MOS管驱动电路总结doc要点

PAGEPAGE1MOS管驱动电路总结doc要点第一篇：MOS管驱动电路总结doc要点MOS管驱动电路总结在使用MOS管设计开关电源或者马达驱动电路的时候，大部分人都会考虑MOS的导通电阻，最大电压等，最大电流等，也有很多人仅仅考虑这些因素。这样的电路也许是可以工作的，但并不是优秀的，作为正式的产品设计也是不允许的。下面是我对MOSFET及MOSFET驱动电路基础的一点总结，其中参考了一些资料，非全部原创。包括MOS管的介绍，特性，驱动以及应用电路。1，MOS管种类和结构MOSFET管是FET的一种（另一种是JFET），可以被制造成增强型或耗尽型，P沟道或N沟道共4种类型，但实际应用的只有增强型的N沟道MOS管和增强型的P沟道MOS管，所以通常提到NMOS，或者PMOS指的就是这两种。至于为什么不使用耗尽型的MOS管，不建议刨根问底。对于这两种增强型MOS管，比较常用的是NMOS。原因是导通电阻小，且容易制造。所以开关电源和马达驱动的应用中，一般都用NMOS。下面的介绍中，也多以NMOS为主。MOS管的三个管脚之间有寄生电容存在，这不是我们需要的，而是由于制100//造工艺限制产生的。寄生电容的存在使得在设计或选择驱动电路的时候要麻烦一些，但没有办法避免，后边再详细介绍。在MOS管原理图上可以看到，漏极和源极之间有一个寄生二极管。这个叫体二极管，在驱动感性负载（如马达），这个二极管很重要。顺便说一句，体二极管只在单个的MOS管中存在，在集成电路芯片内部通常是没有的。2，MOS管导通特性导通的意思是作为开关，相当于开关闭合。NMOS的特性，Vgs大于一定的值就会导通，适合用于源极接地时的情况（低端驱动），只要栅极电压达到4V或10V就可以了。PMOS的特性，Vgs小于一定的值就会导通，适合用于源极接VCC时的情况（高端驱动）。但是，虽然PMOS可以很方便地用作高端驱动，但由于导通电阻大，价格贵，替换种类少等原因，在高端驱动中，通常还是使用NMOS。3，MOS开关管损失不管是NMOS还是PMOS，导通后都有导通电阻存在，这样电流就会在这个电阻上消耗能量，这部分消耗的能量叫做导通损耗。选择导通电阻小的MOS管会减小导通损耗。现在的小功率MOS管导通电阻一般在几十毫欧左右，几毫欧的也有。MOS在导通和截止的时候，一定不是在瞬间完成的。MOS两端的电压有一个下降的过程，流过的电流有一个上升的过程，在这段时间内，MOS管的损失是电压和电流的乘积，叫做开关损失。通常开关损失比导通损失大得多，而且开关频率越快，损失也越大。导通瞬间电压和电流的乘积很大，造成的损失也就很大。缩短开关时间，可以减小每次导通时的损失；降低开关频率，可以减小单位时间内的开关次数。这两种办法都可以减小开关损失。4，MOS管驱动跟双极性晶体管相比，一般认为使MOS管导通不需要电流，只要GS电压高于一定的值，就可以了。这个很容易做到，但是，我们还需要速度。在MOS管的结构中可以看到，在GS，GD之间存在寄生电容，而MOS管的驱动，实际上就是对电容的充放电。对电容的充电需要一个电流，因为对电容充电瞬间可以把电容看成短路，所以瞬间电流会比较大。选择/设计MOS管驱动时第一要注意的是可提供瞬间短路电流的大小。第二注意的是，普遍用于高端驱动的NMOS，导通时需要是栅极电压大于源极电压。而高端驱动的MOS管导通时源极电压与漏极电压（VCC）相同，所以这时栅极电压要比VCC大4V或10V。如果在同一个系统里，要得到比VCC大的电压，就要专门的升压电路了。很多马达驱动器都集成了电荷泵，要注意的是应该选择合适的外接电容，以得到足够的短路电流去驱动MOS管。上边说的4V或10V是常用的MOS管的导通电压，设计时当然需要有一定的余量。而且电压越高，导通速度越快，导通电阻也越小。现在也有导通电压更小的MOS管用在不同的领域里，但在12V汽车电子系统里，一般4V导通就够用了。MOS管的驱动电路及其损失，可以参考Microchip公司的AN799MatchingMOSFETDriverstoMOSFETs。讲述得很详细，所以不打算多写了。5，MOS管应用电路MOS管最显著的特性是开关特性好，所以被广泛应用在需要电子开关的电路中，常见的如开关电源和马达驱动，也有照明调光。这三种应用在各个领域都有详细的介绍，这里暂时不多写了。以后有时间再总结问题提出：现在的MOS驱动，有几个特别的需求，1，低压应用当使用5V电源，这时候如果使用传统的图腾柱结构，由于三极管的be有0.7V左右的压降，导致实际最终加在gate上的电压只有4.3V。这时候，我们选用标称gate电压4.5V的MOS管就存在一定的风险。同样的问题也发生在使用3V或者其他低压电源的场合。2，宽电压应用输入电压并不是一个固定值，它会随着时间或者其他因素而变动。这个变动导致PWM电路提供给MOS管的驱动电压是不稳定的。为了让MOS管在高gate电压下安全，很多MOS管内置了稳压管强行限制gate电压的幅值。在这种情况下，当提供的驱动电压超过稳压管的电压，就会引起较大的静态功耗。同时，如果简单的用电阻分压的原理降低gate电压，就会出现输入电压比较高的时候，MOS管工作良好，而输入电压降低的时候gate电压不足，引起导通不够彻底，从而增加功耗。3，双电压应用在一些控制电路中，逻辑部分使用典型的5V或者3.3V数字电压，而功率部分使用12V甚至更高的电压。两个电压采用共地方式连接。这就提出一个要求，需要使用一个电路，让低压侧能够有效的控制高压侧的MOS管，同时高压侧的MOS管也同样会面对1和2中提到的问题。在这三种情况下，图腾柱结构无法满足输出要求，而很多现成的MOS驱动IC，似乎也没有包含gate电压限制的结构。于是我设计了一个相对通用的电路来满足这三种需求。电路图如下：图1用于NMOS的驱动电路图2用于PMOS的驱动电路这里我只针对NMOS驱动电路做一个简单分析：Vl和Vh分别是低端和高端的电源，两个电压可以是相同的，但是Vl不应该超过Vh。Q1和Q2组成了一个反置的图腾柱，用来实现隔离，同时确保两只驱动管Q3和Q4不会同时导通。R2和R3提供了PWM电压基准，通过改变这个基准，可以让电路工作在PWM信号波形比较陡直的位置。Q3和Q4用来提供驱动电流，由于导通的时候，Q3和Q4相对Vh和GND最低都只有一个Vce的压降，这个压降通常只有0.3V左右，大大低于0.7V的Vce。R5和R6是反馈电阻，用于对gate电压进行采样，采样后的电压通过Q5对Q1和Q2的基极产生一个强烈的负反馈，从而把gate电压限制在一个有限的数值。这个数值可以通过R5和R6来调节。最后，R1提供了对Q3和Q4的基极电流限制，R4提供了对MOS管的gate电流限制，也就是Q3和Q4的Ice的限制。必要的时候可以在R4上面并联加速电容。这个电路提供了如下的特性：1，用低端电压和PWM驱动高端MOS管。2，用小幅度的PWM信号驱动高gate电压需求的MOS管。3，gate电压的峰值限制4，输入和输出的电流限制5，通过使用合适的电阻，可以达到很低的功耗。6，PWM信号反相。NMOS并不需要这个特性，可以通过前置一个反相器来解决。一种低电压高频率采用自举电路的BiCMOS驱动电路西安电子科技大学CAD所潘华兵来新泉贾立刚引言在设计便携式设备和无线产品时，提高产品性能、延长电池工作时间是设计人员需要面对的两个问题。DC-DC转换器具有效率高、输出电流大、静态电流小等优点，非常适用于为便携式设备供电。目前DC-DC转换器设计技术发展主要趋势有：（1）高频化技术：随着开关频率的提高，开关变换器的体积也随之减小，功率密度也得到大幅提升，动态响应得到改善。小功率DC-DC转换器的开关频率将上升到兆赫级。（2）低输出电压技术：随着半导体制造技术的不断发展，微处理器和便携式电子设备的工作电压越来越低，这就要求未来的DC-DC变换器能够提供低输出电压以适应微处理器和便携式电子设备的要求。这些技术的发展对电源芯片电路的设计提出了更高的要求。首先，随着开关频率的不断提高，对于开关元件的性能提出了很高的要求，同时必须具有相应的开关元件驱动电路以保证开关元件在高达兆赫级的开关频率下正常工作。其次，对于电池供电的便携式电子设备来说，电路的工作电压低（以锂电池为例，工作电压2.5～3.6V），因此，电源芯片的工作电压较低。MOS管具有很低的导通电阻，消耗能量较低，在目前流行的高效DC－DC芯片中多采用MOS管作为功率开关。但是由于MOS管的寄生电容大，一般情况下NMOS开关管的栅极电容高达几十皮法。这对于设计高工作频率DC－DC转换器开关管驱动电路的设计提出了更高的要求。在低电压ULSI设计中有多种CMOS、BiCMOS采用自举升压结构的逻辑电路和作为大容性负载的驱动电路。这些电路能够在低于1V电压供电条件下正常工作，并且能够在负载电容1～2pF的条件下工作频率能够达到几十兆甚至上百兆赫兹。本文正是采用了自举升压电路，设计了一种具有大负载电容驱动能力的，适合于低电压、高开关频率升压型DC－DC转换器的驱动电路。电路基于SamsungAHP615BiCMOS工艺设计并经过Hspice仿真验证，在供电电压1.5V，负载电容为60pF时，工作频率能够达到5MHz以上。自举升压电路自举升压电路的原理图如图1所示。所谓的自举升压原理就是，在输入端IN输入一个方波信号，利用电容Cboot将A点电压抬升至高于VDD的电平，这样就可以在B端输出一个与输入信号反相，且高电平高于VDD的方波信号。具体工作原理如下。当VIN为高电平时，NMOS管N1导通，PMOS管P1截止，C点电位为低电平。同时N2导通，P2的栅极电位为低电平，则P2导通。这就使得此时A点电位约为VDD，电容Cboot两端电压UC≈VDD。由于N3导通，P4截止，所以B点的电位为低电平。这段时间称为预充电周期。当VIN变为低电平时，NMOS管N1截止，PMOS管P1导通，C点电位为高电平，约为VDD。同时N2、N3截止，P3导通。这使得P2的栅极电位升高，P2截止。此时A点电位等于C点电位加上电容Cboot两端电压，约为2VDD。而且P4导通，因此B点输出高电平，且高于VDD。这段时间称为自举升压周期。实际上，B点电位与负载电容和电容Cboot的大小有关，可以根据设计需要调整。具体关系将在介绍电路具体设计时详细讨论。在图2中给出了输入端IN电位与A、B两点电位关系的示意图。驱动电路结构图3中给出了驱动电路的电路图。驱动电路采用Totem输出结构设计，上拉驱动管为NMOS管N4、晶体管Q1和PMOS管P5。下拉驱动管为NMOS管N5。图中CL为负载电容，Cpar为B点的寄生电容。虚线框内的电路为自举升压电路。本驱动电路的设计思想是，利用自举升压结构将上拉驱动管N4的栅极（B点）电位抬升，使得UB>VDD+VTH，则NMOS管N4工作在线性区，使得VDSN4大大减小，最终可以实现驱动输出高电平达到VDD。而在输出低电平时，下拉驱动管本身就工作在线性区，可以保证输出低电平位GND。因此无需增加自举电路也能达到设计要求。考虑到此驱动电路应用于升压型DC－DC转换器的开关管驱动，负载电容CL很大，一般能达到几十皮法，还需要进一步增加输出电流能力，因此增加了晶体管Q1作为上拉驱动管。这样在输入端由高电平变为低电平时，Q1导通，由N4、Q1同时提供电流，OUT端电位迅速上升，当OUT端电位上升到VDD－VBE时，Q1截止，N4继续提供电流对负载电容充电，直到OUT端电压达到VDD。在OUT端为高电平期间，A点电位会由于电容Cboot上的电荷泄漏等原因而下降。这会使得B点电位下降，N4的导通性下降。同时由于同样的原因，OUT端电位也会有所下降，使输出高电平不能保持在VDD。为了防止这种现象的出现，又增加了PMOS管P5作为上拉驱动管，用来补充OUT端CL的泄漏电荷，维持OUT端在整个导通周期内为高电平。驱动电路的传输特性瞬态响应在图4中给出。其中（a）为上升沿瞬态响应，（b）为下降沿瞬态响应。从图4中可以看出，驱动电路上升沿明显分为了三个部分，分别对应三个上拉驱动管起主导作用的时期。1阶段为Q1、N4共同作用，输出电压迅速抬升，2阶段为N4起主导作，使输出电平达到VDD，3阶段为P5起主导作用，维持输出高电平为VDD。而且还可以缩短上升时间，下降时间满足工作频率在兆赫兹级以上的要求。需要注意的问题及仿真结果电容Cboot的大小的确定Cboot的最小值可以按照以下方法确定。在预充电周期内，电容Cboot上的电荷为VDDCboot。在A点的寄生电容（计为CA）上的电荷为VDDCA。因此在预充电周期内，A点的总电荷为Q_{A1}=V_{DD}C_{boot}+V_{DD}C_{A}（1）B点电位为GND，因此在B点的寄生电容Cpar上的电荷为0。在自举升压周期，为了使OUT端电压达到VDD，B点电位最低为VB＝VDD+Vthn。因此在B点的寄生电容Cpar上的电荷为Q_{B}=(V_{DD}+V_{thn})Cpar（2）忽略MOS管P4源漏两端压降，此时Cboot上的电荷为VthnCboot，A点寄生电容CA的电荷为（VDD+Vthn）CA。A点的总电荷为QA2=V_{thn}C_{BOOT}+(V_{DD}+V_{thn})C_{A}（3）同时根据电荷守恒又有Q_{B}=Q_{A}-Q_{A2}（4）综合式（1）～（4）可得C_{boot}=frac{V_{DD}+V_{thn}}{v_{DD}-v_{thn}}Cpar+frac{v_{thn}}{v_{DD}-v_{thn}}C_{A}=frac{V_{B}}{v_{DD}-v_{thn}}Cpar+frac{V_{thn}}{v_{DD}-v_{thn}}C_{A}（5）从式（5）中可以看出，Cboot随输入电压变小而变大，并且随B点电压VB变大而变大。而B点电压直接影响N4的导通电阻，也就影响驱动电路的上升时间。因此在实际设计时，Cboot的取值要大于式（5）的计算结果，这样可以提高B点电压，降低N4导通电阻，减小驱动电路的上升时间。P2、P4的尺寸问题将公式（5）重新整理后得：V_{B}=({V_{DD}-V_{thn})frac{C_{boot}}{Cpar}-V_{thn}frac{C_{A}}{Cpar}（6）从式（6）中可以看出在自举升压周期内，A、B两点的寄生电容使得B点电位降低。在实际设计时为了得到合适的B点电位，除了增加Cboot大小外，要尽量减小A、B两点的寄生电容。在设计时，预充电PMOS管P2的尺寸尽可能的取小，以减小寄生电容CA。而对于B点的寄生电容Cpar来说，主要是上拉驱动管N4的栅极寄生电容，MOS管P4、N3的源漏极寄生电容只占一小部分。我们在前面的分析中忽略了P4的源漏电压，因此设计时就要尽量的加大P4的宽长比，使其在自举升压周期内的源漏电压很小可以忽略。但是P4的尺寸以不能太大，要保证P4的源极寄生电容远远小于上拉驱动管N4的栅极寄生电容。阱电位问题如图3所示，PMOS器件P2、P3、P4的N-well连接到了自举升压节点A上。这样做的目的是，在自举升压周期内，防止他们的源/漏--阱结导通。而且这还可以防止在源/漏--阱正偏时产生由寄生SRC引起的闩锁现象。上拉驱动管N4的阱偏置电位要接到它的源极，最好不要直接接地。这样做的目的是消除衬底偏置效应对N4的影响。Hspice仿真验证结果驱动电路基于SamsungAHP615BiCMOS工艺设计并经过Hspice仿真验证。在表1中给出了电路在不同工作电压、不同负载条件下的上升时间tr和下降时间tf的仿真结果。在图5中给了电路工作在输入电压1.5V、工作频率为5MHz、负载电容60pF条件下的输出波形。结合表1和图5可以看出，此驱动电路能够在工作电压为1.5V，工作频率为5MHz，并且负载电容高达60pF的条件下正常工作。它可以应用于低电压、高工作频率的DC－DC转换器中作为开关管的驱动电路。结论本文采用自举升压电路，设计了一种BiCMOSTotem结构的驱动电路。该电路基于SamsungAHP615BiCMOS工艺设计，可在1.5V电压供电条件下正常工作，而且在负载电容为60pF的条件下，工作频率可达5MHz以上。该电路已应用于某种高性能压型DC－DC芯片，并已投片。第二篇：活跃的MOS管活跃的MOS管MOS管是金属—氧化物—半导体场效应晶体管，或者称是金属—绝缘体—半导体。MOS管的英文全称叫MOSFET(MetalOxideSemiconductorFieldEffectTransistor)，即金属氧化物半导体型场效应管，属于场效应晶体管中的绝缘栅型。因此，MOS管有时被称为场效应管。在一般电子电路中，MOS管通常被用于放大电路或开关电路。而在主板上的电源稳压电路中，MOSFET扮演的角色主要是判断电位，它在主板上常用“Q”加数字表示。MOS管的源极和漏极是可以对调的，他们都是在P型backgate中形成的N型区。在多数情况下，这个两个区是一样的，即使两端对调也不会影响器件的性能。这样的器件被认为是对称的。随着科学技术的发展,集成电路的集成密度不断地在提高。从数十年前被发明以来，MOS晶体管的尺寸已经被大大缩小。门氧化层厚度、通道长度和宽度的降低，推动了整体电路尺寸和功耗的大大减少。由于门氧化物厚度的减小，最大可容许电源电压降低，而通道长度和宽度的缩减则缩小了产品的外形并加快了其速度性能。这些改进推动了高频率CMOS轨到轨输入/输出放大器的性能发展，以满足当今系统设计者对于某种新型模拟电路日益增加的需求，这种电路必须能够以和数字电路同样低的电源电压进行工作。正是由于Mos场效应管具有制造工艺简单、占用芯片面积小、MOS晶体管器件的尺寸也逐年缩小、器件特性便于控制等特点。因此，它是目前制造超大规模集成电路的主要有源器件，并已开发出许多有发展前景的新电路技术。根据今年国际固体电路年会的报告，集成电路(IC)的最大市场莫过于网络设备，移动电话和消费类电子。中国已经是IC第三大市场，潜在的市场令世人瞩目，其中移动电话用户数量在世界上占第一位。蓝牙技术是短距离无线控制和通信，无线局域网是近距离数据通信，移动电话和全球定位系统是无线通信最主要应用市场。由于对信噪比和发送功率要求低，蓝牙和无线局域网的无线收发器已经采用CMOS电路，但是用于移动电话的无线收发电路对信噪比要求高，目前商用的仍然采用双极电路和砷化镓电路。但是实验室的研究已经达到了商用的性能，CMOS射频电路在手机上的商用已经清晰可见。从MOS管的应用领域上分析：排名第一的是消费类电子电源适配器产品中用量很是庞大，消费类电子领域对于MOS管产品的需求排名首位占24%，销售额为5.45亿美元，受益于中国对电视和家用电器的旺盛需求。随着消费电子、计算机等领域的快速发展，对功率器件产品的需求也呈现快速增长的趋势，而产品的小型化也使得高可靠性、节能、高性能、小尺寸、符合RoHs指令成为功率器件未来的发展趋势。封装工艺的提升则是提高MOS管性能以及稳定性的有效途径。随着市场上对更小巧轻薄、更快速、散热更好及性能更可靠的便携式应用MOS管器件的需求的快速增加，全球主要MOS管生产企业都在不断通过提升封装工艺来改善器件散热水平。排名第二的是计算机主板、NB、计算机类适配器、LCD显示器等产品，随着国情的发展计算机主板、计算机类适配器、LCD显示器对MOS管的需求有要超过消费类电子电源适配器的现象了。20XX年，中国笔记本电脑产量增长率超过40%，液晶电视产量增长率也超过了70%，快速增长的整机产量带动了中国MOS管的市场需求，但由于整体整机产量增长趋于平稳，MOS管市场需求量增长率较20XX年有所下降。20XX年中国MOS管市场需求量达到171.2亿个，市场需求额为220XX亿元。目前主板或显卡上所采用的MOS管并不是太多，一般有10个左右，主要原因是大部分MOS管被整合到IC芯片中去了。由于MOS管主要是为配件提供稳定的电压，所以它一般使用在CPU、AGP插槽和内存插槽附近。其中在CPU与AGP插槽附近各安排一组MOS管，而内存插槽则共用了一组MOS管，MOS管一般是以两个组成一组的形式出现主板上的。排名第三的就属网络通信、工业控制、汽车电子以及电力设备领域了，这些产品对于MOS管的需求也是很大的，特别是现在汽车电子对于MOS管的需求直追消费类电子了。从MOS管的市场进行分析：欧美日企业在中国功率器件市场上凭借着出色的产品质量处于领先地位，中国台湾企业则凭借着良好的产品性价比在市场中得到了较快的发展，而中国大陆企业在中国功率器件市场上的竞争力还很弱，企业实力有待提升。大陆企业：吉林华微杭州士兰微广州南科西安后裔深圳比亚迪深圳锐骏日本竞争对手：东芝三洋松木瑞萨富士三菱NEC等欧美竞争对手：IR仙童半导体英飞凌STONVishayAOS台湾竞争对手：富鼎先进茂达茂钿UTC（友顺）CET（华润）擎力等韩国：信安美格纳semihowAUKKIA等20XX年功率MOSFET市场销售收入的主要来源是三个领域：数据处理占销售收入的41%，消费电子占25%，通信占23%。由于政府继续支持通信产业，而且运营商保持对新通信网络的投资，包括有线与无线在内的通信产业，20XX年创造了6.17亿美元的功率MOSFET销售收入，高于20XX年的3.65亿美元。相比之下，消费电子20XX年创造5.7亿美元的功率MOSFET销售收入。20XX年汽车市场创造1.01亿美元的功率MOSFET销售收入，比20XX年劲增64%。由于低电压应用的数量通常随着数据处理和通讯设备所使用的处理器等器件的数量增长，功率MOSFET的多数销售收入来自低电压MOSFET。低电压MOSFET在20XX年占该市场的51%，今年大部分时间功率MOSFET需求强劲，第四季度销售额增长速度将会放慢，20XX-20XX年整体MOSFET市场的复合增长率将达20XX20XX年中国功率MOSFET市场快速增长，销售额达到23亿美元，比20XX年的16亿美元增长43%。功率MOSFET在20XX年多数时间都处于供应不足局面，难以满足中国各行业的需求，包括本地数据处理、消费与通信领域。功率MOSFET是为处理较高的功率级而设计的功率半导体器件，MOS管最显著的特性是开关特性好，所以被广泛应用在需要电子开关的电路中，常见的如开关电源和马达驱动，也有照明调光。功率MOSFET在中国市场强劲增长，可能主要归功于中国政府的推动。为了鼓励投资和刺激经济，中国政府推出了一系列政策。这些政府行动使一些应用功率MOSFET的产业受益，包括汽车、通信、消费、绿色能源与工业。这个消费循环的最后一环是中国本地人口，尤其是那些城市居民，他们对于电子产品的需求非常旺盛。但是，20XX年功率MOSFET增长速度不像20XX年那么快。一方面，中国政府在投资方面变得更加谨慎，并开始紧缩政策以抑制通胀。另一方面，日本3月地震影响了晶圆与原材料供应。20XX-20XX年增长速度约为12%，市场的总体复合增长率将为13.7%，笔记本将是推动增长的主要因素。凭借着较快的市场增长率以及广阔的市场发展空间，MOS管成为中国分立功率器件市场发展亮点。MOS管技术可大致分成平面型和沟槽型两大类。对于低压MOS管产品，沟槽MOS管技术已被市场所接受，并成为市场的发展趋势。在高压MOS管市场上，平面技术仍具有一定的发展潜力。未来，含有高端工艺的平面技术将是高压MOS管的发展趋势之一。虽然MOS管发展迅速，应用范围广，市场大。但是MOS管本身也存在不足之处，有待改善。其一就是MOS管容易被击穿，MOS管被击穿的原因一般分为以下几种情况：一、MOS管本身的输入电阻很高，而栅-源极间电容又非常小，所以极易受外界电磁场或静电的感应而带电，而少量电荷就可在极间电容上形成相当高的电压（U=Q/C），将管子损坏。二、MOS电路输入端的保护二极管，其导通时电流容限一般为１ｍＡ在可能出现过大瞬态输入电流（超过１０ｍＡ）时，应串接输入保护电阻，否则也会令MOS管出现击穿现象。三、焊接时电烙铁必须可靠接地，以防漏电击穿器件输入端，一般使用时，可断电后利用电烙铁的余热进行焊接，并先焊其接地管脚。其二是器件本身会吸附灰尘，从而改变了线路间的阻抗会影响元件的寿命，另外元件还会因为电场或电流的影响而破坏元件的，使其无法工作，因瞬间的电场软击穿或电流产生过热，使元件受伤，虽然仍能工作，但是寿命受损。如果元件轻微受损，在正常测试中不易被发现，在这种情形下，常会因经过多次加工，甚至已在使用时，才被发现破坏，不但检查不易，而且损失亦难以预测。按损伤的严重程度静电损害有多种形式，最严重的也是最容易发生的是输入端或输出端的完全破坏以至于与电源端VDDGND短路或开路，器件完全丧失了原有的功能。稍次一等严重的损害是出现断续的失效或者是性能的退化，那就更难察觉。还有一些静电损害会使泄漏电流增加导致器件性能变坏。静电对电子元件产生的危害不亚于严重火灾和爆炸事故的损失。其三温度也是MOS管的一大杀手，Mos管发热，主要原因之一是寄生电容在频繁开启关闭时，显现交流特性而具有阻抗，形成电流。有电流就有发热，并非电场型的就没有电流。另一个原因是当栅极电压爬升缓慢时，导通状态要“路过”一个由关闭到导通的临界点，这时，导通电阻很大，发热比较厉害。第三个原因是导通后，沟道有电阻，过主电流，形成发热。由于CPU频率的提高，MOS管需要承受的电流也随着增强，提供近百A的电流已经很常见了。如此巨大的电流通过时产生的热量当然使MOS管“发烧”了。为了MOS管的安全，除给MOS管安装散热片外，还需通过其它方法降低MOS管的温度。随着中国经济的逐步发展，中国在世界MOS管舞台上的地位日益重要。技术总是不断地进步的，新材料、新结构层出不穷，传统MOS器件的栅电极大都是高掺杂的多晶硅，但它们和高K栅介质匹配不好。在45nm节点，新的结构采用高K栅介质加金属栅的结构，通过使用专门设计的栅电极材料能够显著地提升性能，这些栅电极材料针对CMOS的n沟道和P沟道MOS晶体管分别进行功函数调节以达到匹配。相信在不久的将来MOS管将会对IC起着愈来愈重要的作用，MOS管也将出现跨越式的发展。第三篇：MOS管与bipolar优缺点比较（范文）]功率MOSFET与双极性晶体管的性能比较及优势当前，功率MOSFET较双极性晶体管(BJT)器件更受欢迎。如果把功率MOSFET和BJT作一番比较，可以发现功率MOSFET是一种高输入阻抗、电压控制的器件。而BJT则是一种低阻抗、电流控制的器件。在功率应用中采用MOSFET具有众多好处。我们可以通过下列几个方面来比较一下这两种器件的优劣，首先是驱动电路，功率MOSFET的驱动电路比较简单。BJT可能需要多达20XX额定集电极电流以保证饱和度，而MOSFET需要的驱动电流则小得多，而且通常可以直接由CMOS或者集电极开路TTL驱动电路驱动。其次，MOSFET的开关速度比较迅速，MOSFET是一种多数载流子器件，能够以较高的速度工作，因为没有电荷存储效应。其三，MOSFET没有二次击穿失效机理，它在温度越高时往往耐力越强，而且发生热击穿的可能性越低。它们还可以在较宽的温度范围内提供较好的性能。此外，MOSFET具有并行工作能力，具有正的电阻温度系数。温度较高的器件往往把电流导向其它MOSFET，允许并行电路配置。而且还有一个好处是，MOSFET的漏电极和源极之间形成的寄生二极管可以充当箝位二极管，在电感性负载开关中特别有用。使用功率MOSFET时需要考虑的因素功率MOSFET可以被看作接近理想的器件，没有BJT的某些局限性，因此功率MOSFET比前者更受欢迎。但是，尽管功率MOSFET比BJT有所进步，但在应用时仍然需要特别注意其功率耗散管理、开关损失最小化和MOSFET门驱动的优化。MOSFET实质上有两种工作模式，即开关模式或线性模式。所谓开关模式，就是器件充当一个简单的开关，在开与关两个状态之间切换。线性工作模式一般是指，器件工作在某个特性曲线中的线性部分，但也未必如此。此处的“线性”是指MOSFET保持连续性的工作状态，此时漏电流是所施加在栅极和源极之间电压的函数。它的线性工作模式与开关工作模式之间的区别是，在开关电路中，MOSFET的漏电流是由外部元件确定的，而在线性电路设计中却并非如此。功率MOSFET可以用于多种应用之中，包括马达控制、电源和镇流器等的开关电路，每种类型的电路都利用了MOSFET的某些独特的电气特性。当为某个具体应用选择功率MOSFET时，设计人员不仅要考虑最大漏极到源极电压和器件的漏电流，而且需要考虑其它参数会对应用产生什么影响。目标是确保所选择的器件不仅是最佳的技术选择，而且也是性价比最高的选择。由于在许多设计中电路板空间非常有限，所以通常需要首先确定可以选用哪些封装类型，这些封装能够在不超出确定的目标成本的情况下支持设计的电气要求。功率MOSFET既有单器件也有双器件形式，采用多种表面贴装和通孔封装类型，支持各种应用。除了封装技术以外，初步考虑还必须包括器件最大工作电压和电流，以及是否需要容忍某些应用中可能发生的雪崩情形，即开关电感性负载。雪崩情形可能发生在关断过程中，此时在漏极和源极之间可能因感生负载而出现高浪涌电压。这些能量水平随后可能超过MOSFET的最大额定值。为此，最高通道温度150°C时的雪崩能量通常被列在制造商的数据表之中。当使用这些器件的时候，必须注意不要超过这个最大额定雪崩能量。特殊应用中的功率水平将促使设计人员检查器件的最大功率耗散，以及安装在电路上会对器件产生什么影响。至于元件的额定功率，必须记住，它的散热能力受到封装以外的诸多因素影响。其中包括器件放置在电路板上其它器件中间会耗散大量功率，封装的周围温度水平，空气流动情况，以及散热器的容量(可以加到电路板上的额外的铜面积，用于冷却较小的SO8或TSSOP类型的元件)等。一项具体设计的工作效率将突显需要考虑的其它MOSFET参数，其中包括导通阻抗和栅-源电荷。设计人员经常仅把导通阻抗看作是MOSFET的质量因数，其实如果利用导通阻抗和栅-源电荷的乘积作为选择器件的指南可能会更有用处。因为这就需要考虑源电荷对于开关控制的影响，它可能影响MOSFET在具体设计中的总体效率。源电荷数量实际上由两部分组成：栅-源电荷和栅-漏电荷，它们被列在数据表之中，用于确定驱动MOSFET门电压所需的电荷数量。多数高功率MOSFET的栅-漏电荷多于栅-源电荷，在选择MOSFET的驱动方式时(即使用驱动IC的时候)必须考虑这点。一旦选定了器件的驱动方法，就需要仔细研究设计的布局，它包括考虑驱动IC上单独的源和返回路径，用于功率和信号输入，将有助于提高电路的总体抗干扰性。在需要高速开关的应用中，往往需要大驱动电流，由于电路设计及功率MOSFET本身中的电感效应，流入电路的电流水平可能导致损耗增加。这些额外的寄生效应可能限制器件有效地开关的速度。通过重视电路布局使这些效应降至最低，以及利用经过优化以降低电感的MOSFET，能够改善电路性能。另外一个需要考虑的因素是，除了谨慎的电路布局以外，许多应用也能因MOSFET门驱动信号的优化而得益，因为它使信号传输时间降至最短。这将使MOSFET在开通或者关闭时的功率损耗下降。根据不同的电路配置，经常需要能够以高转换速度提供峰值电流的驱动器，以确保获得最佳可能电路效率。双极性晶体管VSMOSFET自从IR(INTERNATIONALRECTIFIED国际整流器公司)发明了第一个MOSFET（METALOXIDESEMICONDUCTORFIELDEFFECTTRANSISTOR金属氧化物半导体场效应管）以来，MOSFET的性能的不断提高，其在各种应用领域得以大量使用；鉴于MOSFET的各种优良特性和良好的前景，各大电子元器件厂家纷纷投入大的人力研发自己的专利技术。IR的DirectFET™技术，InfineonCoolMOS的S-FET™技术,AATI的TrenchDMOS™„；伴随之而来的专利的封装技术。研发的重点依然在Rds(ON)的降低，栅极总电荷Qg的减少等。而双极性晶体管“似乎”被人们越来越“看不起”，被很多人看作是“旧技术”；甚至有人断言：不久的将来，MOSFET将完全取代BIPOLARTRANSISTOR，尤其当需要高速度，高效率的时候。这种观点是站不住脚的；首先，我们可以理解新技术的产生对业界产生的推动以及带来新的设计线路和设计方法；但是没有一种元器件、一种设计方法可以满足所有的应用。其次，需要看到双极性晶体管也在向更高性能不断发展，在某些领域同样有着不可替代的作用。比如ZETEX，不断的推出新的高性能的BIPOLARTRANSISTOR，每一种元器件和技术都有它的优点和缺点,都有它的应用领域，本文我们将从几个大家关心的方面进行讨论。1．击穿电压：1)对于MOSFET来说，BVDSS（漏源击穿电压）在400V~1000V而言，到80年代末，已经基本发展到极至，目前已经缺乏技术飞跃的可能性，Rds(ON)的改善，往往仅靠早期的大封装（诸如TO-220XX-Pack等）增大硅晶片的面积来达到；我们知道PLANER技术的缺点就是Rds(ON)的迅速上升，Rds(ON)∝BV2.6，功耗增大，这成为MOSFET向高压发展的瓶颈。2)而对双极性晶体管来说，由于采用的是少子的PLANER导电，相对MOSFET来说，做到高压容易多了。尤其是作为饱和开关的时候，集电极区阻抗的电导调制效应，极大的降低了Rce(sat),而MOSFET没有类似的电导调制效应。Rce(sat)∝BV2（图1）此主题相关图片如下：图1ZETEX3rd晶体管的Rce(on)vsBV例：ZETEX的FMMT459，Bvces=450V,Ic=150mA,Rce(sat)typ=1.4ohm,SOT-23封装；而同样的参数的MOSFET，需要DPAK这样的大的封装。下图（图2）是20XX穿电压条件下，晶体管和MOSFET的导通电阻比较：此主题相关图片如下：图220XX件的导通电阻比较3)另一个值得关注的问题是双极性晶体管击穿电压的双向性;而MOSFET的击穿电压是单向的，这主要是由于体二极管造成的；对MOSFET来说，如果存在反压击穿问题，就需要并联反向二极管或者用两个MOSFET形成MOSFET对，而这当然会引起导通损耗增大。2．大电流：1）对MOSFET来说，高压MOS由于受到Rds(ON)的影响，目前作大电流受到一定的限制；而在低压MOSFET中，现在大多厂家均掌握TrenchMOSFET，纵向技术的发展，极低的Rds(ON)，使得Id很容易就达到几十A，甚至上百A，各种利于散热的专利封装空前涌现。低压大电流MOS已经在通讯、消费、汽车、工控、便携等电子设备里广泛使用；同时涌现出一批专攻低压大电流MOS的公司，比如台系排行第三的ANPEC（茂达电子），低压(<100V)MOS竟然连续几年占其业绩的50％以上！2）对于双极性晶体管来说，根据Ic=B*Ib来看，其增大电流Ic的方法就是增大发达倍数B。第一种方法就是用达林顿管，通过几个晶体管的放大倍数相乘，达到小的基极电流控制大的集电极电流的目的。其次就是开发大的放大倍数（B）的晶体管，诸如ZETEX的Super-BTransistor,单个晶体管就可以达到Ic=10A.（continuous）3．驱动电压：1）对于电压型的MOSFET来说，近年来很多厂家推出了许多Vgs(th)低于1V的MOSFET；但是这仅仅是开门电压，并不意味着它们可以在Vgs＝Vgs(th)下稳定良好的工作，因为要真正达到全增强（FULLENHANCEMENT），达到象规格书上标注的Rds(ON),大多标准的MOSFET需要10V左右的Vgs，低Vgs(th)的器件也差不多要3－5V左右。由此看，大多MOSFET不能用MCU或DSP直接输出控制。尤其是当耐压增大的时候，绝缘层变厚，需要的导通阀值电压迅速上升。此外，Vth受温度影响较大，4－6mV/度。第四篇：MOS管的分类简介MOS管的分类简介场效应管分为结型场效应管（JFET）和绝缘栅场效应管（MOS管）两大类。按沟道材料型和绝缘栅型各分N沟道和P沟道两种；按导电方式：耗尽型与增强型，结型场效应管均为耗尽型，绝缘栅型场效应管既有耗尽型的，也有增强型的。场效应晶体管可分为结场效应晶体管和MOS场效应晶体管，而MOS场效应晶体管又分为N沟耗尽型和增强型；P沟耗尽型和增强型四大类。5.1结型场效应管（JFET）1、结型场效应管的分类：结型场效应管有两种结构形式，它们是N沟道结型场效应管和P沟道结型场效应管。结型场效应管也具有三个电极，它们是：栅极；漏极；源极。电路符号中栅极的箭头方向可理解为两个PN结的正向导电方向。2、结型场效应管的工作原理(以N沟道结型场效应管为例)，N沟道结构型场效应管的结构及符号，由于PN结中的载流子已经耗尽，故PN基本上是不导电的，形成了所谓耗尽区，当漏极电源电压ED一定时，如果栅极电压越负，PN结交界面所形成的耗尽区就越厚，则漏、源极之间导电的沟道越窄，漏极电流ID就愈小；反之，如果栅极电压没有那么负，则沟道变宽，ID变大，所以用栅极电压EG可以控制漏极电流ID的变化，就是说，场效应管是电压控制元件。5.2绝缘栅场效应管1、绝缘栅场效应管（MOS管）的分类：绝缘栅场效应管也有两种结构形式，它们是N沟道型和P沟道型。无论是什么沟道，它们又分为增强型和耗尽型两种。2、它是由金属、氧化物和半导体所组成，所以又称为金属—氧化物—半导体场效应管，简称MOS场效应管。3、绝缘栅型场效应管的工作原理(以N沟道增强型MOS场效应管)它是利用UGS来控制“感应电荷”的多少，以改变由这些“感应电荷”形成的导电沟道的状况，然后达到控制漏极电流的目的。在制造管子时，通过工艺使绝缘层中出现大量正离子，故在交界面的另一侧能感应出较多的负电荷，这些负电荷把高渗杂质的N区接通，形成了导电沟道，即使在VGS=0时也有较大的漏极电流ID。当栅极电压改变时，沟道内被感应的电荷量也改变，导电沟道的宽窄也随之而变，因而漏极电流ID随着栅极电压的变化而变化。场效应管的工作方式有两种：当栅压为零时有较大漏极电流的称为耗散型；当栅压为零，漏极电流也为零，必须再加一定的栅压之后才有漏极电流的称为增强型。第五篇：最简单的恒流源LED驱动电路WMZD系列专门为LED照明做温度补偿的电阻，采用热敏电阻补偿法的LED恒流源，具有电路简洁，可靠性好,组合方便，经济实用，适用各种LED头灯，日光灯，路灯；车船灯,太阳能LED庭院灯；LED显示屏等对恒流的需求。是专门针对LED照明出现的由于温度引起的LEDPN结电压VF下降，即-2mV/℃,称为PN结的负温效应。该特性在发光应用上是个致命的缺陷，直接影响到LED器件的发光效率、发光亮度、发光色度。比如，常温25℃时LED最佳工作电流20XX，当环境温度升高到85℃时，PN结电压VF下降,工作电流急剧增加到35mA～37mA,此时电流的增加并不会产生亮度的增加，称为亮度饱和。更为严重的是，温度的上升，引起光谱波长的偏移，造成色差。如长时工作在此高温区还将引起器件老化，发光亮度逐步衰减。同样，当环境温度下降至-40℃时，结电压VF上升，最佳工作电流将从20XX减小到8mA~10mA，发光亮度也随电流的减少而降低，达不到应用场所所需的照度。为了避免上述特性带来的不足，一般在LED灯的相关产品上，通常采用如下措施：1.将LED装在散热板上，或风机风冷降温。2.LED采用恒流源的供电方式，不因LED随温度上升引起使回生电流增加，防止PN结恶性升温。或这两种方法并用。实践证明，这两种方法用于大功率LED灯（如广告背景灯、街灯）。确实是行之有效的措施。但当LED灯进入寻常百姓家就碰到如下问题了：散热板和风冷能否集成在一个普通灯头的空间内；采用集成电路或诸多元器件组成的恒流源电路，它的寿命不取于LED，而取决整个系统的某块“短板”；有没有吸引眼球的价格。用热敏电阻补偿法来解决LED恒流源问题，既经济又实用。我公司采用具有正温度系数的热敏电阻(+2mV/℃)与负温度特性的LED(-2mV/℃)串联，互补成一个温度系数极小电阻型负载。一旦工作电压确定后，串联回路中的电流，将不会随温度变化而变化，通俗地讲，当LED随温度升高电流增加时，热敏电阻也随温度升高电阻变大，阻止了回路电流上升，当LED随温度下降电流减小时，热敏电阻也随温度下降电阻变小，阻止了回路电流的减少，如匹配得当，当环境温度在-40℃-85℃范围内变化时，LED的最佳工作电流不会明显变化，见图1电流曲线Ⅱ。2:应用:从图1可见，采用热敏电阻温度补偿方法与采用集成电路等元件组成的恒源相比，热敏电阻温度补偿法只用1个热敏电阻元件就可解决LED恒流源问题，其价格、体积、寿命等优势不言而喻。我们采用的这种正温度热敏电阻WMZD，专为LED应用而研制的，其常用规格见表1，下面介绍一下该热敏电阻的应用特性。20XXLED恒流源WMZD-5A20XX用我们可以用1只WMZD-5A20XX只LED（20XX）串联组成一个标准单元，它的LED恒流源电流20XX，工作电压U=3V+5×3.4V=20XXV。3V是WMZD-A20XX压降，3.4V是LED的正向导通电压(或2.8V~4.2V),它的恒流特性见图1中的电流曲线II。3.产品外形图片应用电路与制作注：用热敏电阻解决LED因温度变化而不能恒流的方案，使用本方案交流、直流电源均可，本方案不能解决供电电压变化引起的LED电流变化，仅对电源电压比较恒定的情况下有效，电压波动范围不能超过10%。如果电压波动超过10%应采取相应的稳压措施。比如220XXc(20XXac~240Vac)（交流电源只需要整流，不需要滤波）直流电电源4.5Vdc(4.0~5.0Vdc),超过这个电压波动范围,要采用稳压措施。与一般LED恒流源相比，该标准单元有不怕负载开路的优点，也不怕负载短路，当短接5个LED后，回路电流急剧上升，引起WMZD温升，WMZD阻值迅速增大，可有效阻止电流继续上升。经过反复实验后发现，负载短路后，短路电流可由130mA迅速下降到60mA的稳定值，如在电源的允许范围内，不会损坏电源。由多个5A20XX单元的串联组合，即可支持一定数量的LED，并获得相应的工作电压，比如用10个标准单元相串联的电路，可支持50个LED，灯，工作电压可接近20XX。Model型号WMZD-45A15WMZD-5A20XXMZD-45A20XXMZD-5A30WMZD-A100WMZD-B100WMZD-C100WMZD-A300WMZD-B300300mA0.5V+VFWMZD-C3001.7100mA0.65V+VF6.5恒流单元工作电R25(Ω)电流压15mA11.3V+VFX4575520XX3V+VFX520XX10V+VFX4530mA3V+VFX5500100单元电路规格A:引线型B:不包封贴片型C:包封贴片型也可以直接驱动一颗300mA大功率LEDWMZD-A350WMZD-B350WMZD-C350两个WMZD-B350并联可以直接驱动一颗700mA的350mA0.5V+VF1.4大功率LED规格书资料下载点击下载WMZD热敏电阻在LED恒流源中的应用资料VF为LED20XX时的导通电压100mALED恒流源WMZD-B100的应用1只WMZD-B100与5只并联的LED（20XX）串联可以组成一个标准单元，它的LED恒流电流为100mA，工作电压U=0.65V+3.4V=4.05V,0.65V是WMZD-B100的电阻压降,3.4V是LED后,短路电流可由600mA迅速下降28mA稳定值。如果要增添LED的数量，可用多个标准单元并联组合，如下图2个B100并联可以驱动10个20XX的LED灯如果要提高工作电压，可用多个标准单元的串联组合。如下图2个单元串联，供电电压为一个单元的2倍，依次类推。WMZD-B100，WMZD-B300，WMZD-B350的扩展应用典型的电路连接方法见下图，用2只B100电阻并联扩展成20XXALED恒流源，用于20XXA的大功率LED，工作电压U=0.65V+VF。3只B100并联可扩展成300mA恒流源，用于300mA的大功率LED，工作电压U=0.65V+VF以此类推。用2只B300电阻并联扩展成600mALED恒流源，用于600mA的大功率LED，工作电压U=0.50V+VF。3只B300并联可扩展成900mA恒流源，用于900mA的大功率LED，工作电压U=0.50V+VF，以此类推。WMZD的电流过补偿保护特性热敏电阻WMZD还具有电流过补偿特性，即热敏电阻的正温变化率大于发光管的负温效应成为过补偿，图3所示是一条随温度上升而减少的下陡曲线。这一点与LED的另一典型特性是一致的，即允许电流在40℃后随温度上升相应减少，使LED的功耗控制在额定范围内，确保LED的最长寿命。WMZD电流过补偿保护特性，正好可以满足LED对电流的要求，这也是一般的LED恒流源不具备的。过补偿保护应用在以下几处更显优势：1.全年或每天环境温差大，如室外照明的街灯、广告灯、车灯；2.低电压大电流LED灯（WMZD-B100具有低内阻、小压降）；3.价高的大功率LED单个保护。WMZD过补偿保护特性的典型应用电路接法见图4，与标准单元串联一个相同型号的WMZD热敏电阻，即可发挥过补偿作用，如果增加2个或3个WMZD热敏电阻会加深补偿作用，但如果实偿太深，常温下LED电流地低会影响发光效率。我们可以通过实验，选出保护功能与发光效率兼顾的最佳方案。下图为，采用2R和3R的电流温度对照图。该电流特性正好满足了LED在40℃以上电流相应的减少，使LED的功耗在而定的范围内，确保最长寿命。应用问答问1、用单元电路进行积木式组合时对电路的要求。答：由N个单元电路串联后的工作电压之和，确定直流电源的输出电压，由N路单元电路的电流之和，确定直流电源的输出电流，如采用输入电压有较大变化的220XXAC/DC转换的直流电源，请考虑稳压措施。问2、WMZD单元电路中的LED数目能否增减，会影响恒流特性吗？答：型号WMZD-A20XXMZD指驱动型正温热敏点电阻，A指串联，20XX0mA，这是最佳组合，如串联3只或4只LED恒流曲线是一条下陡的曲线（过补偿曲线）完全可以应用；如串联6只或7只LED恒流曲线是一条上翘的曲线（欠补偿曲线），组合后进行检测，如在高温80℃时，回路电流不超过25mALED的最大值仍然可以用，新组合单元的工作电压U=3V+VFXN工作电流20XX。型号WMZD-B100WMZD指驱动型正温热敏点电阻，B指并联，100指100mA，这是最佳组合，如并联3只或只LED恒流曲线是一条下陡的曲线（过补偿曲线）完全可以应用；如并联6只或7只LED恒流曲线是一条上翘的曲线（欠补偿曲线），组合后进行试验检测，回路电流在高温80℃时还在额定值内仍然可用，新组合单元的工作电压这样确定，用可调式直流电源接入新组成的单元电路，将回路的电流调到最佳值（N个LED电流值之和），对应的电压即工作电压U。问3、采用标准直流电源24V、12V、9V、4.5V时如何组和应用答：原则