页，共127页。多相调制(续)(2)

正交法（调相法）cosωct载波{an}

串/并变换ab/2

移相-sinωctba上支路以cosw

t为参考，c下支路以-sinwct为参考。规则：1码：同相+；0码：反相-。上下相当于分别进行2PSK调制，a(0)b(0)a(1)coswctQPSKb(1)-sinwct 11矢量加010010abk（B）0022501135114510315第一百零二页，共127页。多相调制(续)(3)

解调cosωct载波{a}并/串 n变换ab/2

移相-sinωctQPSKLPFLPF取样判决取样判决上下支路分别判决。判决规则：>0:1码;<0:0码;第一百零三页，共127页。多相调制(续)a2改进的QPSK——OQPSK偏置正交相移键控两个比特a和b在时间上错开半个码元，使相邻码元相差最大为90o，减少振幅的起伏。a1 a3 a5 a7a4 a6a8a1a3a5a7a2a6a4a8abk（A）00270010119010180第一百零四页，共127页。多相调制(续)改进的QPSK——π/4相移QPSK由两个相差4的QPSK星座图交替产生的相邻码元间总有相位变化，利于码元同步当前码元的相位相对于前一码元的相位改变45°或135°。例如，若连续输入“11

11

1111…”，则信号码元相位为“45

90

45

90

…”4511°10(a)星座图之一 (b)星座图之二0100110001 10第一百零五页，共127页。各类数字调制系统的典型应用

802.11b-19991Mb/s——2DPSK；2Mb/s——QDPSK；5.5,11Mb/s——QPSK

802.11g-20036Mb/s,9MB/s——OFDM,每个子载波用2PSK12Mb/s,18MB/s——OFDM,每个子载波用QPSK24,36,48,54MB/s——OFDM,每个子载波用QAM

802.15.4(物联网Zigbee)

868-915MHZ——2PSK；2.4GHZ——OQPSK蓝牙低速率（2Mb/s）——π/4相移QDPSK高速率（3Mb/s）——8DPSK第一百零六页，共127页。以coswct为参考，上：1：反相；0：同相。下：1：同相；0：反相。多相调制(续)abkA方式00905.QDPSK的调制、解调（A方式）(1)调制0101127010180abc码变换d相加电路s(t)A(t)串/并变换/4载波产生相乘电路相乘电路-/401110010c(1)c(0)d(1)d(0)第一百零七页，共127页。例如信号cd为00ccc cc c c cccc4 44 42 4 4 2 4 4222

2cos[

1(

t

5

t

)]cos[1

(

t

5

t

)]

2

cos(

t

)

2

cos(

t

3

)

2

cos(

t

)cos(

t

)

co（s

t

）

co（s

t

5）+

cos(

t

)c支路：“0”------“+”d支路：“0”------“-”“1”------“-”“1”------“+”01110010c(1)c(0)d(1)d(0)第一百零八页，共127页。例如信号cd为01c cc c c c4 42 4 4 2 4 4

2cos[1

(

t

t

)]cos[1(

t

t

)]

2

cos

ctcos(

t

)+co（s

t

）c支路：“0”------“+”d支路：“0”------“-”“1”------“-”“1”------“+”01110010c(1)c(0)d(1)d(0)第一百零九页，共127页。ccc cc c4 424 4 2 4 45

3

2cos[

1(

t

5

t

3

)]cos[

1

(

t

5

t

3

)]

2

cos(ct

)

2cos(ct

)cos(

t

)-

co（s

t

）

co（sct

4

）+

cos(ct

4

)例如信号cd为10c支路：“0”------“+”d支路：“0”------“-”“1”------“-”“1”------“+”01110010c(1)c(0)d(1)d(0)第一百一十页，共127页。ccc cc c c ccc444 42 4 4 2 4 422

2cos[

1(

t

t

3

)]cos[1

(

t

t

3

)]-

cos(

t

)

co（s

t

）

co（sct

4）+

cos(ct

4

)

co（s

t

）+

cos(

t

3

)

2

co（s

t

)

2co（s

t

3

)例如信号cd为11c支路：“0”------“+”d支路：“0”------“-”“1”------“-”“1”------“+”01110010c(1)c(0)d(1)d(0)第一百一十一页，共127页。多相调制(续)(2)码变换规则输出信号对于c,d是QPSK；对于a,b是QDPSK输出信号前后码元相位差φn=θn-θn-1θn为当前cn

dn的绝对相位变换规则：第一百一十二页，共127页。四相相对调相码变换的逻辑本时刻到达的ab及所要求的相位变化前一码元状态本时刻应出现码元状态an bn△φncn-1 dn-1θn-1cn dnθn0 09000 00 11 11 090000270018001 00 00 11 118009000027000 1000 00 11 11 090000270018000 00 11 11 090000270018001 127000 00 11 11 090000270018000 11 11 00 000270018009001 018000 00 11 11 09000