基于ads宽频低噪声放大器的的设计

华北电力大学本科生毕业设计（论文）-43-

1前言1.1低噪声放大器简介低噪声微波放大器（LNA）已广泛应用于微波通信、GPS接收机、遥感遥控、雷达、电子对抗、射电天文、大地测绘、电视及各种高精度的微波测量系统中，是必不可少的重要电路。低噪声放大器位于射频接收系统的前端，其主要功能是将来自天线的低电压信号进行小信号放大。前级放大器的噪声系数对整个微波系统的噪声影响最大，它的增益将决定对后级电路的噪声抑制程度，它的线性度将对整个系统的线性度和共模噪声抑制比产生重要影响。对低噪声放大器的基本要求是：噪声系数低、足够的功率增益、工作稳定性好、足够的带宽和大的动态范围。AdvancedDesignSystem(ADS)软件是Agilent公司在HPEESOFEDA软件基础上发展完善的大型综合设计软件，它功能强大，能够提供各种射频微波电路的仿真和优化设计，广泛应用于通信、航天等领域，是射频工程师的得力助手。本文着重介绍如何使用ADS进行低噪声放大器的仿真与优化设计。1.2低噪声放大器的发展现状从上个世纪60年代中期开始，由于平面外延工艺的发展，双极晶体管的工作频率跨进微波频段，平面外延晶体管的工作频率达到1GHz以上，出现了微波双极晶体管及其相应的放大器，而同时伴随着场效应晶体管（FET）理论的提出，包括金属绝缘栅半导体FET(如MOSFET)、结型场效应晶体管(JFET)、金属半导体场效应管(MESFET)和近代的异质结场效应管(Hetero-FET),如HEMT等随之出现。近几年来，随着材料生长技术（比如分子束外延和分子化学蒸发沉积）和新型器件结构可靠性的提高，开始从更高的输出功率和效率方面改善器件的功能。这种新的技术发展水平功率GaAsHFET器件拥有基于异质结化合物AlGaAs、GaAsInGaP、GaAs、InAlAs、InGaAs的结构。双极结型晶体管器件被引入异质结结构制成HBT。目前微波HBT的截止频率达到了200GHz,因此在微波、低噪声、超高速及低功耗方面具有很大的优越性。异质结不但能够构成双极型晶体管,还可以构成场效应晶体管,即异质结场效应管(HFET)。这种器件提供高栅漏和栅源击穿电压，门偏压降低到夹断电压接近恒量的跨导，适度高的最大沟道电流能够得到高效率的器件推动高电子迁移率晶体管（HEMT）的问世，其低噪声性能比场效应管更优越并大量投入商用。[3]在C波段其噪声温度可达25K左右，广泛应用于卫星接收。目前国外8mm以下的HEMT己商品化，在极低噪声的许多应用领域已取代GaAsMESFET，而且在微波/毫米波功率应用中也越来越引人注目。由于HFET在工艺制造过程中要精确控制薄层结构、陡峭的掺杂梯度以及采用更难加工的半导体材料,制造一个HEMT要比GaAsMESFET的花费昂贵得多,随着技术的进步和科技的发展,人们对高性能低成本的HEMT需求更大。很多公司为了满足这一需求,除了在技术方面投资以外,逐渐开始在提高HEMT性价比上增加投入。值得注意的是，国外单片集成(MMIC)微波器件发展很快，这是一种在几平方毫米砷化镓基片上集成的微波放大器，其体积小、噪声系数一般增益高。1996年，TRW公司K.WKabayashi等人研制出了S波段的HEMT—HBT单片集成接收机。该系统包括一个二级HEMT低噪声射频放大器、一级HEMT本征放大器和HBT双平衡混频器，三者均集成在同一片材料上，该HEMT—HBT的MMIC系统利用HEMT—HBT选择性MBEIC技术，代表了当今最好的IC技术，充分展示了超越于单纯MMIC和混合集成技术的优点。我们发现微波晶体管低噪声放大器的巨大变革通常是随着微波放大器件的产生和工艺技术的改进而发展的。相对于国外，由于国内的制作工艺起步较晚，国内有源电路技术指标的快速提高受到了限制。但是，总体说来，除了高度集成工艺外，国内外总的设计手段是相差不大的，在研制方法上，国内与国外也是基本相同的。1.3本课题的研究方法及主要工作低噪声放大器是无线接收机前端的重要部分，其主要作用是放大微弱信号，尽量使放大器引入的噪声减小。由于它处于接收机放大链的前端，因此，对整个系统来讲是非常重要的。它的噪声系数、增益和线性度等指标对整个射频接收机系统的性能有重要影响，其中噪声系数几乎决定了整个接收机的噪声性能。接收机灵敏度公式如下所示：QUOTE（1.1）式中：k为波尔兹曼常数，T0为温度，B为带宽，(S0/N0)min是系统正确解调出接收信号所需的最小输出信噪比，Fn为噪声系数。由上式可以看到，在影响接收机灵敏度的几个因素中，在常温下T0是不变的，带宽B和(S0/N0)min是由接收机结构决定的。当然也可以通过改变接收机结构来改变B和(S0/N0)min或者采用低温来降低T0，本课题主要讨论噪声系数对接收机灵敏度的影响，不考虑温度的影响。1.4ADS软件的介绍ADS是由美国安捷伦科技公司（AgilentTechnologies）推出的微波电路和通信系统的先进设计系统（AdvancedDesignSystem，ADS）仿真软件，是当今业界最流行的微波射频电路、通信系统和RFIC设计软件，也是国内高校、科研院所和大型IT公司使用最多的软件之一。其功能强大，仿真手段丰富。可实现包括时域与频域、数字与模拟、线性与非线性、噪声等多种仿真功能，并可对设计结果进行成品率分析与优化，提高复杂电路设计效率，是优秀的微波射频电路、系统信号链路的设计工具，是射频工程师必备的工具软件之一。其最新版软件ADS2009可加速通信产品的设计速度。1.5小结本课题对低噪声放大器的多种设计方法进行了研究，查阅了大量的资料，总结了前辈的设计经验，运用美国Agilent公司的高级设计软件ADS2009仿真，首先确定了晶体管ATF55143的静态工作点，求得了晶体管ATF55143在一个直流偏置情况下的小信号电路的模型。然后设计了一个在0.1GHz-3.0GHz的频率范围内满足指标要求的低噪声放大器，利用smith圆图设计匹配网络，较详细的研究了偏置电路和匹配网络的设计，并且对偏置电路对整个电路的影响进行了讨论。

2晶体管ATF55143的小信号模型的提取2.1小信号模型的意义和作用所谓晶体管模型,是指用一组理想的基本电路元件,即电阻器、电容器、电感器、受控电源等,去组合不同的连接去模拟晶体管,也就是通常所说的晶体管等效电路。模型的建立,是晶体管电路分析和设计中的关键问题。一方面,在许多实际问题中,通常使用计算机进行分析和设计,可以取比较精确或者说比较复杂的模型,以提高计算精度;另一方面,在教学过程中,为了抓住主要矛盾,搞清楚问题的实质,在手算的情况下,常忽略一些次要因素,模型力求简单。实际上,在不同的条件、分析目地、精度的要求下,在晶体管工作信号不同的幅度和频率下,晶体管可以用不同的模型去模拟,即有不同的等效电路。例如,晶体管运用在低频小信号状况下的T型等效电路,h参数等效电路;高频电路里的n型等效电路,y参数等效电路;计算机分析和设计中常用的EMI模型,EMZ模型等等,真是五花八门。同时,即使是对同一种模型而言,在具体的电路分析中,我们还可以根据不同的条件、精度要求舍去一些不影响问题实质的参数,这就要求在分析和处理具体问题时对问题的实质有比较清楚的认识。为了澄清对晶体管模型的一些模糊认识,下面讨论晶体管小信号等效电路的两种生成方法,并说明在晶体管模型建立过程中应注意的问题。2.2晶体管ATF55143的直流工作点2.2.1下载并安装晶体管的库文件（1）ADS2009自带的元器件库里没有ATF55143元器件模型，可以直接从Avago公司的网站下载（ATF55143.zap）。然后进入ADS主界面，执行菜单命令【File】然后点击【UnarchiveProject】,如图2-1所示。图2-1释放zap文件的菜单命令（2）弹出的“UnarchiveProject”对话框如图2-2所示，选择“ATF55143.zap”文件，把它释放到需要存放的路径，释放后生成一个ATF55143_prj的ADS工程，值得注意的是解压路径最好不要采用中文；否则，可能报错。图2-2释放zap文件的对话框（3）执行（2）之后ADS2009自动生成了一个工程“atf55143_010407_prj”，这样就也可以在工程中使用晶体管ATF55143的库文件了。2.2.2直流分析DCTracing设计LNA的第一步是确定晶体管的直流工作点在ADS中，执行菜单命令【File】然后点击【NewDesign】,打开“NewDesign”对话框。在“SchematicDesignTemplates”下拉列表中选择“DC_FET_T”模版，在“Name”文本框中输入“DC_FET_T”，如图2-3所示。如图2-3新建DC_FET_T原理图（2）单击【OK】按钮，可以看到“DC_FET”控件已经放置在原理图中了，如图2-4所示。图2-4DC_FET_T原理图（3）单击图标，打开元器件列表库，如图2-5所示。图2-5打开元器件库列表（4）在原器件库表里面可以看到，刚添加进来的ATF55143的模型已经包含在LAN工程里面了，可以像其他元器件一样调用，如图2-6所示。将鼠标右键单击放置ATF55143_dt。图2-6元器件库列表（5）设置DC_FET控件的参数，在ATF55143的datasheet里面，如图2-7所示，可以看到ATF55143的VGs为0.3-07V。图2-7ATF55143的电气性能最大值根据图2-7可以设置相关参数，并用连接原理图，完成后的原理图如图2-8所示。图2-8完整DC_FET_T原理图图2-8中DC_FET中的各项参数含义如下：VGS_start：起始栅极电压VGS_stop：终止栅极电压VGS_points：栅极电流值的采样点数目VDS_start:初始漏-源电压VDS_start:终止漏-源电压VDS_points:初始漏-源电压值的采样点数目（7）单击仿真按钮图标开始仿真。结果如图2-9所示。图2-9ATF55143的直流特性从ATF55143的数据手册，可以看到噪声Vds和Ids的关系，如图2-10所示，从而确定静态工作点。图2-10ATF55143的直流偏置曲线从图中可以看出，在2GHz时，当Vds=2.7V且Ids=30mA时，Fmin接近最小值。此时增益大约为19dB，能满足设计要求，那么晶体管的直流工作点就设为Vds=2.7V,Ids=30mA。2.3偏置电路的设计创建一个新的原理图，命名为“biasCircuit”。在原理图中放入ATF55143的模型和“DA_FETBias”控件，如图2-11所示。图2-11偏置电路原理图（2）放入直流电源，连接各部件如图2-12所示。图2-12完成后的偏执电路原理图（3）执行菜单命令【DesignGuide】点击【Amplifier】,弹出放大器设计导向对话框，选择“TransistorBiasUtility”,单击【OK】按钮，弹出“TransistorBiassUtility”对话框，输入前面确定的晶体管直流工作点Vdd=3V,Vds=2.7V，Ids=30Ma(注意：ATF55143的封装上有两个栅极Ids=30Ma,相加就是Id=60mA),如图2-13所示。图2-13TransistorBiasUtility的设置(4)单击【Design】按钮，弹出“BiasNetworkSelect”对话框，在“BiasNetworkSelect”对话框里有三个偏执电路可以选择。有两个网络里面，晶体管的源极是有电阻的，但通常LAN的设计中，S级只接反馈电感（微带线），所以选用第一个偏置网络。(5)完成篇之网络选择后，可以通过选择“DA_FETBias_1”控件，再单击图标，来看偏执电路，如图2-14所示。图2-14偏置子电路从图中可以看出，R2和R4的电阻都不是常规标称值，他们仅是理论计算的结果。后面会用相近的常规标称值代替。（6）单击仿真按钮进行仿真。仿真结束后，执行菜单命令【Simulation】单击【AnnotateDCSolution】可以看到仿真结果。在这里可以看到Vds=2.7V,Id=60mA,就是当初设置的偏置结果。执行菜单命令【Simulation】单击【AnnotateDCSolution】，可以看到原理图中各节点的电压电流，如图2-15所示。（7）新建原理图命名为“BiasCircuit2”。添加各种元件和控件，并照图2-14所示画好偏置电路如图2-16所示。图2-15晶体管各端偏置电压电流图2-16偏置电路原理图2.4小信号模型的提取2.4.1小信号模型的提取的方案由Avago公司给的模型里给出的晶体管ATF55143的模型如图2-17所示，以及图2-20晶体管的小信号模型所示。要想求ATF55143的小信号模型，首先应该去掉ATF55143模型中的拓扑结构，求得MESFETM管子（如图2-18所示是晶体管ATF55143模型中的MESFETM管子的模型参数）的S参数。然后通过参数转化以及相应的计算，如图2-19所示，求得intrinsicdevice的Y参数，最后通过计算得到和偏置相关的本征元件的各个值。图2-17晶体管ATF55143的模型图2-18MESFETM管子参数图2-19求intrinsicdevice的Y参数过程图Fig.2.1和图Fig.2.2给出了相应的HEMT器件小信号等效电路模型,其中图Fig.2.1为立体结构，图Fig.2.1为平面结构。等效电路模型元件大体上可以分为以下两部分：图2-20晶体管小信号模型等效电路①和偏置相关的本征元件：Gm,Gds,Cgs,Cgd,Cds,Ri,和τ。②和偏置无关的寄生元件：Lg，Ld，Ls，Rg，Rs，Rd，Cpd，Cpg，和Cpdg。图2-19ATF55143的等效模型由Avago公司给的模型里给出的ATF55143的参数模型里如图所示。和偏置无关的寄生元件的值为：Rd=2.025Ohm，Rg=2.9Ohm，Rs=0.675Ohm，Lg=0.094nH，其余的：Ld，Ls，Cpd，Cpg，和Cpdg的值都为零。和偏置相关的本征元件的计算方法如下：gm=Re(Y21)(2.41)Gd=Re(Y21)(2.42)Cgd=-Im(Y12)(2.43)Cgs=Im(Y11+Y12)D/ω(2.44)Cds=Im(Y11+Y12)/ω(2.45)Ri=Re(Y11)D/(ω²Cgs²)(2.46)τ=-Im(Y21)/(ωgm)-RiCgs-Cgd/gm(2.47)whereD=1+[Re(Y11)/(Im(Y11)+Im(Y12))]2(2.48)2.4.2小信号模型提取的步骤（1）新建原理图命名为“TuopuCircuits”,添加各种元件和控件，按照Avago公司给出的ATF55143的模型如图2-17画出ATF55143模型的拓扑电路如图2-21所示。图2-18晶体管ATF55143模型的拓扑结构（2）单击仿真按钮进行仿真，仿真结束后，单击数据显示方式面板中的控件，放置S11、S12、S13、S14、S15、S16、S21、S22、S23、S24、S25、S26、S31、S32、S33、S34、S35、S36、S41、S42、S43、S44、S45、S46、S51、S52、S53、S54、S55、S56、S61、S62、S63、S64、S65、S66等S参数，如图2-22所示。图2-22拓扑电路的S参数（3）执行菜单命令【Tools】然后单击【DataFileTool】,弹出dftool/mainWindow对话框，在“Outfilename”单击【Browse】选择路径并命名为“TuopuCircuits.s6p”文件，在【Datasetname】选择“TuopuCircuits”如图2-23所示。图2-23拓扑结构S参数导出对话框（4）单击【WritetoFile】,新建电路原理图“BiasCircuit3”，添加偏置电路原理图2-16各个元件，再在控件下拉菜单里选择“DataItems”库文件，然后单击控件，将“De_EmbedSn”改为“De_EmbedSn6”，将（3）导出的s6p文件导入“De_EmbedSn6”控件中，然后重新连接原理图如图2-23所示。图2-23去嵌入电路原理图（5）单击S参数仿真控件，设置仿真参数，在Parameters选中计算S、Y、Z参数。单击仿真按钮，执行仿真，仿真结束后，数据显示窗自动弹出。在数据显示视窗中，单击数据显示方式面板中的数据列表图，插入数据显示方式，显示S参数和Z参数，Z参数如图2-24所示。图2-24atf5143小信号模型的Z参数（7）单击数据显示方式面板中的的方程控件，输入要计算的intrinsicdevice的Z参数命名为Z111，根据公式插入或输入各项参数，如图2-25b所示。由于ω是角频率，单击数据显示方式面板中的的方程控件，输入计算表角频率的公式如图2-25a所示。并将计算得到的ω参数通过Equations插入到计算Z111的方程里。图2-25a写入ω方程对话框图2-25b写入Z111方程对话框同理放入计算Z112、Z121、Z122的方程如图2-26所示。得到intrinsicdevice的Z参数如图2-27所示。图2-26计算intrinsicdeviceZ参数的方程图2-27intrinsicdeviceZ参数（8）在ADS中通过Z参数和Y参数转化公式如图2-28所示，将Z参数转化为Y参数，得到intrinsicdevice的Y参数如图2-29所示。图2-28intrinsicdeviceY参数图2-29intrinsicdeviceY参数选中（8）中计算出来的Y参数，单击右键滑到Export,点击【CSVfile】按钮，导出Y参数如表2-1所示。F/GHzY11Y12Y21Y2200.004-j8.953E-40.792-j0.2380.792-j0.2380.138-j0.0020.1-0.003-j0.027-1.482+j0.005-1.482+j0.005-0.002-j0.0270.2-0.0005852-j0.013-1.245+j0.526-1.245+j0.526-0.000059-j0.0130.3-0.0002053-j0.008-0.267+j0.503-0.267+j0.5035.857E-4-j0.0080.4-0.00006709-j0.005-0.058+j0.162-0.058+j0.1620.001-j0.0050.51.439E-6-j0.003-0.026+j0.049-0.026+j0.0490.001-j0.0030.64.602E-5-j0.001-0.012+j0.011-0.012+j0.0110.002-j0.0020.78.126E-5-j8.27E-5-0.001-j2.893E-4-0.001-j2.89E-40.003-j5.884E-40.81.080E-4+j0.0010.008-j0.0020.008-j0.0020.002-j6.109E-40.91.264E-4+j0.0020.015-j7.704E-40.015-j7.704E-40.003-j2.922E-51.01.388E-4+j0.0030.021+j0.0030.021+j0.0030.003+j4.438E-41.11.475E-4+j0.0040.025+j0.0060.025+j0.0060.003+j7.569E-41.21.554E-4+j0.0050.029+j0.0090.029+j0.0090.003+j0.0011.31.629E-4+j0.0050.032+j0.0120.032+j0.0120.003+j0.0011.41.703E-4+j0.0060.035+j0.0150.035+j0.0150.003+j0.0011.51.777E-4+j0.0070.037+j0.0180.037+j0.0180.003+j0.0021.61.854E-4+j0.0070.039+j0.0210.039+j0.0210.003+j0.0021.71.933E-4+j0.0080.040+j0.0240.040+j0.0240.003+j0.0021.82.016E-4+j0.0090.041+j0.0260.041+j0.0260.003+j0.0021.92.104E-4+j0.0090.043+j0.0290.043+j0.0290.003+j0.0022.02.196E-4+j0.0100.044+j0.0310.044+j0.0310.003+j0.0032.12.247E-4+j0.0110.044+j0.0340.044+j0.0340.004+j0.0032.22.299E-4+j0.0110.045+j0.0360.045+j0.0360.004+j0.0032.32.355E-4+j0.0120.046+j0.0390.046+j0.0390.004+j0.0032.42.415E-4+j0.0120.046+j0.0410.046+j0.0410.004+j0.0032.52.480E-4+j0.0130.047+j0.0430.047+j0.0430.004+j0.0032.62.550E-4+j0.0130.047+j0.0450.047+j0.0450.004+j0.0032.72.628E-4+j0.0140.048+j0.0480.048+j0.0480.004+j0.0042.82.714E-4+j0.0150.048+j0.0500.048+j0.0500.004+j0.0042.92.810E-4+j0.0150.048+j0.0520.048+j0.0520.004+j0.0043.02.917E-4+j0.0160.048+j0.0540.048+j0.0540.004+j0.004表2-1intrinsicdeviceY参数通过2.4.1中和偏置相关的本征元件的计算公式计算的到各个小信号模型和偏置相关的本征元件的参数如表2-2所示。F/GHzgmωτCgd(pF)Cgs(pF)Cds(pFRi(Ω)1/Rd(Ω0.1-1.4826.28E+08-0.4227.96182.0-35.01.192-0.0020.2-1.2451.26E+09-1.884419.0408.0408.0-0.0020.0000.3-0.2671.88E+09-2.793267.0263.0263.0-0.0010.0010.4-0.0582.51E+09-1.88564.562.362.5-0.0030.0010.5-0.0263.14E+09-0.91715.614.714.60.0010.0010.6-0.0123.77E+090.2912.92E38.82.390.3150.0020.7-0.0014.40E+09-0.2500.0658-49.8-0.200.9980.0030.80.0085.02E+09-0.0510.398-21.7-0.520.9910.0020.90.0155.65E+090.1430.13618.4-0.1410.9880.0031.00.0216.28E+090.2400.4784.640.5480.7940.0031.10.0256.91E+090.3100.8693.580.9780.5960.0031.20.0297.54E+090.3751.193.331.330.4420.0031.30.0328.16E+090.4291.473.261.590.3600.0031.40.0358.79E+090.4861.713.311.820.2790.0031.50.0379.42E+090.5381.913.412.120.2210.0031.60.0391.01E+100.6002.093.442.290.1910.0031.70.0401.07E+100.6342.253.562.430.1590.0031.80.0411.13E+100.6742.303.612.480.1410.0031.90.0431.19E+100.7052.433.652.600.1270.0032.00.0441.26E+100.7732.473.692.710.1160.0032.10.0441.32E+100.8002.583.792.810.1000.0042.20.0451.38E+100.8482.603.752.820.0940.0042.30.0461.44E+100.8912.703.852.910.0830.0042.40.0461.51E+100.9152.723.822.920.0790.0042.50.0471.57E+100.9572.743.852.930.0730.0042.60.0471.63E+101.0002.763.822.940.0700.0042.70.0481.70E+101.0422.833.913.070.0640.0042.80.0481.76E+101.0832.843.933.070.0600.0042.90.0481.82E+101.1252.863.913.080.0590.0043.00.0481.88E+100.0002.873.943.080.0560.004表2-2和偏置相关的本征元件的参数

3低噪声放大器的设计低噪声放大器（LNA）是现代微波通信、雷达、电子战系统中的重要部件，它处于接收系统的前端，对天线接收到的微弱射频信号进行线性放大，同时抑制各种噪声干扰，提高系统灵敏度。由于LNA在接收系统中的特殊位置和作用，该部件的设计对整个接收系统的性能指标起着关键作用。当今低噪声放大器主要采用单片微波集成电路（MMIC）技术，将所有有源器件（如双极性晶体管或场效应晶体管）和无源器件（如电阻器、电感器、电容器和传输线等）全部集成在一块半导体晶片上，以实现低噪声放大功能，具有尺寸小、重量轻、成本低及可靠性高的特点。本章介绍了一种宽带低噪声放大器的设计方法。设计时首先根据性能指标要求选择合适的有源器件，确定相应的工作状态和偏置条件及器件的稳定状态，然后合理设计匹配电路和负反馈电路，最后对整体电路进行优化。3.1低噪声放大器电路设计与仿真3.1.1设计目标以及器件和偏置条件选定设计目标如下：工作频率0.1GHz‐2.0GHz增益Gain＞36dB驻波比VSWRin＜1.5，VSWRout＜1.5平坦度±3dB在单级放大器设计中选用ATF-55143,该器件自身的噪声系数很小,有现成的ADS器件模型,且为E-PHEMT器件,在放大器的偏置电路设计中只需一种电源(3V)即可。采用Vds=2.7V和Ids=30mA的直流偏置条件,能够满足放大器设计的增益要求。3.1.2基于ADS宽频低噪声放大器的设计方案考虑指标增益要求,由于工作电流和尺寸大小的限制，30dB的增益只能用两级放大来实现（如果用三级放大，不仅尺寸要求难以保证，工作电流难以满足，而且容易自激振荡）。考虑到设计的简洁性和经济性,两级中的每一级都选用同一类型的放大器,在单级设计完成之后进行级联。两级级联放大器由第一级放大、级间匹配和第二级放大三部分组成,其中第一级和第二级都由单级放大器设计完成。单级放大器主要由输入输出匹配和放大部分构成。在单级放大器设计中,由于频率范围要求较宽,可以采用(频率补偿匹配网络技术或)负反馈技术，设计方案如图3-1所示。图3-1放大器的设计网络图3.1.3稳定性分析用ADS对器件ATF-55143的稳定性进行分析,观察器件在设计要求的频率范围内和选定的偏置条件下是否保持绝对稳定。一般来说,一个微波管的射频绝对稳定条件是：QUOTEQUOTE其中，D=S11S22-S12S21。K为稳定性判别系数，K＞1是稳定状态。只有当三个条件都满足时，才能保证放大器是绝对稳定的。实际设计时，为了保证低噪声放大器稳定工作，还要注意使放大器避开潜在不稳定区。对于潜在不稳定的放大器，至少有两种可选择的途径避开。（1）引入电阻匹配元器件，K≥1和Gmax≈Gms。（2）引入反馈，使K≥和Gmax≈Gms。在实际设计中，为改善射频微波管自身稳定性，有以下几种方法。（1）串接阻抗负反馈在MESFET的源级和地之间接一个阻抗元器件，从而构成负反馈电路。对于双极晶体管，则是在发射极经反馈元器件接地。在实际微波放大电路中，电路尺寸大小，外接阻抗器件难以实现。因此反馈元器件常用一段微波线来代替，相当于电感元器件的负反馈。（2）用铁氧体隔离器铁氧体隔离器应该加在天线与放大器之间，假定铁氧体隔离器的正向功率衰减器为α，反向衰减器为β，且α≥1，β＞1，则QUOTE。其中QUOTE为隔离器前的反射系数，Γ为加隔离器后的反射系数。（3）稳定衰减器Π型阻抗衰减器是一种简易可行改善放大器稳定性的器件，通常接在低噪声放大器末级输入口，有时也可以加在低噪声放大器内的级间。由于衰减器是阻型衰减，因此不能加在输入口或前级的级间，以免影响噪声系数。在不少情况下，放大器输出口潜在不稳定区较大，在输出端加Π型阻抗衰减器，对改善稳定性相当有效。3.2偏置电路以及负反馈电路的设计因为在第二章求ATF55143的静态工作点时，已经确定了一个直流电路。所以我们只要在这个基础上设置放大器的偏置电路既可。新建原理图命名为“LAN_schematic_1”3.2.1偏置电路（1）因为要进行S参数的仿真，所以添加了很多控件。其中“Term”是端口，一般阻抗默认为50Ohm；“StabFact”控件是稳定系数，也就是K，在这里要求K＞0；“MaxGain”是最大增益控件（注意不是实际增益，实际增益看S21）；“S-paraments”控件里设置仿真的参数。图3-2加入理想直流扼流和射频扼流的原理图另外，放大器的直流和交流之间的通路要添加射频射频直流电路，它的实质是一个无源低通电路，使直流偏置信号（低频信号）能传输到晶体管引脚，而晶体管的射频信号（频率很高）不要进入直流通路，实际中是一个电感，有时也会加一个旁路电容接地，在这里先用【DC_Feed】直流电感代替。同时，直流偏置信号不能传到两端的Term,需加隔直电容，【DC_Block】隔直电容代替。（2）单击仿真图标进行仿真。仿真结束后，单击数据显示窗口左侧的图标，弹出“PlotTraces&Attributs”对话框，选择显示“MaxGain1”和“Stabfact1”的曲线，单击【OK】。按钮，然后单击数据显示窗口可以看到曲线上某个频率点的精确数值，如图3-3所示。图3-3最大增益和稳定系数K的曲线从图3-3可以看出，在1.5GHz时，最大增益为25.232dB,稳定系数为K=0.782,小于1。从晶体管的放大理论可知，只有绝对稳定系数K＞1，放大器电路才会稳定，这里K＜1，不稳定。3.2.1负反馈电路宽带放大器设计的主要障碍是有源器件的增益带宽积的制约，即有源器件的增益在频率高端随着频率的增加以6dB/倍频程下降。在宽带低噪声放大器设计中，为了保证放大器增益的线性度和带宽，一般选用平衡放大或负反馈电路结构。前者使用器件较多，电路复杂，而负反馈电路结构简单，一般是在晶体管的输入和输出端口之间串联一个电阻和一个电容或者再加一个电感，其中电容的作用是防止反馈网络对晶体管的直流偏置产生影响；电感的作用是减少放大器在频率高端的反馈量，抵消放大器的增益随频率增加而降低，通过调节电感的大小可以调节放大器增益的平坦度。电阻起主要反馈作用，通过调节电阻值的大小可以调节反馈量的多少。负反馈式放大器具有如下明显的优点：降低整个电路对晶体管自身性能变化的敏感度；获得较好的输入阻抗匹配和较低的噪声系数；增大工作频带内放大器的稳定性；增加放大器的线性度等。因此，负反馈技术被广泛地运用于宽带放大器的设计当中。本设计采用负反馈电路形式，在栅极和漏极添加串联的电阻和电感作为负反馈。一般情况下，要反复调节反馈电路，使其在整个工作频率范围内稳定，反馈电路如图3-4所示。图3-4反馈电路（1）将图3-4中的负反馈电路加入直流偏置电路中。（2）接下来把理想的DC_Feed和DC_Block元器件改成实际的器件，本设计选用MuRata(日本村田公司)的电感和电容。（3）本设计中电源部分用了扼流电感“LGQ”和“GRM”,对射频信号进行阻隔和旁路。如图3-5所示。图3-5低噪放的一级放大电路图（4）仿真结果如图3-5所示，全部换成真实器件后稳定系数和增益基本达到要求。图3-6一级放大电路的仿真结果（7）同样将重新设级图3-5所示的单级放大电路，将两个单级放大电路进行级联得到一个两级放大电路如图3-7所示。图3-7两级低噪声放大器电路图（8）仿真结果如图3-8所示，由最大增益的图表可以看出在90MHz时，最大增益为33.982dB；在3GHz时，最大增益为36.468dB，而在90MHz-3GHz频率范围内，最大增益的最大值为37.555dB，最大增益的最小值为34.673dB。由稳定性图标可知，在90MHz-3GHz频率范围内稳定系数K＞1。图3-8两级放大电路的仿真结果3.3阻抗匹配阻抗匹配的概念是射频电路设计中最为基本的概念之一，贯穿射频电路设计始终。阻抗匹配就意味着源传递给负载最大的RF功率，换句话说就是要实现最大的功率传输，必须使负载阻抗与源阻抗相匹配。然而，他们的功能并不仅限于实现理想功率传输而在源和负载之间进行阻抗匹配。事实上，许多实际的匹配网络并不是仅仅为了减小功率损耗而设计的，他们还具有其他功能，如减小噪声干扰、提高功率容量和提高频率响应的线性度等。通常认为，匹配网络的用途就是实现阻抗变换，就是将给定的阻抗值变换成其他更合适的阻抗值。本节主要是利用ADS进行匹配电路设计的主要内容是利用无源匹配网络进行阻抗变换，达到功率最大传输，重点是确保在源和负载之间形成最小反射。3.3.1微带线匹配(1)输入输出阻抗测试打开两级放大电路原理图，插入两个阻抗测试控件，分别测试两级放大器的输入阻抗Z11和输出阻抗Z22。单击仿真按钮，仿真结束后，单击数据显示窗口中按钮，分别插入关于输入阻抗Z11和输出阻抗S22的数据列表，此时可以观察到低噪声放大器在各个频率点的阻抗如图3-9所示。图3-9放大器的输入阻抗Z11和输出阻抗Z22（2）选择TLines-Microstrip元件面板，并在其中选择微带线参数配置工具MSUB并插入到原理图中。双击MUSB控件，按照下面的内容设置微带线参数：H=0.8mm，表示微带线所在的基板厚度为0.8mmEr=4.3，表示微带线的相对介电常数为4.3Mur=1，表示微带线的相对磁导率为1Cond=5.88E+7，表示微带线的电导率为5.88E+7Hu=1.0e+33mm，表示微带线电路的封装高度为1.0e+33mmT=0.03mm，表示微带线的金属侧厚度近似为0.03mm(3)选择PassiveCircuitDG-Matching元件面板，面板中是各种类型的微带线匹配电路，选择采用单分支匹配电路SSMtch,并插入原理图中。双击SSMtch电路，按照下面内容进行参数设置（将Zload设置为1.5GHz是的Z11=29.107+j*2.046）：Subst=“MSub1”F=1.5GHz，这表示进行电阻匹配时频率为1.5GHzZin=50Ω，表示匹配的目标值为50ΩZload=29.107+j*2.046，这是由前面仿真结果得到的单击【OK】按钮完成参数设置。（4）选中SSMtch电路，并单击菜单栏中的DesignGuide然后单击PassiveCurcuit，此时系统弹出PassiveCurcuitDesignGuide窗口。选择PassiveCurcuitDesignGuide窗口中DesignAssistant选项卡，并单击Design按钮，系统将自动完成设计过程。（5）设计完成后，单击工具栏中的PushIntoHierarchy按钮，进入SSMtch的子电路如图3-9所示。从图3-10中可以看到组成SSMtch电路的各段微带线参数。其中T接头为计算时考虑阻抗突变引入的。在实际电路中并不代表任何实际电路的长度。图3-10SSMtch的子电路（6）同步骤（2）、（3）、（4）设计输出阻抗的匹配电路。如图3-11所示为两级放大电路在1.5GHz时Z22=23.262+j*18.313的输出阻抗匹配电路图。图3-11两级放大电路的输出阻抗匹配电路3.3.2分立LC阻抗匹配网络在原理图中可以看到端口和S-parameters的空间已经添加好了，如图3-12所示图3-12S-parameters双击Term端口，弹出设置对话框，分别把Term1设置成Z=50Ohm，Term2设置成Z=29.107+j*2.046Ohm。这里，Term1作为源，Term2作为负载。在元器件面板列表中选择“SmithChartMatching”，单击控件图标，在原理图里添加“DA—SmithChartMatching”控件，使用时需要考虑方向，如图3-13所示。图3-13SmithChartMatch方向因为工作频率是0.1~2.0GHz，所以在S-PARAMETERS控件里设置从0~3.0GHz，步长为0.1GHz。双击DA—SmithChartMatching控件，设置控件的相关参数，如图3-14所示。图3-14设置SmithChartMatch控件参在图3里，关键的设置有Fp=50MHz，SourceType=ComplexImpedance，SourceEnable=True,源阻抗Zg=50Ohm，SourceImpType=SourceImpedance，LoadType=ComplexImpedance，LoadEnable=True，负载阻抗Zl=29.107+j*2.046Ohm，其它参数采用默认值。在原理图设计窗口里，执行菜单命令【Tools】→【SmithChart】，弹出“SmartcomponentSync”对话框，选择“UpdateSmartComponentfromSmithChartUtility”选项后，单击【ok】按钮，弹出“SmithChartUtility”对话框，如图3-15所示。图3-15“SmithChartUtility”对话框（6）在图3-14中，要圈出的地方需要设置Freq和Zo，这里要设置为Freq=1.5GHz，Zo=50Ohm，单击【DefineSource/LoadNetworkTerminations】按钮，弹出“NetworkTerminations”对话框，如图3-16所示，在这里可以设置源和负载的阻抗。图3-16“NetworkTerminations”对话框（7）在图5中，需要把“EnableSourceTermination”和“EnableLoadTermination”的选项勾选上，它们是为了配合“SmithChartMatchingNetwork”对话框的“SourceEnable=True”和“LoadEnable=True”，这样在图3里面设置的源和负载阻抗直接导入“NetworkTermination”对话框。设置完成后依次单击【Apply】和【OK】按钮，可以看到源（小圆标记）和负载（方形标记）阻抗点都显示在Smith原图上了，如图3-17所示。图3-17加入源和负载阻抗的SmithChartMarching采用LC分立器件匹配过程如图3-18所示。图3-18匹配过程采用LC分立器件匹配过程如图7所示。单击【BuildADSCircuit】按钮，即可以生成相应的电路。查看匹配电路如图3-19所示。图3-19输入阻抗匹配电路（9）同上步骤求出两级放大器的输出匹配电路，输出阻抗匹配电路如图3-20所示。图3-21输出阻抗匹配电路图3.4整体电路的仿真与分析经过以上的设计，将匹配网络添加到两级放大电路中。单击S参数仿真控件，点击【Noise】把“Calculatenoise”选项勾上。再在原理图中添加驻波比测量控件和稳定系数测量空间。并经过多次调试，得到两级低噪声宽频放大器如图3-22所示。图3-22宽频低噪声放大器的电路图单击仿真按钮，仿真结束后，在数据显示窗口中分别加入稳定系数、噪声系数和驻波比以及放大器的S参数的矩形图如图3-23所示。图3-23仿真结果图由图3-23噪声系数矩形图中关于nf(2)d的曲线可以看出，宽频低噪声放大器的噪声系数在要求的频率范围内（0.1GHz～2.0GHz）噪声系数都在1.2以下，满足设计要求；稳定系数矩形图中StatbFct1的曲线可以看出，稳定系数K在频率范围内大于1，说明放大器在此频率范围内稳定；驻波比系数矩形图中，可以看出驻波比VSRW1和VSWR2在频率范围内大致小于2，满足设计要求。在S参数矩形图中可以看出增益系数S21在频率范围内增益的最小值为S21min=36.457dB、最大值为S21max=42.761dB,差值约为6dB，基本满足设计目的。3.5PCB的设计与其电路的仿真原理图PCB图3.6小结本文描述了一种射频宽带低噪声放大器的设计过程,采用负反馈技术和稳定性措施满足了增益平坦度和绝对稳定性要求,同时还简要介绍了输入输出匹配和级间匹配的设计过程。通过采用ADS技术,在放大器设计各个阶段进行仿真和优化,并对单级和两级级联放大器进行了电磁仿真,仿真结果均完全满足性能指标要求。在宽带放大器的设计和仿真中,本文描述的电路原理图仿真和电磁仿真的结果表明各项性能指标达到了要求。但是需要说明的是,如果对增益平坦度的要求高,则必须在单级放大器设计中对输入输出匹配提出更高的要求,相应的增益也会有所下降,在两级级联时则要求更好的隔离,会对级间匹配提出更高的要求。本文讨论了一种增强型E-PHEMT管的宽带低噪声放大器设计，介绍了设计的具体流程和方法，并充分利用ADS仿真软件的各项功能对低噪声放大器进行优化设计，省去了复杂的理论分析计算，大大简化了设计过程，提高了工作效率，对低噪声放大器的CAD设计具有很大的现实意义。

致谢本文的工作是在罗光肖老师的悉心指导下完成的。罗光孝老师以其丰富的知识和举重若轻的工作风格为我树立了良好的榜样。在工作进行的，同时他给我提出了许多宝贵的建议。在老师的帮助下，我得以改进工作方法，顺利地完成对本课题的设计。因此首先要诚挚地感谢罗老师于百忙之中给予我的所有关心和帮助。

同时，我也要感谢同学在整个毕业设计期间给我的帮助，在我整个毕业设计期间出现的很多的问题都一一的为我解答，还有为我提供了很多得参考书目和文献资料。

本文的工作是我在这四年大学学习生活的一点总结和考验。在工作过程中，更加深化了对知识的了解，拓宽了眼界，是大学生活不可多得的宝贵财富。在今后的学习工作中，我将再接再厉，努力工作。

因此，我要真心地感谢华北电力大学所有曾经传授给我知识，教给我人生哲理的亲爱的老师们，谢谢你们让我拥有了一段充实的、精彩的学习生活。

感谢我们班的每一位同学，永远记得与他们共同度过的这四年时光，这是一笔宝贵的财富，从他们身上我学到了很多很多，他们同时也给了我许多帮助。愿我们的友谊长存。

最后还要感谢我的父母，对我无微不至的关怀与支持。在本文编写的最后阶段，虽然经受各种事情烦杂的侵扰，有了父母的体贴，所有烦恼和苦痛都一扫而空。

谨以此文献给所有关心我的亲人和朋友。

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