交流电量综合检测仪

#B相1200，滞后C相1200（或超前C相2400）称为正相序，如果B相超前A相1200或C相超前B相1200称为逆序。在逆向序的情况下只要将ABC其中的任两条线互换即可变为正相序。相序判断电路设计为了线路和设备运行安全，在每次连接仪器时都要判断相序是否正确。本仪器有相序检测电路，若接线相序正确，则面板上的指示灯亮，提醒用户可以开机工作，若相序错误，则指示灯不亮，用户需要改变接线顺序成为正确的相序。相序检测电路图如图3-11所示。相序检测电路输入端及LED两端电压如图3-12所示。从互感器二次侧引出的AB两相电压通过二极管和运放LM339后转化为占空比为近似为50%的直流方波信号u'AuB'，如图3-12（1）（2）所示，在正相序条件下A相电压先于B相电压大于零，在uA>0而uB<0时，发光二极管阳极电压大于零，而阴极电压等于零，发光二极管亮，LED两端电压如图3-12（3）所示。而逆序条件下B相电压先于A相电压大于零，发光二极管始终不亮，LED两端电压如图3-12（4）所示。3.6报警电路为了保证线路和设备运行安全，在过流、过压、频率过高或过低时需要提醒工作人员检查线路的工作状态，并采取相应的措施，本仪器中设置了报警电路，包括硬件部分和软件部分。硬件部分是针对过流和过压的情况设计的，软件部分是针对频率过高或过低的情况设计的。在此分析硬件部分。3.6.1过流、过压保护电路本仪器中在A/D转换输入之前设置过压保护，并且在线路过流、过压时产生中断信号送入IOB2外部中断引脚。过流、过压保护及中断电路如图3-13所示。A

分得的电压信号，u'为A相电流输入电路中从第二级运算放大器A11输出端由电位器分得的电压信号。正常情况下u'和u'都为0~10V，调整电AiA位器R、R，使Z1和Z5不被击穿，因此没有电流通过R、R，97981055三极管不导通，八输入通道与非门74LS30输入端2和12引脚高电平。在线路电压或电流超过规定范围，u'和u'大于11.2V时，就会将Z1和Z5击穿，产生100mA的电流，并且在R、R上产生压降使三极管导通，74LS30输入端2或12引脚高电平将变低，74LS30输出为高电平，输入到IOB2的信号为低电平，触发外部中断，进入中断程序，具体的中断信号是由哪一按键按下或出现过压过流情况由中断程序判断，并进行相应的处理，由中断程序控制音频输出DA1、DA2作用于报警电路提醒工作人员。3.6.2声音报警电路声音报警电路由运算放大器和扬声器组成，如下图3-14所示。可编写程序使DA1DA2输出方波信号，驱动声音放大电路提示用户。LM386LS1SPEAKER图LM386LS1SPEAKER图3-14声音报警电路R791uFr1M—_C130.013.7通信接口电路在本测量仪器中电量参数现场综合测试仪需要与上位计算

机之间不断地进行各种信息的交换和传输，目前这种信息的交换和传输通常使用串行通讯方式，串行通讯接口是将数据一位一位地传送，它只需要一根数据线硬件成本低。SPCE061A单片机内置一个全双工的UART串行通信模块，UART模块提供了一个全双工标准接口，用于完成与外设之间的串行通信。借助于IOB口的特殊功能和UARTIRQ中断，可以同时完成UART接口的接收和发送数据的过程。P-UART-DATA(7023H)(读/写)单元用做接收和发送数据的缓存，向该单元写入数据，可以将发送的数据送入缓存器；从该单元读数据是，可以从缓存器读出数据字节。UART模块的接收引脚Rx和发送引脚Tx分别与IOB7和IOB10共用。使用UART模块进行通信时，必须事先分别将引脚IOB7和IOB10设置为输入输出状态，然后通过设置P-UART-BaudSalarHigh(7025H)单元指定所需要的波特率。单片机串行口采用TTL电平逻辑所以PC机与SPCE061A单片机通信时，必须经过电平转换。本仪器采用美国MAXIM公司生产的RS-232C收发器芯片MAX232E该芯片带有静电放电保护(ESD)功能采用单+5V电源供电在芯片内集成了2个线驱动器和2个线接收器可实现RS-232C电平和TTL电平之间的相互转换其电路如图3-15所示。C41C38■22uFC39■22uF匸VCCV+GNDC1-DOUT1C2+RIN1C2-ROUT1V-DIN1DOUT2DIN2C41C38■22uFC39■22uF匸VCCV+GNDC1-DOUT1C2+RIN1C2-ROUT1V-DIN1DOUT2DIN2RIN2ROUT2I0.1uF4与孑+5464544434241409-——IOB7——IOB10■94■864RS232C4022uF图3-15串行通信接口电路完整的RS-232C接口有25根线，其中主要信号是“发送数据(TXD)”和“接收数据(RXD)”，用来在两个系统之间传送串行信息，所以本仪器采用简单的3线通讯方式波特率选用9600bit/s。上位计算机通过串口的发送数据线(TXD)向SPCE061A单片机发送命令信息，该计算机发出的RS-232C电平信号经过MAX232E的一个接收器后被转换为TTL电平信号，送入单片机的串行口RXD端，SPCE061A单片机接收命令并响应将要发送的数据通过TXD端发出该TTL信号，经过MAX232E的一个驱动器转换为RS-232C电平信号送入上位计算机的串口的接收数据端(RXD)，计算机接收单片机发来的数据，从而实现了该测量仪器与上位计算机的通信。3.8键盘与显示电路键盘输入及显示输出是智能化测量仪器不可缺少的组成部分，在本仪器的前面板上有LCD液晶显示屏幕，用于显示数据；1个状态指示灯，显示线路相序是否正确；还有7个按键，用于用户设置工作参数和选择被测电参数的结果显示以及控制仪器工作。3.8.1液晶显示电路鉴于本仪器要显示的交流电量参数非常多，如果用数码管显示则不易观察显示的数据是什么参数，而且只能显示一项参数，因此可用LCD液晶显示，本仪器用的是MG12864点阵图式液晶显示模块。MG12864点阵数为128x64，可显示16点阵汉字8x4个，亦可显示各种字符和图形。MG12864液晶显示模块自带两个KS0108B显示驱动控制器和一个KS0107B显示驱动控制器。两个KS0108B显示驱动控制器分别控制左右两个半屏象素点的显示，KS0107B作为用64行的行驱动控制[27]。MG12864液晶显示模块与微处理器的连接方式有两种，一种是直接控制方式，另一种是间接控制方式。直接控制方式就是将液晶显示模块的接口作为存储器或I/O设备直接挂在微处理器总线上，微处理器以控制存储器或I/O设备的方式操作液晶显示模块的工作。间接控制方式就是将微处理器通过自身的或系统中的并行接口与液晶显示模块连接，如通过8255并行接口芯片或74LS373类的锁存器等。本仪器中采用的是间接控制方式，MG12864液晶显示模块连接电路如图3-16所示。

D0Q0D1Q1D2Q2D3Q3D4Q4D5Q5D6Q6D0Q0D1Q1D2Q2D3Q3D4Q4D5Q5D6Q6D7Q7OE74LS3731)171417181112LCDBUS15LCDBUS26LCDBUS39LCDBUS412LCDBUS515LCDBUS616LCDBUS719LCDBUS8MG128647CDBUS17CDBUS2VLCDBUS3\^LCDBUS410^tCPBUS5117CDBUS612X_LCDBUS713LC^DBUS814RESET(L)VOUTBLVCC图3-16MG12864液晶显示模块连接电路MG12864液晶显示模块的数据口通74LS373与SPCE061AIOA8~IOA15相连，由IOA6、IOA7分别控制MG12864的内部功能寄存器选择信号输入端（RS）和读/写操作控制信号输入端（R/W）。RSTB为MG12864复位控制输入端，低电平有效。利用MG12864的内嵌程序可以方便的显示字符、数字以及图形，并且可以设置字符和图形合成显示的方式，实现滚动左右移动的效果等。可以通过软件编程实现数字和图形合成显示，在显示数据的同时显示出数据是什么参数。键盘控制电路键盘可分为按键独立式和矩阵式两类，每一类又可根据对按键的译码方法分为编码键盘和非编码键盘两种类型。对于具有少量功能键的系统，多采用相互独立式的接口方法，即每个按键接一根输入线，各键的工作状态互不影响。由于本仪器中显示部分采用了液晶显示电路，简化了参数显示及切换功能的硬件控制部分，本仪器中采用7个独立式的按键对仪器进行控制。

其中S1为SPCE061A的复位按键；S2为功能表按键，与IOB15引脚相连；S3/S4为上/下翻滚按键，与IOB14/IOB13相连；S5为确认按键，与IOB12引脚相连；S6为退出按键与IOB11引脚相连；S7为显示器复位按键。键盘处理程序的关键是如何识别键码，微型计算机对键盘控制的方法是扫描。根据微型计算机进行扫描的方法又可分为程控扫描法和中断扫描法两种。程控扫描法占用CPU大量的时间，不管有没有键入操作，CPU总要在一定时间的时间内进行扫描，这对于单片机控制系统和智能仪表都是很不利的。为进一步节省时间，本设计中采用中断扫描法。这种方法的实质是，当没有键入的操作时，CPU不对键盘进行扫描，以节省出大量的时间对系统进行监控和数据处理。一旦键盘输入，即刻向CPU申请中断。CPU响应中断后，立刻转到响应的中断服务程序，对键盘进行扫描，判别键盘上闭合键的键号，并作相应的处理。1S2S3S4S5C1R924.7KR934.7K本仪器的SW2~SW6和A相过压、过流保护端与八输入通道与非门74LS30相连，74LS30的1引脚加VDD（+5V），74LS30输出端通过非门后接入IOB2。键盘控制电路如图3-17R924.7KR934.7KIOB15IOB14IOB13IOB12-以OB2U'iA-以OB2U'iA图3-17键盘控制电路正常情况下，74LS30输入端均为高电平，输出为低电平，输入到IOB2的信号为高电平；当有按键按下或有过压过流情况时，74LS30输出为高电平，输入到IOB2的信号为低电平，触发外部中断，进入中断程序，具图3-17第4章软件系统设计4.1系统主程序设计4.1.1系统主程序设计原则软件设计是智能化测量仪器的主要内容和重点。在系统各部分功能的实现过程中，软件设计的成功与否关系到整个系统能否具有使用灵活、操作简便、可靠性强等优点，而经过良好设计的软件能够做到在较少地改变硬件电路的情况下，很方便地改变系统的功能，这就对软件的设计提出了较高的要求。本仪器在设计过程中，充分利用了单片机的硬件资源，并尽可能采用软件代替硬件，使仪器的硬件结构简单、可靠性高、成本低廉[26]真正做到了技术经济合理。智能化测量仪器的设计研制过程中，对于一个复杂而又庞大的系统，可按仪器的功能把硬件和软件分成若干个模块，对各个模块采用“自顶向下”的顺序分别进行设计和调试，最后将各模块连接起来进行总体调试，这样使系统软件结构清晰，便于独立修改调试。所谓的“自顶向下”法，概括地说，就是从整体到局部，最后到细节。即先考虑整体目标，明确整体任务，然后把整体任务分为一个个子任务，子任务再分成子任务，同时分析各子任务之间的关系，最后拟订各子任务的细节。在本仪器软件的设计过程中，应该首先将任务层次化，然后对每一层次再逐步细化，即把整个问题划分为若干个大问题，每个大问题又分为若干个小问题，这样一层一层地分下去，直到最底层的每一个问题都可以分别予以处理时为止。每一层实现的功能尽量是独立的，彼此之间互相影响应该较少。划分以后，我们应该按照与划分相反的过程编写与调试程序，待所有子程序都编写设计通过后，依它们之间的逻辑顺序组合起来，构成完整的程序软件。采用这种设计方法，不仅能够使软件具有可读性好、维护方便和易于修改移植等优点。系统主程序设计在软件设计过程中，软件任务的划分是与本仪器所要完成的功能和实际工作过程紧密联系的。在系统中的FLASH内固化了用汇编语言编写的应用软件程序，其中包括主程序、键盘中断程序、键盘处理子程序、数据采集子程序、数据处理子程序、显示子程序、看门狗子程序和通信子程序等，这些程序与各自的功能模块相配合，完成相应的功能。根据系统所要实现的任务的结构层次，我们编制了主程序流程图，其程序流程框图如图4-1所示。系统复位后，首先进行系统初始化，在系统初始化以后，系统将掉电情况下保存在静态RAM中的重要信息内容读入内存。然后，系统调用显示子程序，显示操作信息，随后调用键盘处理子程序，在“测量”键按下之前，显示屏幕上显示“开始测量”、“显示记录”和“参数设置”，并由上/下翻滚键和确认退出键进入相关的子程序当“测量”键按下时，系统直接进入测量功能；然后，系统判断该测量电路为单相电路、三相三线电路还是三相四线电路，再调用数据采集子程序和相应的数据处理子程序，将被测电参数采集后，进行计算，得出测量结果。将测量结果和用户设置的电压、电流、频率、功率范围进行比较，若超限，则即时报警，提醒用户做出正确处理。系统再次调用键盘子程序，执行测量等功能，当上位计算机发出通信命令时，系统通过串行口查询进行接收，然后进行命令判断识别，确认后向上位计算机发送测量结果数据。串行通信时关闭中断，这样可以保证串行数据接收的完整性。整个主程序是一个闭环程序，不断地执行测量、显示和通信等功能。主程序中键盘采用中断方式。由以上的系统软件总体设计思想，本软件系统大致可分为以下三大部分：（1）电流、电压实时A/D采样模块。该模块主要包含频率测量子程序和电流、电压数据采集子程序。（2）电流、电压、功率、电度、功率因数等各电力参数的计算处理模块。该模块主要包含数据处理子程序、键盘显示子程序。（3）数据通信模块。该模块主要是SPCE061A单片机与上位机进行数据通信。

图4-1主程序流程图数据采集子程序设计4.2.1频率测量子程序频率测量原理：当第一次信号过零发生时，启动计数器，并在每次程序循环时累加，直至第二次过零发生。此时，存储计数值并重置计数器。这样就能直接获得两次过零之间的间隔时间，通过计算可以得出信号的周期，进而得到基波频率。在本应用中，利用SPCE061A外部中断可以方便地完成上述功能。SPCE061A单片机提供了两个16位可编程的定时/计数器：TimerA和TimerB。加法计数器的初值可由P_TimerA_Data和P_TimerB_Data设置。向定时器的P_TimerA_Data和P_TimerB_Data写入初值后，定时/计数器将在所选的时钟频率下开始以递增方式计数，当达到0xFFFF后定时/计数器溢出，产生中断请求信号，CPU响应后送入中断控制器进行处理。同时初值将重新载入定时/计数器开始计数。TimerA的时钟源有时钟源A和时钟源B“与”操作形成，是一个高频时钟源。TimerB的时钟源仅有时钟源A,是一个低频时钟源。本仪器中使用的是TimerA。在P_TimerA_Ctrl将时钟源A设置0则将停止TimerA的计数,可用此来控制计数器计数.SPCE061A通过中断控制寄存器和中断控制指令实现中断流程。SPCE061A对中断源的开放和屏蔽，以及每个中断源是否被中断，都受中断寄存器P_INT_Ctrl（7010H）、P_INT_Clear（7011H）和P_INT_Ctrl_New（7020H）控制，并受一些中断控制指令的控制。这三个中断控制寄存器的功能简介如下：（1）P_INT_Ctrl控制单元具有可读/写的属性，当写中断控制单元中的某位为1时，允许该位所代表的中断被开放，并关闭屏蔽中断触发器，此时当有该中断申请时，CPU会响应。如果该位被请0，则禁止该位所代表的中断。即使有该中断申请时，CPU也不会响应。当读取中断控制单元时，P_INT_Ctrl主要是作为中断标志，当CPU响应中断时，P_INT_Ctrl中的某位置1，可以通过读取寄存器来确定CPU相应的中断。外部中断EXT1和EXT2分别对应该单元的第8位和第9位。（2）P_INT_Clear清除中断标志控制单元主要用于清除中断标志位，当CPU相应该中断后，会将其中的中断标志位置1，当进入中断服务程序后，要将其控制标志位清零，否则CPU将总是响应该中断。（3）P_INT_Ctrl_New用于激活和屏蔽中断。中断控制指令如下：（1）FIQON开通FIQ中断，此时指令不能代替P_INT_Ctrl的设置。（2）FIQOFF屏蔽FIQ中断，FIQON与FIQOFF配对使用。（3）IRQON开放IRQ中断。（4）IRQOFF屏蔽IRQ中断。（5）INT设置FIQIRQ中断。在本仪器中A相电压u经过整形为与之同步的方波信号然后接入AIOB3并设置为与IOB3口中断有关的寄存器数据有效中断方式，所以每个负跳变到来时则产生一次中断频率测量中断子程序流程图如图4-2所示。电压电流采集子程序SPCE061A有8路可复用的10位A/D通道,其中一路通到（MIC_IN）用于语音输入，其余7路通道（Line_In）和IOA[0〜6]引脚复用，可以通过这些引脚将模拟信号转换为数字信号。在本仪器中没有用到MIC_IN，因此需要把P_ADC_Ctrl（7015）单元的第一位置“1”，以屏蔽V。MICADC采用自动方式工作，硬件ADC的最高速率限定为（fosc/32/16）Hz，如果速率超过此值，从P_ADC单元读取数据时就会出错。SPCE061A实时时钟频率为32768Hz，经过PLL锁相环倍频电路产生多个振荡频率，通过对P_SystemClock（7013H）单元进行设置，经过分频得到CPU时钟频率CPUCLK，可以得到多种CPU频率,默认的fosc，CPUCLK分别为24.576MHz和fosc/8，对应的ADC响应频率为48KHz。数据采集是实现测量功能的重要环节，第一步，要取当前工频周期；然后,根据周期内采样点数N，确定启动A/D转换器的采样时间间隔（定时常数）。本程序中设置fosc为32.768MHz，ADC响应频率为64KHz。ADC自动方式被启动后,会产生一个启动信号，RDY=0,进行A/D转换,当A/D转换完成后RDY被制成||1||，可以通过读取P_ADC（7014H）或P_ADC_MUX_DATA（702CH）获得10位A/D转换的数据。读完后RDY又

厂'厂'、中断返回图4-2频率测量中断子程序流程图被置成||1||°ADC多通道控制是通过设置P_ADC_MUX_Ctrl(702BH)单元实现的，如下表4-1所示。电压电流采集子程序流程图如图4-3所示。

表4-1PADCMUXCtrl单元bl5b14b13~b3b2b1b0控制功能ReadyFAILChannelSel（读/写）0A/D转换为完成10A/D转换完成000MICIN输入001LineIn1输入010LineIn2输入011LineIn3输入100LineIn4输入101LineIn5输入110LineIn6输入111LineIn7输入进入电压电流采集程序图4-3电压电流采集子程序流程图人机交互子程序设计4.3.1键盘子程序设计本设计中用5个按键通过上拉电阻直接接到SPCE061A的IOB口，采用中断查询的方式读取按键值，5个按键的功能如下：S2为“测量”快捷键，开机时可按下直接测量；S3/S4为“上/下翻滚”键，用来对各级菜单滚动显示；S5为“确认”键，当用S3/S4选中某一子菜单时，按下S5确认键即可进入该子菜单，或选中某功能时按下S5为确认键实现该功能；S6为“取消”键，当进入某一菜单时，按下S6即可退出该菜单，当正在实现某功能时，按下S6即可取消该功能。键盘扫描程序如图4-4所示。n进入键盘/过压过流中断有键盘按下?Y-延时去抖动键盘扫描找到闭合键？NY-读出按键值NT——-N闭合键释放？Y—建立有效标志返回图4-4键盘扫描流程图

液晶显示子程序设计本设计中液晶显示采用菜单式显示方式，总共有三级菜单，菜单中被选中项反白显示，不同菜单间通过按键进行切换，这样既节省了键盘又使操作明了方便。各级菜单间的关系如图4-5所示。工工视在电能工无功电能▼一有功电能*视在功率无功功率k有功功率”功率因数频率工单七一相电流图4-5LCD三级菜单开机后LCD默认显示测量快捷键，此时按下S2即可对信号采集处理、记录，无需通过确认键操作。主菜单包括“测量”、“显示记录”、“上传数据”、“时间设置”，在主菜单屏通过按键可任意选择或查看子菜单，选中子菜单后，可以按下确认键进入子菜单。进入时间子菜单后，可以设置系统时间；进入数据上传子菜单后，可以通过按键操作与上位机进行通信；进入显示记录子菜单后，可以通过滚动键和确认键查看已经记录的数据；测量子菜单也可通过滚动键和确认键进入。

液晶显示模MG12864的显示功能主要是通过SPCE061A的IOA口高8位来进行控制指令和显示数据的通信，来显示汉字与字符都以图形方式显示。系统显示时，首先完成初始化工作。MG12864液晶显示模块本身自带KS0107B和KS0108B控制芯片，此液晶显示模块的系统指令就是KS0107B和KS0108B控制器的指令，初始化设置一般都由管脚设置来完成，因此，其指令系统主要集中于显示功能的设置上。液晶显示模块MG12864显示程序流程图如图4-6所示。返回图4-6显示程序流程液晶显示模块始化就是对文本显示区域首地址和宽度、图形显示区域首地址和宽度、光标形状、显示方式和显示开关这些相关量进行设置。本装置采用的12864液晶屏每屏可显示4行8列汉字。将显示码写入液晶控制器KS0107B和KS0108B中显示RAM区的指定地址，便可在液晶屏上的相应位置显示出来。4.4与上位机通信子程序设计本装置的RS232接口通信由SPCE061A的UART通信模块实现。流程图如图4-7所示。（程序初始化图4-7与上位机通信流程图SPCE061A的UART通信模块是可编程的，并通过编程控制寄存器单元设置通信方式、数据校验方式、波特率等。UART控制单元及功能说明如下：（1）P_UART_Data（7023H）（读/写）单元可以用来作为接收和发送数据的单元，向该单元写入数据可以将发送的数据送入缓存器，从该单元读数据，可以从缓存器读取数据字节。UART模块的接收引脚RX和发送引脚TX分别为IOB7和IOB10公用共用。使用UART模块是需要将RX设置为输入状态，TX设置为输出状态P_UART_BaundScalarLow(7024H)、P_UART_BaundScalarHigh(7025H)单元来指定所需的波特率，同时设置P_UART_Command1(7021H)和P_UART_Command2(7022H)单元，已激活UART通信功能。(2)P_UART_Command1(写)(7021H)该单元的b0、b1、b4未用，b2、3可以控制数据校验功能，b6、b7控制UARTIRQ中断，如果b6设为1中断由TxRDY信号触发，数据发送完后产生UARTIRQ中断，如果b7设为1，中断有TxRDY信号触发，数据接收完时产生UARTIRQ中断。本仪器中可以设置为数据接收完时产生UARTIRQ中断。(3)P_UART_Command2(写)(7022H)单元写入时为UART数据发送/接收端口，第6、7位控制数据发送和接收的允许/禁止。可以激活UART、Tx、Rx引脚。UART模块的接收器和发送器都是双缓冲的，每一个都有独立的使能和中断标志位。两者可以单独使用，也可以在全双工方式下同时工作。收发器是MAX323收发器。SPCE061A串行通信软件可采用查询和中断两种方式。本装置中，数据发送与接收均采用中断方式。第5章系统抗干扰设计5.1系统干扰因素由于电力参数测量现场环境复杂，存在电磁干扰，使在实验室里设计正常运行的系统，在现场却往往不能够正常稳定地工作。系统干扰因素包括硬件方面的干扰因素和软件方面的干扰因素。在硬件方面实际应用中，干扰的来源很多，性质也不一样，干扰窜入仪器的渠道主要有三个：传输通道、空间电磁感应、电源接地系统和印刷电路板干扰等。干扰系统的软件因素主要包括程序死循环和程序“跑飞”为了保证仪表在实际应用中可靠的工作，必须要周密考虑和解决抗干扰的问题[28]。5.2硬件抗干扰设计5.2.1电源抗干扰设计电源干扰主要是从被测线路进入系统的。当被测线路中电源发生波动时，会引起仪器内部电源模块的不稳，致使仪器的性能和安全受到威胁。本仪器中电源部分产生两种稳压源，采用稳压芯片7805获取5V电压+5V和用SPY0029三端集成稳压器获得的+3.3V。在电源电路中，整流电路将交流变成脉动的直流，而在整流电路之后接入一个较大容量的电解电容，利用其充放电特性，使整流后的脉动直流电压变成相对比较稳定的直流电压。在实际中，为了防止电路各部分供电电压因负载变化而产生变化，所以在电源的输出端及负载的电源输入端一般接有数十至数百微法的电解电容．由于大容量的电解电容一般具有一定的电感，对高频及脉冲干扰信号不能有效地滤除，故在其两端并联了一只容量为0.001--0.lpF的电容，以滤除高频及脉冲干扰．另外，单片机对电源要求最高，采用线性稳压电源，可以在每一个芯片的电源进线端并联两个电容，一个容量为0.01uF用来消除高频噪声，另一个容量为0.1uF用来消除低频噪声。电磁兼容和电源接地系统抗干扰设计本装置既有模拟电路，又有数字模块，在模拟和数字同时存在时必须仔细考虑它们之间的电磁兼容性(EMC)问题。数字集成电路既是干扰源又是易受干扰的敏感部件，所以充分考虑它们之间的EMC问题，可以使硬件系统的电磁干扰和噪声等大大降低，从而改善硬件系统的性能。在所有EMC问题中，大部分是由不当接地引起的。一般的单片机系统中，地线包括模拟地和数字地。当数字电路工作在高频时，电源的脉动比较大，如果和模拟电源一起使用时就会给模拟电源造成干扰可以在不同地之间接电感的方式解决。5.2.3PCB抗干扰设计电路板上走线类型很多，如时钟线、驱动线和信号线等。为了减小各类线之间的相互干扰，这些线要分开走。时钟线应尽量远离其它走线，以防止互扰，并行的数据线走线要尽量短。在设计PCB时，选择合理的尺寸大小，如果PCB尺寸过大，导线加长，抗干扰能力就会下降;反之，如果尺寸过小，相邻导线以及lC之间距离就会变小，干扰也会增加。为了提高整板的抗千扰性能，PCB上各个关键部位都要设置去耦电容。5.3软件抗干扰设计5.3.1“看门狗”程序设计在系统设计中，除了硬件抗干扰技术，也要考虑软件抗干扰技术。软件抗干扰设计的内容主要消除模拟输入信号的噪声、程序跑飞时使程序重入正轨的方法。SPCE061A片内有一个功能强大的“看门狗”电路模块。作为常用的抗干扰方法，系统利用看门狗程序实时监视单片机的软件和硬件操作。当SPCE061A发生混乱不能及时清除WatchDog定时器，WatchDog将会产生溢出中断而复位系统，提高CPU的可靠性。可以用两个定时器对程序运行进行监控，对第一个定时器T0设定一定是时间，当产生定时中断的时候对一个自定义变量进行赋值，而这个变量在程序运行开始时已经有一个初值，其设定值要小于主程序运行时间，这样在程序结束时对变量的值进行判断，值发生了预期的变化，表明T0中断正常，如果没有发生变化就使程序复位。另外一个定时器T1用来监控主程序运行，给T1设定一个定时时间，在主程序中对其进行复位，如果不能在一定的时间里对其进行复位T1的定时中断就会使单片机复位。T1的定时时间要大于主程序的运行时间，给主程序一定的余量，而T1中的中断是否正常由T0定时中断子程序检测。SPCE061A的WatchDog清除时间周期为0.75s，SPCE061A的的看门狗功能是上电自动使能，不能被屏蔽，因此在0.75s内必须进行清狗操作。在P_WatchDog_Clear单元写入“0x0001”即可。5.3.2“指令冗余”抗干扰设计当干扰出现在CPU内核时，则CPU就不能按正常状态执行程序，从而引起混乱，这就是通常所说的程序“跑飞”，因此在软件上应采取抗干扰措施加以解决。程序跑飞后往往将一些操作数当作指令码来执行，从而引起整个程序的混乱，采用“指令冗余”是使跑飞的程序恢复正常的一种措施，所谓“指令冗余”就是在一些关键的地方人为地插入一些单字节的空操作指令NOP，当程序“跑飞”到某条单字节指令上时就不会发生将操作数当成指令来执行的错误，通常在一些对程序的流向起关键作用的指令前面插入NOP指令，则该条指令就不会被前面冲下来的失控程序拆散，而会得到完整的执行，从而程序重新纳入正常轨道。但应注意的是在一个程序中“指令冗余”不能使用过多否则会降低程序的执行效率。采用“指令冗余”使“跑飞”的程序恢复正常是有条件的，首先“跑飞”的程序必须落到程序区，其次必须执行到所设置的冗余指令如果“跑飞”的程序落到非程序区（如EPROM中未用完的空间或某些数据表格等）或在执行到冗余指令之前已经形成了一个死循环，则指令冗余措施就不能使跑飞的程序恢复正常了。这时采用另一种软件抗干扰这时采用另一种软件抗干扰措施，即所谓“软件陷阱”，“软件陷阱”是一条引导指令强行将捕获的程序引向一个指令的地址，在那里有一段专门处理错误的程序。“软件陷阱”一般安排在下列四种地方：第一，未使用的中断向量区；第二，未使用的大片EPROM空间，智能化仪器中使用的EPROM芯片一般都不会使用完其全部空间，对于剩余未编程的EPROM空间，一般都会维持其原状，因此在这段区域内每隔一段地址设一个陷阱，就一定能捕捉到跑飞的程序；第三表格有两种表格即数据表格和散转表格。由于表格的内容与检索值有一一对应的关系，在表格中间安排陷阱会破坏其连续性和对应关系，因此只能在表格的最后安排。陷阱如果表格区较长，则安排在最后的陷阱不能保证一定能捕获到飞来的程序的流向，有可能在中途再次跑飞；第四程序区程序区是由一系列的指令所构成的，不能在这些指令中间任意安排陷阱，否则会破坏正常的程序流程，但是在这些指令中间常常有一些断点，正常的程序执行到断点处就不再往下执行了，如果在这些地方设置陷阱就有可能有效地捕获跑飞的程序。结论本文从介绍开题的背景和意义以及国内外的现状与发展动态开始，查阅相关资料，设计了一种可用于检测单相和三相电流、电压、频率、功率因数、有功功率、无功功率、视在功率、有功电能、无功电能、视在电能等交流电量参数的多功能电量测度仪。本仪器以SPCE061A为核心控制元件，结合电压输入电路、电流输入电路、整形与过零检测电路、外扩存储电路、显示电路、键盘控制电路、与上位机通信电路等外设电路实现对交流电量参数的采集、转换、计算、存储、显示、通信等功能，解决了以往交流电量检测仪器中功能单一、携带不方便等缺陷，可对发电厂、电业局、变电所、及企业工业设备等工作现场进行在线测量，以便对现场用电设备参数进行检测和记录。本仪器的新颖之处如下：（1）在电压输入电路和电流输入电路中采用交流采样时，互感器二次侧对信号用两级运算放大器进行处理，在运放中输入参考电压先将信号抬升为直流的，再进行比例运算，而在单片机计算程序中减去直流量，获得完整的交流量。这使测量更加准确。（2）单片机中内置A/D转换，减小了外界的干扰，将A/D转换和其他指令统一编程，运行可靠性强，速度快。（3）与以往的检测仪器相比采用了液晶显示，可同时显示多个参数，并将参数名称和单位同时标出，使仪器使用更加方便。致谢通过此次毕业设计我获益匪浅，不仅巩固了在大学四年内学过的知识，尤其是单片机和模拟电子方面的知识，不但通过这次毕设提高了单片机编程的能力，同时加强了我的实际编程能力，也让自己更加的知道了自己知识领域里的不足和缺陷，理论知识有了很大的提高。这要感谢给我良好学习环境的学校——黑龙江科技学院。在这段毕业设计的时间里，王朋老师给予我无限的关怀和教导。老师广博的学术知识、严谨的治学作风和勤奋的工作态度每时每刻都在激励着我奋发向上。感谢老师在硬件设计和程序编译方面给予我技术上的指导和帮助，让我终生受益的不止是具体的知识，还有治学严谨的学习态度。参考文献1阎石.数字电子技术基础.第四版北京高等教育出版社，1999：45-752胡汉才.单片机原理及其接口技术.清华大学出版社，2004：:230-2513谢自美.电子线路设计实验测试第二版.华中理工大学出版社，2005：177-2034许遐.非正弦波形测量的同步采样技术.电测与仪表,1988:Vol.25(7):2-45康华光.电子技术基础数字部分.第四版.高等教育出版社，2000：254-3016童诗白.华成英.模拟电子技术基础.第三版.高等教育出版社，2000：309-3707何希才.新型电子电路应用实例.科学出版社，2005：212-2688邱关源.电路.第四版.高等教育出版社，1999：248-2589郑君里等.信号与系统.第二版.高等教育出版社，1999：89-15910方彦军，孙健．智能仪器技术机器应用.化学工业出版社、教材出版中心出版发行．2004：122-130.11王燕莉.孟欣.王培太.电测仪器仪表现场校验仪的现状与发展.电测仪表,2000:Vol.37(9):81012徐吉生.电工学.水利电力出版社，198313吕勇军，许晓峰，张铁岩.利用双CPU结构实现交流电参量的准确测量仪表技术，199814刘建，常小军.一种基于采样的电力参数测量方法.电气自动化，199615潘新民等.微型计算机控制技术.电子工业出版社，200416袁禄明.电磁测量.机械工业出版社.1980尤德裴.数字化测量技术及仪器.机械工业出版社，1992胡广书.数字信号处理-理论、算法与实现.清华大学出版社，1997陈晓斌，王向周.交流电基本参量的同步采样检测技术及其实现，微计算机信息—测控自动化，2005.620李庆波.电力参数智能综合测试仪的研制[D].哈尔滨理工大学硕士研究生学位论，2000:221陆以彪.交流电量参数现场综合测试仪的研制.哈尔滨理工大学工程硕士研究生学位论，200322杜刚.16位单片机原理及应用.中国电力出版社，2..6：208-21823凌阳16位单片机实验与实践.北京航空航天大学出版社，2007：9-1824杨振海.集成运算放大器在测量中的应用.东北林业大学出版社,199625孙友顺唐庆玉等.单片机在电力系统频率测量中的应用.电子技术,1994:Vol.21(6)8-1026孙涵芳,徐爱卿.MCS-51/96系列单片机原理及应用.北京航空航天大学出版社,198827李宏.张家田等.液晶显示器件应用技术.机械工业出版社，2004：75-8528胡元海.基于TMS320F2812的电力参数测试仪的设计与实现.南京信息工程大学理学硕士学位论文，2008RaymondS.Turgel.DigitalWattmeterUsingaSamplingMethod.IEEE.Trans.Inst.Mea,1974:IM-23(4):337-341C.H.Dix.CalculatedPerformanceofaDigitalSamplingWattmeterUsingSystematicSampling.IEEE.Proc.Inst.Elect.1982,129(3):172-175PhadkeAG.SynchronizedPhasorMeasurementsinPowerSystem[J].IEEEComputerApplicationinPower,1998.4:10-1524Sabolic,Dubravko,Bazant,Alen.AnautomaticmonitoringsystemfortheshiplockslopeofWuqianxiStation[J].EgineeringGeology,2004Offelli.CandD.petri.InterpolationTechniquesforReal-timeMulti-frequencyWaveformAnalysis.IEEETrans.Instrum.Meas,1990:Vol.IM-39:301-304附录1测量低宽带波段交流电压精密复合放大器摘要：本论文叙述了高精度复合放大器在计量中的应用，尤其是对宽波段较低的交流电压测量，包括理论设计和仿真测试。整个装置用于普通的含有AC/DC比较的仪器校准过程。关键词：复合放大器，交流电压测量，仪器校准。1.引言普通万用表通常需要校准电压范围从1毫伏到更高，频率范围从直流到1兆赫。交流电压需要非常精确的测量，而且需要的AC/DC对比的方法。这意味着我们要比较温度敏感元件的加热，通常是热电偶，产生直流和交流信号，交流信号的值是由已知的直流信号决定的。比较方法的作用是将输入的1毫伏等级的电压，在直流到1兆赫兹的频率范围内放大400倍。复合放大器相对有以下要求[1]，复合运算放大器必须是直流的，具有高的连续的输入阻抗、低的输出阻抗、频率独立增益从0到1兆赫、输入有过压保护、足够的输出功率和短路保护用来防止毁坏。这些要求很难用简单的放大器实现，高增益宽频带并且高精度直到1兆赫兹能稳定运行的放大器很难用先前仿真效果很好的放大器直接构成。2.论文目的本论文的主要目的是设计特殊的放大器实现要求的参数，且与理想值相差不大。市场上有各样对特殊功能优化的放大器，但是没有对综合功能优化的放大器。这就是为什么热电偶放大器交互方式必须考虑多种相对抗的因素综合设计，以最好地求出参数。上面提到的各部分框图如图1所示。从模块图1中可以看到信号途径，这个信号流程是开环高增益的，频率范围直到1兆赫兹。主反馈分为两部分，交流反馈直接与宽频带放大器相连，直流反馈与继电放大器相连。3.设计中的重要组成部分3.1直流偏移抵消电路主体直流的准确度，可用运算放大器取样实现，并且可与电容集成在一个芯片上，即所谓的斩波放大器。它能提供最小的直流补偿和漂移。但是由于它的噪音大，并不适应于宽频带。由于这些局限性，它只能作为一个并行分支，协调特定宽频带放大器实现直流特性。有两种方法可以稳定直接信号路径对直流的补偿，这个直接信号途径是由宽频带放大器和电流反馈放大器组成的。宽频带放大器将主体反馈分为滞留部分和交流部分，直流部分来自稳定的斩波放大器。这种解决方案的缺点是干扰进入主反馈，在主反馈中，有斩波放大器来的低带宽信号和由宽频带放大器来的中高频信号能精确的量在一起。因为频率特性在这一点上，两个信号通道连在一起，通常会有一些小的纹波，纹波是由斩波放大器的输出量和直接反馈信号的相角之差产生的。第二种方法是直接接入宽频带放大器的直流修正引脚调节直流补偿。这个先决条件限制了运算放大器的数量。作为合适的运算放大器在直流抵消电路中，鉴于上面的条件，LTC1050C已被选用［2］。局部频率独立反馈将总的直流稳定电路带宽降低到0.05Hz。LTC1050C的关键参数，它的低电压补偿，可达到0.5微伏，低漂移可达0.01卩V/°C，电压噪声0.6卩Vp-p，内部采样频率为2.5kHz.。3.2宽带传输宽带传输的主要问题是，在整个频率范围以实现稳定和频率独立增益。由于普通放大器的局限性，双极输入的放大器和具有电流反馈的跨导放大器已被组合使用，用来实现稳定宽频的增益。从宽频的立场考虑，运算放大器选用LT1028AC。它具有很好的噪声参数(0.85nV/srtHz)，在频率为1MHz时电压曾以为35dB。虽然它有直流抵消引脚，但它仍有电压偏移微调引脚。在本设计中，这个运放没有局部反馈。下一个放大阶段是用电流反馈放大器，在开环情况下，用以按要求实现总体增益。因为在这些放大阶段，合适的放大器被试用过好多。这些放大器的主要选择标准是在宽频带的情况下有高增益。这些放大器中有OPA695、LT1227HFA1120和其他的一些。OPA695和HFA1120有大约1.4GHz的单位增益带宽，LT1227有140MHz的单位增益带宽。但是OPA695没有直流修正补偿引脚，而HFA和LT有。这些要求在仿真和用点流反馈放大器实际设计之后被考虑到了，电流反馈放大器具有高的输入电压补偿，并且没有严格的直流反馈。本设计中很重要的一点就是，在中低频段应有搞得增益，用来实现在高频段有地相差和低增益。鉴于这些要求，最好的选择是HFA1120。在设计的草稿中，考虑过使用OPA695，但是它的缺陷是没有局部的直流补偿。电流反馈放大阶段也有局部频率独立反馈，用来保证在高频时有低的相位偏移。局部反馈有截止频率1MHz，幅值特性以-40dB每十倍频程下降。之后有稳定的10dB增益。这种安排有一个优点就是，在35MHz的频率下相位偏移只有-15°，这种情况下总的增益为1。因此这是总体稳定的先决条件。HFA1120电流反馈阶段的幅值和相位频率特性如图2所示。实现整个电路的稳定性关于分配，我们需要在频率为1MHz时增益为400，且有足够强的反馈，仅用电流反馈放大器是不够的。有LT1028的总放大器在电流反馈放大一级是很难实现要求的，即要求在高频的情况下有高增益。由于这个原因，使用两个电流反馈放大器。为了保持系统的稳定性，具有T形状的特殊相位校正电路被设计出来了。正确的使用此电路，可以忽略在中低频段对增益的冲击。但是它的主要作用是在35MHz的频率下校正相位，使系统在闭环转台下有稳定的增益。正向信号通道宽频传输简化图如图3所示。电流反馈放大阶段被简化了，它有局部独立的频率反馈。从图4中可以看到T部分电路被调到10MHz，此时幅值特性从-20dB每十倍频变为+20dB每十倍频，T电路的增益范围是70°，35MHz，可以矫正电流反馈的相位偏移，LT1028在35MHz时相位矫正为-200°。如果所有的相位偏移加起来，总的频率增益在开环情况下为1.时，相位偏移为+20°在电流反馈放大和相位矫正两个电路阶段，有另一个优点就是幅值特性很陡，在截止频率1MHz处可达-120dB每十倍频。如果电压增益上限在开环状态下为115dB，那么开环增益在10MHz时增益降为0dB，在100MHz时将为-20dB。这种效果在草稿设计中没有考虑。虽然所有的截止频率在高频段已经被设计到了，可以是总体的准确性更好，但是在高频段的稳定性差，感性容易产生自激振荡，放大的高频率将扩频。AC输入参数-放大器输入级的漂移输入放大器的选择将会对高输入阻抗和低输出阻抗产生主要影响。但是具有这些参数的放大器有高的噪音，它们适用于有高内部阻抗的信号源[1]因此输入级需要选择输入端有双极晶体管的放大器，这样的放大器适用于内部阻抗较小的信号源，这样有利于矫正。具有浮动电源的输入放大器获得更好的输入参数，像是具有高输入阻抗宽频带。它是由普通节点的供电电压中点和输入的第一级放大器构成。这个电路也降低了内部为了阻止输入超载的二极管的电容的影响。输入级放大器带有浮动中点电源的电路图简化为图5。作为一个合适的放大器，它控制的浮动电源中点，可以选用LT1097，它具有低直流偏移和漂移[2]。他不是一个一流的集成电路，但是它的各个参数都满足要求。因为它在主枝中不参与放大。3.5热电偶超载保护-带有比较器输出保护电路热电偶的过载保护已经用经典的比较器电路做出来了，此电路能监察特定信号的超载，且在输出端不发出错误信号[1]。这一部分电路是一个带有LT1128AC的输出跟随器，它可以在增益为1的情况下实现足够的准确性，不会使先前达成好的结果更糟。在此跟随器之前有一个电气开关，这个开关在输出电压超过特定范围之后，可以将LT1128AC与之前的电路隔离，保护热电偶免受毁坏。4.结果经考察开环增益在频率为1MHz的图可用图6表示，此图表述了总体的开环增益、闭环增益和LT1028的增益。从幅值特性中看到在1MHz时幅值增益已经足够，大约为115dB，在闭环之后提供了很好的上限和高的准确性。从图6和7中可以看到开环时增益和相位的界限，图6为总体放大器的相位频率特性。对开环特性仔细研究可知，在15MHz时增益为6dB，在35MHz时相位上限为18°。在用精确电阻将总体闭环之后，可以实现总的增益为400且幅值特性比较平，如图6所示。整个交流精密放大器在10Hz至1MHz整个频率范围内的特性如图8所示。所设计的宽频带放大器在从直流到1MHz的范围内总体精度大约为±500ppm，如果带宽降到100kHz，精度将增加到±20ppm。5.讨论仿真结果符合设计者的目的，即高的开环增益和稳定的闭环功能。由于在高频和高增益的条件下工作，在实际的构造中将有一些困难。参数的设置和放大器的选择因设计不同而异，但是这个想法是可以实现的。如果它们能够实现或接近仿真结果，这样的放大器原型正在构造中，并且各个模块已经被测试。6.结论在此设计中，显示了真实的电子器件，这些器件可以构造具有相关重要参数、优点和缺点的放大器。所有的主要部分都是在考虑了它们对总体准确性和总体参数的情况下设计的。论文中也有仿真结果和参数的核查，这些参数决定了总体的准确性和长期的稳定性。此放大器真正的原型还没被测试，但是它正在构造中。附录2XVIIIIMEKOWORLDCONGRESS

MetrologyforaSustainableDevelopmentSeptember,17—22,2006,RiodeJaneiro,BrazilPRECISIONMEASUREMENTOFLOWACVOLTAGEINWIDEBAND

WITHCOMPOSITEAMPLIFIERZdenekHavranekDepartmentofControlandInstrumentation,BrnoUniversityofTechnology,Brno,CzechRepublic,havranekz@phd.feec.vutbr.czAbstract:ThepaperdescribestheoreticaldesignandsimulationresultsofthehighprecisionamplifierforuseinmetrologyespeciallyformeasurementoflowACvoltageinawidefrequencyrange.ThewholedevicewillbeusedinprocessofcalibrationofcommonmultimeterswithAC/DCcomparationtechnique.Keywords:compositeamplifier,ACvoltagemeasurement,calibrationinstrumentation.INTRODUCTIONCommonmultimetersusuallyneedthecalibrationforvoltagerangesfrom1mVhigherinafrequencyrangeofDCto1MHz.VeryaccuratemeasurementofACvoltageisneededandisofferedbytheAC/DCcomparationmethod.Itmeansthatwecompareheatingoftemperaturesensitiveelement,usuallythermocouple,createdbytheACandDCsignalwiththeknownDCsignalwhichdeterminesthevalueofACsignal.Forproperfunctionofcomparationmethod,theinputvoltagesignalof1mVrms、mustbegainedby400timesinafrequencyrangefromDCto1MHz.Itputsopposedrequirementsontheamplifier[1].TheamplifierhastobeDCaccuratewithhighandconstantinputimpedance,lowoutputimpedance,lownoise,frequencyindependentgainfrom0to1MHz,inputovervoltageprotection,enoughoutputpowerfordrivingthethermocoupleandshortcircuitprotectiontopreventitsdestroying.Thisopposedrequirementscan'tbefulfilledbysimpleamplifier.Thehighgainamplifierinwidebandwidthwithalsovery

highprecisionupto1MHzandstableoperationcan'tbeconstructeddirectlywithoutanypreviousgoodsimulationresultsobtainableinrealdesign.PURPOSEOFTHEPAPERThemainobjectiveofthispaperistodesignspecialamplifiertoachievetherequieredparametersnotfarfromideal.Thereishugerangeofvariousamplifiersoptimalizedformanyspecialpurposesonthemarket,butthereisnochancetooptimizethewholeparameterstogether.That'swhytheamplifierforthermocoupleconversationmethodmustbedesignedasacompositeamplifierwithseveralblocsandthenitcanprovidethebestfinalparameters.Theblocdiagramofthewholeamplifierwithallpartsmentionedaboveisonthefigure1.Fromtheblocdiagram,onecanseedirectsignalpathwhichprovidesveryhighopen-loopgaininwidebandwidthupto1MHz.Theglobalfeedbackpathisdividedintotwoparts,ACfeedbackdirectlyconnectedintowidebandwidthamplifierandDCfeedbackprocessedwithchopperedamplifier.jilfoiwdeBrslz-DCFEEDBACKFig.1.Blocdiagramofthedesignedcompositeamplifier2.DESIGNOFIMPORTANTPARTS2.1.DCoffsetcancelationcircuitGlobalDCaccuracycanbeachievedbyusingoperationalamplifier(OA)withsampleandholdcapacitorsintegratedonthechip,so-calledchopperamplifier.ItprovidesminimalDCoffsetanddrift,butforitshighernoiseitisnotsuitableforwiderfrequencyrange.Becauseoftheselimitations,itcanbeR&s^sti/eFeedcackGircuil⑷dhVer^LewTeiriperatureDriftandLongTermStabilityjilfoiwdeBrslz-DCFEEDBACKFig.1.Blocdiagramofthedesignedcompositeamplifier2.DESIGNOFIMPORTANTPARTS2.1.DCoffsetcancelationcircuitGlobalDCaccuracycanbeachievedbyusingoperationalamplifier(OA)withsampleandholdcapacitorsintegratedonthechip,so-calledchopperamplifier.ItprovidesminimalDCoffsetanddrift,butforitshighernoiseitisnotsuitableforwiderfrequencyrange.Becauseoftheselimitations,itcanbeR&s^sti/eFeedcackGircuil⑷dhVer^LewTeiriperatureDriftandLongTermStabilityusedonlyasaparalelbranchwhichadjustsDCparametersoftheselectedwidebandamplifier.Therearetwoways,howtostabilizetheDCoffsetforthedirectsignalpath,whichconsistofwidebandamplifierandcurrent-feedbackamplifiers.ThefirstoneistodividetheglobalfeedbackintoDCandACpart,wheretheDCpartcomesthroughchooperstabilizedOA.Disadvantageofthissolutionisinterferenceintoglobalfeeedback,wheretheconnectionbetweenlow-bandsignals,comefromchopperOA,andmid-andhigh-bandsignalsdirectlyprocessedbywidebandamplifiercouldbedoneveryprecisely.Becauseinthepointonthefrequencycharacteristic,wherebothsignalpathsactingtogether,thereisusuallysmallripplecausedbysmallphaseanglebetweenchopperOAoutputanddirectfeedbacksignal.ThesecondwayofDCstabilizationisadjustingtheDCoffsetofthewidebandamplifierdirectlyintoitsDCoffsettrimingpins.ThispreconditionforthewidebandamplifierlimitstotalamountofavailableOAs.AstheappropriateOAforDCcancelationcircuit,duetomentionedrequierements,LTC1050Chasbeenchoosen[2].ThelocalfrequencydependantfeedbackreducesthetotalbandwidthofthewholeDCstabilizationcircuitto0.05Hz.ThekeyparametersofLTC1050Careverylowoffsetvoltageof0.5yVwithlowdriftO.O1yV/°C,voltagenoise0.6yVp-p(DC—1Hz)andinternalsamplingfrequency2.5kHz.WidebandtransmissionThemainproblemistoachievethestableandfrequencyindependentgaininthewholefrequencyrange.ThecombinationofbipolarinputstageoftheOAwithtransconductanceamplifierswithcurrentfeedback(CF)hasbeenchoosenduetolimitationsofclassicalamplifiertoachievestablegaininwiderfrequencyrange.OnthepositionofthewidebandamplifierhasbeenchoosenoperationalamplifierLT1028AC[2],whichhasverygoodnoiseparameters(0.85nV/srtHz),voltagegainof35dBat1MHz.ThisOAhasalsovoltageoffsettrimmingpins,thusitissuitableforDCcancelationdirectlyintotheoffsettrimmingpins.Inthedesign,thisOAhasnolocalfeedback.Twonextamplificationstagesareequippedwithcurrentfeedbackamplifiers(CFAs)toachievetherequieredglobalgaininopen-loop.AstheappropriatepartsforthesestageshasbeentriedseveralOAs.MainrequirementfortheselectionofOAisverywidebandwidthwithgoodstabilityathighergains.ThisqualityhasOAOPA695(manufacturerBurr-Brown),LT1227(LinearTechnology),HFA1120(Intersil)andsomeother.haveunity-gainbandwithofabout1.4GHzandLT1227has140MHz.ButOPA695hasn'tDCoffsettrimmingpins,whileHFAandLThave.ThisrequirementhasbeenconsideredaftersimulationandsomepracticaldesignwithCFAs,wherethemostofcurrentfeedbackamplifiershavehighinputoffsetvoltage(inmVlevels)andwithoutstrictlocalDCfeedback,theystaturate.Inthisdesign,itisimportanttohavehighgainatlowandmid-rangefrequenciestoachievelowphaseshift(from0°)athighfrequencieswithlowgain.Fromtheserequirements,thebestchoiceisIntersilHFA1120.Inthedraftversionofdesign,therewasconsideredusageofOPA695,butitslimitationisimposibilityoflocalDCoffsettrimming.ThestagewithCFAhasalsolocalfrequencydependentfeedbacktoensurelowphaseshiftathighfrequencies,asmentionedabove.Thelocalfeedbackhascut-offfrequencyat1MHzwithfollowing-40dBperdecadeslopeoftheamplitudefrequencycharacteristicandthenconstantgainof10dB(slopeof0dBperdecadewithcut-offfrequencyabout15MHz).Thisarrangementhasabigadvantagewithphaseshiftofonly-15°atfrequencyabout35MHz,wherethewholecompositeamplifierisdesignedwithagainof1.Soitisagoodprerequisiteforglobalstability.AmplitudeandphasefrequencycharactaristicoftheonestagewithCFAHFA1120isinthefigure2.AchievingthestabilityofthewholecircuitWithrespecttotheassignment,whereweneedthegainof400atfrequencyof1MHzwithenoughstrongfeedback,usingofonlyoneCFamplifierisinsufficient.ThewholeamplifierwithLT1028andonestagewithCFAcan'tfulfiltherequirementabouthighopen-loopgainathighfrequency(about1MHz).Becauseofit,twoCFamplifiershavebeenused.Topreservethestabilityofthesystemthespecialphasecorrectingcircuit[3]withT-cellshapehasbeen

designed.Usedcorrectioncircut(overbridgedT-cell)hasnegligibleimpactontheopen-loopgainatlowandmid-rangefrequencies,butitsmaintaskistocorrectthephasetostabilizethegainintheclosed-loopathighfrequenciesabout35MHz.Thesimplifiedschematicoftheforwardsignalpathcircuitforwidebandtransmissionisinthefigure3.StageswithCFAissimplified,theyAmplitude(continues)andphase(dashed)frequencycharacteristicofonestagswithcurrentfeedbackamplifierHavefrequencydependentlocalfeedback(notonlyresistive).Fig.3.SimplifiedschematicoftheforwardsignalpathwithtwoCFamplifiers(OA2,OA3)andphasecorrectioncircuitOnecanseefromthefigure4,thatT-cellistunedto10MHz,wheretheslopeoftheamplitudefrequencycharacteristicchangesfrom-20dB/decadeto+20dB/decade.ThegainmarginofthisT-cellisabout70°(positive)at35MHz,whichcorrectthephaseshiftofbothCFA(eachhasabout-15°)andalsothephaseshiftofLT1028at35MHzofabout-200°.Ifallphaseshiftsareadded,thenthetotalgainmarginatfrequency,whereopen-loopgainis1,isabout+20°(thetotalphaseshiftofopen-loopis-160°).Amplitude(continues)andphase(dash&d)frequencycharacteristicC,£|-C,111C1D31DDD1CD3D'CCODDFig.4.Amplitudeandphasefrequencycharacteristicsofthephasecorrectioncircuit(stabilizationcircuit)BothstageswithCFAandphasecorrectioncircuitbetweenthemhavealsoanotherbigadvantageofverysteepslopeofamplitudefrequencycharacteristicaftercut-offat1MHzreaching-120dB/decade.Andifthegainmargininopen-loopat1MHzisabout115dB,thenopenloopgainat10M