基于.-单片机控制的DC~DC变换器的设计

...wd......wd......wd...目录第一章绪论11.1系统背景11.1.1绿色节能型开关电源11.1.2智能化数字电源11.1.3可编程开关电源21.2电源技术的开展与方向21.2.1线性电源和开关电源21.2.2电源技术的开展方向31.2.3开关电源的市场前景和研究现状4第二章系统的总体设计52.1方案论证52.1.1DC-DC主回路拓扑构造52.1.2控制方法及实现方案62.2主体思路62.3软件设计思路82.3.1软件系统的逻辑控制92.3.2软件系统的构造92.4软件设计局部概述92.4.1程序设计方法102.4.2软件设计步骤10第三章系统硬件设计113.1隔离式高频开关电源113.2输入电路设计123.2.1电压整流技术123.2.2输入滤波电容123.2.3输入浪涌保护器件133.2.4输入尖峰电压保护143.3功率变换电路设计143.3.1隔离全桥推挽变换电路143.3.2推挽式变压器开关电源储能滤波电感参数的计算163.3.3磁芯的选择193.3.4计算脉冲信号的最大占空比D193.3.5计算一次绕组的电感量L203.3.6确定一次绕组的匝数N203.3.7确定自馈绕组N和二次绕组的匝数203.3.8计算空气隙213.3.9设计本卷须知213.4功率管MOSFET及其驱动213.4.1功率管MOSFET213.4.2驱动电路233.4.3死区时间的设计273.5输出电路设计283.5.1PWM滤波电路设计283.5.2检测保护电路设计303.6PWM控制电路313.6.1TL494的构造和性能313.6.2输出电压直接分压作为误差放大器的输入343.7单片机控制模块353.7.1C8051F350系列单片机特点353.7.3STC12C5616AD特点373.7.4STC12C5616AD应用373.7.6可调式精细并联稳压器TL431393.7.7单片机双机串行通信403.8人机交换模块413.8.1编码电位器输入模块413.8.2LED显示器的显示方式423.8.3数码管显示电路原理423.8.374HC595芯片性能42第五章系统调试434.1系统调试434.1.1系统调试的一般步骤44第六章总结与建议46完毕语47致谢49附录1局部程序代码50附录2硬件附图57第一章绪论1.1系统背景开关电源已有几十年的开展历史。1955年创造的自激推挽式晶体管单变压器直流变换器，率先实现了高频转换控制功能；1957年创造的自激推挽式双变压器，1964提出的无工频变压器式开关电源设计方案，有力地推动了开关电源技术进步。1977年脉宽调制〔PWM〕控制器集成电路的问世，1994年单片开关电源的问世，为开关电源的推广和普及创造了条件。与此同时，开关电源的频率也从最初的20KHz提高到几千赫兹至几兆赫兹。目前，开关电源正朝高效节能，安全环保、短、小、轻、薄的方向开展。各种新技术、新工艺和新器件如雨后春笋，不断问世，开关电源的应用也日益普及。1.1.1绿色节能型开关电源目前，国外许多著名的IC厂家都在大力开发低功耗，节能型开关电源集成电路。例如，美国PI公司采用EcoSmart节能技术，开发的TOPSwitch-GX等系列的单片开关电源。PI公司最近宣布，由于使用该公司EcoSmar技术的单片开关电源IC，可为全球消费者节约大约20亿美元大的电费。荷兰Philips公司推出的TEA1520等系列的绿色芯片，都将高效节能放在重要位置。与此同时，绿色节能电源的国际标准也被普遍采用。例如，美国早在1992年就制定了“能源之星〞方案，以降低开关电源的空载功耗。美国加州能源委员会〔CEC〕制定的强制性节能标准已从2006年7月1日开场执行，它要求电子产品必须大幅降低待机功耗和空载功耗。1.1.2智能化数字电源21世纪初问世的智能数字电源系统以其优良特性和完备的监控功能，越来越引起人们的关注。数字电源提供了智能化的适应性与灵活性，具备直接监控，处理并适应系统条件的能力，能满足任何复杂的电源要求。此外，数字电源还可以通过远程诊断来确保系统长期工作的可靠性，包括故障管理，过电流保护以及防止停机等。数字电源的推广，为实现智能化电源系统的优化设计创造了有力条件。数字电源的特点有下面几点。它是以数字信号处理器〔DSP〕或微控制器〔MCU〕为核心，采用“整合数字电源〞技术实现了开关电源中模拟组件与数字组件的优化组合。能充分发挥数字信号处理器及微控制器的优势，使所设计的数字电源到达高技术指标。便于构成分布式数字电源系统。1.1.3可编程开关电源可调式开关电源都是通过手动调节电阻值来改变稳压器输出电压的，不仅调节精度低，而且使用不够方便，数字电位器〔DigitalPotentiometer〕亦称数控电阻器〔DigitallyControlledPotentiometer〕，可简称为DCP。利用数字电位器代替可调电阻，可构成由计算机控制的可编程开关电源。1.2电源技术的开展与方向1.2.1线性电源和开关电源线性稳定电源，其特点是:它的功率器件调整管工作在线性区，靠调整管之间的电压降来稳定输出，稳定性高，纹波小，可靠性高，易做成多路、输出连续可调的成品。线性电源的主要问题在于：输出精度低、效率低、散热问题大以及很难在一个通用的输入电压范围内工作，但最主要的缺陷还是在体积和重量上。通过输入调整器可以使输出精度增加，但这更增加功率消耗，并使效率更低。线性电源要到达50%的效率就不容易了，这些白白消耗掉的功率还带来散热问题。如果要使线性电源在一个通用输入电压范围(85V—265VAC)工作，会导致线性电源的效率更低。开关电源就是开关型直流稳压电源，它的电路形式要有单端反激式、单端正激式、半桥式、推挽式和全桥式。它和线性电源的根本区别在于它的变压器不工作在工频上，而是工作在几十千赫兹到几兆赫兹频率上。功率开关管工作在饱和区截止区，即工作在开关状态，开关电源因此而得名。开关电源的优点是体积小，重量轻，稳定可靠。多年来，由于技术上的障碍(高压，大功率)，开关电源集成电路在集成化上一直因一种电流模式PWM开关电源控制器的设计得不到很大的进步。但是最近这几年，大规模和超大规模集成电路技术的迅猛开展，能将集成电路技术的精细加工技术和高压大电流技术有机结合，出现了一批全新的全控型功率器件。首先是功率MOSFET的问世，导致了中小功率电源向高频化开展，而后绝缘门极双极晶体管的出现，又为大中型功率电源向高频开展带来机遇。因此目前可以通过集成复杂的功能电路来进一步提高开关电源的性能和安全性，这包括热保护电路、限流电路、过/欠压保护电路等。通过上面的分析我们可以看到，与线性电源相比，开关电源输出精度高，转换效率高，性能可靠。除此之外，开关电源最大的优势还在于能够大幅缩小变压器的体积和重量，这是因为开关电源的变压器工作于50KHz到1MHz的高频条件下，而不是像线性电源中的那样工作于50Hz的低频状态，因此缩小了变压器的体积和重量，而这也就缩小了整个电子系统的体积和重量。理论分析和实践经历说明，电气产品的变压器、电感和电容的体积重量与供电频率的平方根成反比。如果把工作频率从工频50Hz提高到20kHz，提高400倍，用电设备的体积重量可以下降至工频设计的5-10%，其主要材料可节约90%或更高。一般说来，开关电源的重量是线性电源的1/4，相应的体积大概是线性电源的1/3。因此，开关电源代替线性电源是大势所趋[1]。1.2.2电源技术的开展方向开关电源产品的技术开展动向是高可靠、高稳定、低噪声、抗干扰和实现模块化、小型、薄型、轻运化。由于电源轻、小、薄的关键是高频化，因此国外目前都在致力于同步开发新型高智能元器件，特别是改善二次整流管的损耗、变压器电容器小型化，并同时采用SMT技术在电路板两面布置元件以确保开关电源的轻、小、薄。〔1〕高效电源管理从以前的线性设计到当今的开关电源设计，是高效电源开展的一种集中表达。各国积极倡导节能环保而纷纷制定的高效电源标准，也是推动高效节能电源、低待机能耗产品应用的主要动力。尤其是未来越来越多的中国产品将出口到国外，需要满足欧美等国的电源标准，这将促进中国企业对高效电源的需求。对于便携式电源管理，效率尤为重要。〔2〕低功耗随着各种整机设备市场规模的不断增长和社会对环保问题的日益重视，功耗问题逐渐成为关注热点，电源管理和电源控制市场成为整个半导体产业中最为活泼的领域之一，降低电子产品功耗这一需求，将推动电源管理器件市场的稳步开展。〔3〕智能化运用电源管理程序实现节电控制也是非常有效而可行的方法，目前大多数笔记本，普遍采用这种智能节电管理技术，它是利用软件的方法对各主要耗电部件的用电状态控制，对暂不工作的部件减少甚至停顿供电。〔4〕高集成便携式应用的空间十分有限，这就迫使电源供给商把更多功能集成到更小的封装内，或者把多路电压转换集成到单芯片封装内。在日益竞争的时代，提供高效整合体积的解决方案势在必行，且应以整体电源方案为用户降低本钱，提升效能与可靠度。〔5〕多功能2005年，美国国家半导体公司(NS)宣布推出一款可为先进应用及通信处理器提供供电的电源管理产品。它具有可编程的灵活性，可为采用ARM技术的应用及通信处提供稳定的供电。它的电源管理单元FlexPMU是一个单芯片的解决方案，设有一个在一起的供电区。1.2.3开关电源的市场前景和研究现状电源管理始终是模拟IC市场最亮的看点，占到整个模拟IC市场31.2%的份额。据研究机构预测，2008年全球电源管理芯片销售额将上升至295亿美元，2003年到2008年的年复合增长率为12.7%，功率模拟器件将持续强劲地增长，PC、手机、数码相机、MP3以及数字电视成为最主要的增长市场。从应用领域看，电源管理芯片市场的焦点集中在便携式产品、消费类电子、计算机、通讯和网络设备应用领域，同时工业设备、汽车电子对电源管理芯片的需求也呈上升趋势，这些需求让电源管理芯片市场倍添活力。由于人们在生活和工作中的移动性越来越强，对手机、数码相机、笔记本电脑、MP3播放器等便携式产品的需求将越来越大，预计2010年全球所有便携式产品的出货量将到达45亿个，这些产品构成了电源管理芯片巨大的需求市场。另外，由于便携式产品中彩屏、音视频、GPS等功能的日益多样化，对电源管理芯片的要求也日益提高，如便携式产品的空间十分有限，这就要求电源管理芯片厂商把更多的功能集成在更小封装内。我国于1974年研制成功了工作频率10KHz，输出电压为5V的无工频降压型开关电源。近20多年来，我国的许多研究所、工厂及高等院校已研制出多种型号的工作频率在20kHz左右，输出功率在1000W以下的无工频降压型开关电源，并应用于电子计算机、电视等方面，取得了较好的效果。工作频率为100KHz-200KHz的高频开关于上世纪80年代初期己开场研制，90年代初就已研制成功，并逐渐走向实用阶段进一步提高工作频率。许多年来，虽然我国在开关电源方面作了巨大的努力，并取得了可喜的成果，但是，目前我国的开关电源技术与一些先进的国家相比仍有较大的差距。第二章系统的总体设计2.1方案论证开关电源具有较快的开展，从而产生了不同的设计思路。开关电源的一般构造框图如图2.1所示，本设计通过对不同的方案的比照得出了最正确方案的设计。图2.1开关电源的一般框图2.1.1DC-DC主回路拓扑构造方案一：主回路采用非隔离推挽式拓扑构造〔如图2.2所示〕，只能获得低于输入电压的输出电压，且输出电压与输入电压不隔离，容易引起触电事故。图2.2非隔离式DC-DC构造方案二：主回路采用隔离推挽式拓扑构造〔如图2.3所示〕，输入与输出电气不相连，通过开关变压器的磁偶合方式传递能量，适合实验室使用。本设计采用方案二。图2.3隔离式DC-DC构造2.1.2控制方法及实现方案方案一:采用脉冲频率调制FPM(PulseFrequencyModulation)的控制方式，其特征是固定脉冲宽度，利用改变开关频率的方法来调节占空比。输出电压的调节范围大，但要求滤波电路必须在宽频带下工作。方案二：采用脉冲宽度调制PWM〔PulseWildthModulation〕的控制方式，其特征是固定开关的频率，通过改变脉冲宽度改变占空比控制型效率高并具有良好的输出电压和噪声。基于上述考滤及题目的具体要求，本设计选用PWM调制方式[2]。2.1.3提高效率的方法及实现方案针对提高效率的问题，使用了如下两种方案。方案一：降低开关变压器次级的输出整流管VD2的损耗，进而提高变换效率。可以选择肖特基二极管，其正向传输损耗低，而且不存在反向恢复损耗。方案二：使斩波器斩波频率与开关变压器的频率相匹配。改变控制器的开关频率使得开关变压器的磁损耗到达最小，以提高电源的转换效率。2.2主体思路采用C8051F350单片机和STC12C5616AD单片机实现对基于控制PWM的不对称半桥式功率变换器的数字控制，实现直流输出电压的设定和步进的连续调整，最大输出电流为5A。同时实现了对输出电压和输出电流的显示等功能。系统主要包括控制开关电源模拟电路局部和单片机组成的数控局部。系统框图如图2.4所示电网电网整流滤波变压整流驱动放大MOSFET斩波UARTPWM调制主机反响检测输出保护输出显示从机A/D给定图2.4系统总框图输入电路局部：首先由一个压敏电阻对输入的市电进展尖峰电压限幅，然后由一个扼流线圈对输入浪涌电流进展限流，再由全桥整流滤波电路将输入电压转化成300V直流电压。功率变换局部：本设计选用隔离式开关变压器，隔离式开关电源都是用高频变压器作为主要隔离器件，并通过MOSFET功率管对300V直流电压进展PWM斩波，送入到高频开关变压器进展功率的变换及传送。驱动电路局部：高压侧MOSFET选用IRFPF50，低压侧选用IRF540和IRF5305。MOSFET的工作需要有专用的驱动电路，由MOSFET的各个参数算出选择IR2110作为MOSFET的驱动电路。IR2110是多通道，输出电流为2A的MOSFET驱动芯片，其各个指标都满足本设计的要求。输出电路局部：高频开关变压器变送过来的高频脉动电动势不能直接用于输出，需要对功率PWM波进展高频整流滤波。由PWM控制器的输出PWM的频率可知，整流管的开关频率必须大于500KHz。又由于输出电流较大，整流管的压降损耗严重，因此要选择低导通压降的快恢复二极管。经过元器件的选型与比较，本设计选用MUR3060PT肖特基二极管。MUR3060PT肖特基二极管正向传输损耗低，而且不存在反向恢复损耗。PWM控制局部：由开关电源专用控制芯片TL494控制PWM的输出，TL494的振荡频率由其5、6引脚的RC值决定，约为f=1.1/〔RC〕。振荡器产生的锯齿形振荡波送到PWM比较器的反相输入端，脉冲调宽电压送到PWM比较器的同相输入端，通过PWM比较器进展比较，输出一定宽度的脉冲波。当调宽电压变化时，TL494输出的脉冲宽度也随之改变，从而改变开关管的导通时间Ton，到达调节、稳定输出电压的目的反响检测局部：输出电压经过电压采样、电流采样后送到TL494的反响输入端，从而到达控制脉冲宽度的调制。脉冲调宽电压可由3脚直接送入的电压来控制，也可分别从两个误差放大器的输入端送入，通过比较、放大，经隔离二极管输出到PWM比较器的正相输入端。两个放大器可独立使用，如分别用于反响稳压和过流保护。信号给定局部：本设计选用两个单片机同时协调系统的工作。其中C8051F350单片机主要是对功率电路的控制和对输出电压、电流的采样反响；STC12C5616AD单片机则对编码电位器的输入进展解码和数码管的显示。信号的给定则用PWM的方式进展D/A输出，对PWM进展二阶滤波后，信号的输出电压Uo=DU，其中U为PWM波形的高电平值。PWM选用16位计数方式，则D/A的分辨率为1/65535，此分辨率完全满足了本设计的要求。两个单片机之间的通信则选用单片自带的UART，UART具有布线简单，编程简单的优点，同时自定义了一些通信协议。人机交换局部：电压值的输入由编码电位器编码输入。编码电位器与STC12C5616AD单片机相连，编码电位器在工作时会产生一系列的编码，STC12C5616AD单片机对I/O口电平进展定时采样，以识别出编码电位器的编码，再由单片机按编码电位器的编码方法进展解码，从而获得输入的电压值。显示局部则由STC12C5616AD单片机将数据由I/O口按74HC595的读写时序串行输出，74HC595将输出的数据串-并译码后直接驱动数码管的显示[3]。2.3软件设计思路软件设计完成的主要功能有三局部：设置输出电压；检测输出电压；显示输出电压。软件流程说明：当电源翻开的时候，MCU进展复位，存放器清零。接着电源应该显示和输出上次关机前的电压大小，这时候MCU先读取EEPROM中保存的电压编号，根据电压编号读出对应电压，把该数据送到STC12C5616AD单片机，再转换成BCD码送到显示局部。这时候程序循环检测是否有旋钮的旋转，如果高位旋钮被旋转，电压大小步进变化，电压数据加〔减〕1，相对应输出电压〔POWER-OUT引脚〕以1V或者0.1V为单位改变大小，如果低位旋钮被旋转按下，当前电压数据加1，相对应输出电压〔POWER-OUT引脚〕以0.001V或者0.01V为单位改变大小，保存设置电压数据。保存该电压编号，读对应电压，并将电压值送到STC12C5616AD单片机并且用数码管显示。2.3.1软件系统的逻辑控制从本系统的硬件原理图〔见附录〕中可以分析出软件系统的逻辑控制方式，其逻辑控制图如图2-5所示。软件的设计就是对串口、显示、编码器、PWM、ADC这五个模块的控制。STC12C5616ADSTC12C5616ADC8051F350双机通信输入模块显示模块A/D模块PWM给定图2.5系统软件逻辑控制图2.3.2软件系统的构造根据软件系统的逻辑控制方式可以分析出软件系统的总体构造，在主模块的控制下，内部处理模块、数据采集处理模块和用户交互模块共同完成了系统的设计目标。软件系统构造图如图2-6所示。主控模块主控模块内部处理模块用户交换界面数据采集模块ADC转换PWM给定数据存储数据显示模块串口通信模块图2.6软件系统构造图2.4软件设计局部概述程序设计语言的选择考虑到所要实现的功能较多，虽然汇编语言产生的目标程序简短，占用存储空间较小，实时性强，C语言编程会占用较大的存储空间，而且C语言的实时性较差，但是C语言编程比较简单。本次设计利用C语言作为主程序，分别调用了AD转换子程序，PWM子程序，编码器中断子程序，串口中断子程序，数码管LED显示子程序。2.4.1程序设计方法〔1〕构造化程序设计：是给程序施加一定的约束，它限定采用规定的构造类型和操作顺序。构造化程序设计规定任何程序序列必须由直线顺序构造，条件构造，循环构造根本形式组成。但它只考虑操作的顺序而不考虑数据因此不适合数据处理。〔2〕自顶向下的程序设计：这种设计方法是先从系统一级的管理程序开场设计，附属的程序或子程序用一些程序符号来代替。当系统一级的程序编写后，在将各个标志扩展成附属程序或子程序，最后完成整个系统程序。〔3〕模块化程序设计：模块实质就是具有一定功能，相对独立的程序段。模块能够独立地完成一定功能，能独立设计、查错、调试、修改与维护。模块化程序设计是把整个系统按照一定规则划分成假设干个模块，并且对划分的模块可进一步详细划分，直到最下层的每个模块能相对独立且容易编程为止。本次设计就是采用了模块化的程序设计思想，基于这种思想，缩短了程序开发的周期。2.4.2软件设计步骤〔1〕系统定义：就是清楚地列出系统的各个局部与软件设计有关的特点，并进展定义，以作为软件设计的依据，系统定义是对系统任务的描述。〔2〕程序设计：程序设计是制定程序的纲要，也就是将系统定义的问题用程序的方式进展描述、绘制流程图，构造化程序设计、模块化程序设计和自顶向下设计等，都是此步骤的有效方法。〔3〕文件文件编制是用流程图、注释、存储器分配说明等方法来描述程序来形成文件，以便用户和操作人员了解。文件编制的好坏，直接影响到程序的使用、维护和扩大。〔4〕维护和再设计：当软件投入现场运行时，一方面可能会发生各种现场问题，因而需要进一步对系统软件进展改造和完善；另一方面，用户往往会由于环境或技术条件的变化，提出比原方案更多的要求，因而需要对原系统软件进展改良和扩大，然后再重新固化，以适应情况变化的要求。第三章系统硬件设计3.1隔离式高频开关电源隔离式开关电源的变换器具有多种形式。主要分为半桥式、全桥式、推挽式、单端反激式、单端正激式等。在设计电源时，设计者采取哪种变换器电路形式，主要根据本钱、要到达的性能指标等因素来决定。各种形式的电源电路的根本功能块是一样的，只是完成这些功能的技术手段有所不同。隔离式高频开关电源电路的共同特点就是具有高频变压器，直流稳压是从变压器次级绕组的脉冲电压整流滤波而来。开关电源的根本功能框图如图3.1所示。图3.1开关电源的根本功能框图图3.1中，交流线路电压无论是来自电网的，还是经过变压器降压的，首先要经过整流、滤波电路变成含有一定脉动电压成分的直流电压，然后进入高频变换局部。高频变换局部的核心是有一个高频功率开关元件，比方开关晶体管、场效应管(MOSFET)等元件，高频变换局部产生高频(20kHz以上)高压方波，所得到的高压方波送给高频隔离降压变压器的初级，在变压器的次级感应出的电压被整流、滤波后就产生了低压直流电压。为了调节输出电压，使得在输入交流和输出负载发生变化时，输出电压能保持稳定，在这里采用一个叫做脉冲宽度调制器(PWM)的电路，通过对输出电压采样，并把采样的结果反响给控制电路，控制电路把它与基准电压进展比较，根据比较结果来控制高频功率开关元件的开关时间比例(占空比)，到达调整输出电压的目的[4]。在方波的上升沿和下降沿，有很多高次谐波，如果这些高次谐波反响到输入交流线，就会对其它电子设备产生干扰。因此，在交流输入端，必须要设置无线频率干扰(RFl)滤波器，把高频干扰减少到可接收的范围。此外，为了使整个电路安全可靠地工作，还要设计辅助电路，主要包括过压、过流保护电路等。3.2输入电路设计前面已经提到，隔离式开关电源是直接对输入的交流电压进展整流，而不需要低频线性隔离变压器。现代的电子设备生产厂家一般都要满足国际市场的需求，所以他们所设计的开关电源必须要适应世界范围的交流输入电压，通常是180-260v的范围。220V市电经整流桥整流以后，变为约300V的。如图3.2所示。图3.2输入电路原理图3.2.1电压整流技术在前面已经提到，隔离式开关电源是直接对输入的交流电压进展整流，而不需要低频线性隔离变压器。现代的电子设备生产厂家一般都要满足国际市场的需求，所以他们所设计的开关电源必须要适应世界范围的交流输入电压，通常是180-260v的范围。220V市电经整流桥整流以后，变为约300V的脉动电压，再由滤波电容平滑滤波后，得到较为平直的300V直流电压，以给开关变压器供电。3.2.2输入滤波电容在交流输入电压最低时，整流滤波后的直流电压的脉动值Vpp是最低输入交流电压峰值的20%-25%。设输入交流电压的变化范围为Vline(min)～Vline(max)，频率f=40khz。相电压有效值：Vline(min)～Vline(max)：220V*〔15%～20%〕=176～253V相电压峰值：Vline(min)～Vline(max)：249～358V整流滤波后直流电压的最大脉动值：Vpp=Vline(min)*〔20%～25%〕=50V〔单相〕整流滤波后的直流电压Vin:〔Vline(min)-Vpp〕～Vline(max)为了保证整流滤波后的直流电压最小值Vin(min)符合要求，每个周期中Cin所提供的能量约为：Win====15.7(焦耳)每个半周期输入滤波电容所提供的能量为：=Cin[(Vline(min))2-Vin(min)2]〔3-1〕因此输入滤波电容容量为：Cin=Win/((Vline(min))2-Vin(min)2)=713F〔3-2〕上式中，变压器转换率=70%，由于我们提供的是单相输入则：A=1，频率f=40KHZ。3.2.3输入浪涌保护器件隔离式开关电源在加电时，会产生极高的浪涌电流。所以必须在电源的输入端采取一些限流措施，才能有效地将浪涌电流减小到允许的范围之内。浪涌电流主要是由滤波电容充电引起的，在开关管开场导通的瞬间，电容对交流呈现出很低的阻抗，一般情况下，只是电容的E5R值。如果不采取任何保护措施，浪涌电流可接近几百安培。通常广泛采用的措施有两种，一种方法是利用电阻一双向可控硅并联网络；另一种方法是采用负温度系数(NTc)的热敏电阻。用以增加对交流线路的阻抗，把浪捅电流减小到安全值。本设计采用负温度系数(NTc)的热敏电阻[5]。热敏电阻技术：这种方法是把NTc(负温度系数)的热敏电阻串联在交流输入端或者串联在经过桥式整流后的直流线上。RTl和RTz与NTc热敏电阻的电阻—温度特性和温度系数的关系如图3.3所示图3.3热敏电阻的温度系数图3.3中，α是热敏电阻的温度系数，用每度百分比(％／c)表示。当开关电源接通时，热敏电阻的阻值根本上是电阻的标称值。这样，由于阻值较大，它就限制了浪涌电流。当电容开场充电时，充电电流流过热敏电阻，开场对其加热。由于热敏电阻具有负温度系数，随着电阻的加热，其电阻值开场下降，如果热敏电阻选择得适宜，在负载电流到达稳定状态时，其阻值应该是最小。这样，就不会影响整个开关电源的效率。3.2.4输入尖峰电压保护在一般情况下，交流电网上的电压为220v左右，但有时也会有高压的尖峰出现。比方电网附近有电感性开关，暴风雨天气时的雷电现象，都是产生高尖峰的因素。受严重的雷电影响，电网上的高压尖峰可达5kv。另一方面，电感性开关产生的电压尖峰的能量满足下面的公式：〔3-3〕式3-3中L是电感器的漏感，I是通过线圈的电流。由此可见，虽然电压尖峰持续的时间很短，但是它确有足够的能量使开关电源的输入滤波器、开关晶体管等造成致命的损坏，所以必须要采取措施加以防止[6]。用在这种环境中最通用的抑制干扰器件是金局氧化物压敏电阻(MOV)瞬态电压抑制器。当高压尖峰瞬间出现在压敏电阻两端时，它的阻抗急剧减小到一个低值，消除了尖峰电压使输入电压到达安全值。瞬间的能量消耗在压敏电阻上，在选择压敏电阻时应按下述步骤进展。〔1〕选择压敏电阻的电压额定值，应该比最大的电路电压稳定值大10％-20％；〔2〕计算或估计出电路所要承受的最大瞬间能量的焦尔数；〔3〕查明器件所需要承受的最大尖峰电流。上述几步完成后，就可以根据压敏电阻参数资料选择适宜的压敏电阻器件。3.3功率变换电路设计3.3.1隔离全桥推挽变换电路一般情况下，隔离式开关电源都是用高频变压器作为主要隔离器件。在电路中，它是以变压器的形式出现的，但实际上它起的作用是扼流圈。典型的全桥推挽式隔离变换器电路构造如图3.4所示图3.4典型的全桥推挽式隔离变换器电路构造图3.4是输出电压可调的推挽式变压器开关电源电路。在全波整流输出的LC储能滤波电路中可以省去一个续流二极管，因为用于全波整流的两个二极管可以轮流充当续流二极管的作用。双激式开关电源比单激式开关电源，具有输出功率大、电压纹波小、电压输出特性好等优点，如图3.5所示：图3.5推挽式开关变压器电源各主要工作点的电压、电流波形图3.5a〕表示控制开关K1接通时，变压器初级线圈N1绕组两端的电压波形。图3.5b〕表示控制开关K2接通时，变压器初级线圈N2绕组两端的电压波形。图3.5c〕表示控制开关K1和K2轮流接通时，变压器N3绕组两端电压Uo的波形。图3.5d〕表示开关变压器次级线圈N3绕组两端输出电压经全波整流后的电压波形。图3.5c〕中，Up、Up-分别表示开关变压器次级线圈N3绕组两端输出电压Uo的正最大值〔半波平均值〕和负最大值〔半波平均值〕，[Up]、[Up-]分别表示开关变压器次级线圈N3绕组两端反激输出电压的正最大值〔半波平均值〕和负最大值〔半波平均值〕。图3.5d〕中，实线波形对应控制开关K1接通时，开关变压器次级线圈N3绕组两端输出电压经桥式或全波整流后的波形；虚线波形对应控制开关K2接通时，开关变压器次级线圈N3绕组两端输出电压经桥式或全波整流后的波形。Ua表示整流输出电压的平均值。图3.5d〕中，仅用储能电容对整流输出电压进展滤波，是很难从脉动直流中取出输出电压的平均值的，必须同时使用储能滤波电感才能取出输出电压的平均值。根据图3.4和图3.5，把整流输出电压Uo和LC滤波电路的电压Uc、电流iL整定，以便用来计算推挽式变压器开关电源储能滤波电感、电容的参数。〔3-4〕或〔3-5〕同时可以求得输出电压Uo为：〔3-6〕3.3.2推挽式变压器开关电源储能滤波电感参数的计算在图3.4中，当控制开关K1接通时，输入电压Ui通过控制开关K1加到开关变压器线圈N1绕组的两端，在控制开关K1接通Ton期间，开关变压器线圈N3绕组输出一个幅度为Up〔半波平均值〕的正激电压uo，然后加到储能滤波电感L和储能滤波电容C组成的滤波电路上，在此期间储能滤波电感L两端的电压eL为：〔3-7〕式3-4中：Ui为输入电压，Uo为直流输出电压，即：Uo为滤波电容两端电压uc的平均值。在此说明：由于电容两端的电压变化增量ΔU相对于输出电压Uo来说非常小，为了简单，我们这里把Uo当成常量来处理。

对式进展积分得：〔3-8〕式中i〔0〕为初始电流〔t=0时刻流过电感L的电流〕，即：控制开关K1刚接通瞬间，流过电感L的电流，或称流过电感L的初始电流。从图3.5中可以看出i〔0〕=Ix。当控制开关K由接通期间Ton突然转换到关断期间Toff的瞬间，流过电感L的电流iL到达最大值：〔3-9〕从图3.5可以看出，，，即：〔3-10〕根据3-9式，3-10式还可进一步求得：〔3-11〕该式就是计算推挽式变压器开关电源输出电压的表达式。式中，Uo为推挽式变压器开关电源输出电压，Ui为推挽式变压器开关电源输入电压，Up为推挽式变压器开关电源开关变压器次级线圈N3绕组的正激输出电压，Up-为推挽式变压器开关电源开关变压器次级线圈N3绕组的反激输出电压，n为开关电源次级线圈N3绕组与初级线圈N1绕组或N2绕组的匝数比。根据上面分析结果，式3-9可以写为：〔3-12〕或〔3-13〕由式3-9可知，当控制开关K1、K2的占空比均为0.5时，Upa与Upa-根本相等，由此我们也可以认为Up与Up-根本相等。由于，当控制开关K1、K2的占空比均为0.5时，式3-12和式3-13的计算结果为0。因此，当控制开关K1、K2的占空比均为0.5时，推挽式变压器开关电源经整流后输出的电压波形根本上是纯直流，没有交流成分，输出电压Uo等于最大值Up，因此，可以不需要储能电感滤波。但是，如果要求输出电压可调，推挽式变压器开关电源的两个控制开关K1、K2的占空比必须要小于0.5；因为推挽式变压器开关电源正反激两种状态都有电压输出，所以在同样输出电压〔平均值〕的情况下，两个控制开关K1、K2的占空比相当于要小一倍。由此可知，当要求输出电压可调范围为最大时，占空比最好取值为0.25。当两个控制开关K1、K2的占空比取值均为0.25时，Upa=3Upa-，由此也可以认为Up等于3Up-。把上面条件代入3-13式，可求得：〔3-14〕或〔3-15〕同时可以求得输出电压Uo为：〔3-16〕(3-14〕、〔3-15〕、〔3-16〕式就是计算推挽式变压器开关电源储能滤波电感和滤波输出电压的表达式〔D为0.25时〕。式中Uo为推挽式变压器开关电源输出电压，Ui为推挽式变压器开关电源输入电压，T为控制开关的工作周期，F为控制开关的工作频率，n为开关电源次级线圈N3绕组与初级线圈N1绕组或N2绕组的匝数比。同理，〔3-14〕、〔3-15〕、〔3-16〕式的计算结果，只给出了计算推挽式变压器开关电源储能滤波电感L的中间值，或平均值，对于极端情况可以在平均值的计算结果上再乘以一个大于1的系数。交流电源经过整流桥D1和电容C4整流和滤波后，产生直流高压U1给高频变压器一次绕组供电。D4和D7能将漏感产生的尖峰电压钳位到安全值，并能衰减振铃电压。D4采用反向击穿电压为200V的瞬态电压抑制器P6KE200，D7选用1A/1000V的超快恢复二极管IN4007。二次绕组电压能过D6、C13、L1低通扼流圈、C14、C15整流滤波，获得5V输出电压。5V电压值是由TL431提供稳定电压，R6和R7能设定输出电压值，并能为输出提供一个假负载，用以提高轻载时的负载调整率。3.3V电压是经5V稳压后得到的。由R4和IC1来调节控制端电流，通过改变输出占空比到达稳压目的。共模扼流圈T2能减小由一次绕组接D端的高压开关波形所产生的共模泄漏电流。C12为保护电容，用于滤掉由一次、二次绕组耦合电容引起的干拢。C16不仅能滤除加在控制端上的尖峰电流，而且决定了自启动频率。由于隔离变压器T除了具有初、次级间安全隔离的作用外，它还有变压器和扼流圈的作用，所以在全桥推挽式变换器的输出局部一般不需要加电感，但在实际应用中，往往在整流器和滤波电容之间加一个小的电感线圈，用以降低高频开关噪声的峰值[7]。3.3.3磁芯的选择高频变压器的最大承受功率P与磁芯截面积S〔单位是cm〕之间存在下述经历公式。S=0.11〔3-17〕其中，P的单位是W。现实际输出功率P=420W。设开关电源的效率=70%，则高频变压器的额定输入功率P=P/=600W。设计高频变压器时应留出余量，可取P=700W，代入式〔3-17〕中求出S=2.91cm。查表3-8-2可知，PQ50/50型磁芯的S=3.28cm，与之最为接近。E-43的饱和磁通密度B=400mT，使用时为防止出现磁饱和现象而损坏开关功率管，可取磁通密度B=150mT。表3.1PQ型磁芯规格及参数型号ABCDEFIAe

(c㎡)Le

(cm)Ve

(cm3)AL

(nH/N2)μePQ20/1620.58.214188.712.55.40.623.742.3138801868PQ20/2020.510.214188.712.57.40.624.542.7933101944PQ26/2026.510.219231212.65.91.194.635.4961701920PQ26/2526.512.51922.512.215.57.91.185.556.5352501972PQ32/203210.42227.513.7195.61.705.559.4273101896PQ32/303215.32227.513.71910.51.617.4611.9751401898PQ35/353517.5263214.623.512.351.968.7917.2648601733PQ40/404120.0283715.227.514.62.0110.1920.4543001738PQ50/505025.1324420.3531.517.93.2811.337.24672018503.3.4计算脉冲信号的最大占空比D当电网电压在220V±20%范围内变化时，就对应于176~264V。经全波整流和滤波后直流输入电压的最大值、最小值分别为U≈360V，U≈240V。由于采用的是全桥推挽式变换电路，故占空比D可到达100%，但考虑到要留一定的死区时间，以免烧坏MOSFET管，因此D取80%。3.3.5计算一次绕组的电感量L高频变压器一次绕组的电感量L由下式确定L=〔3-18〕将=70%，U=240V，U=80%，f=100kHz一并代入式〔3-8-4〕中得到L==0.31mH设满载时的峰值电流为I，在进展短路保护时的过载电流为I，有公式I=〔3-19〕I=1.3I〔3-20〕不难求出I==6.25A〔3-21〕I=8.125A〔3-22〕在上一次绕组上储存的电能为W==10.2mJ〔3-23〕3.3.6确定一次绕组的匝数N一次绕组的安匝数N与所储存的电能W之间存在下述关系式N=〔3-24〕将W=10.2mJ，B=130mT，S=3.28cm一并代入〔3-24〕中，得到N=469.0安匝。因此N==58.5匝〔3-25〕实取N=60匝，可采用的高强度漆包线绕制而成。3.3.7确定自馈绕组N和二次绕组的匝数一旦一次绕组匝数确定之后，利用下式即可计算N、的匝数N=〔3-26〕式中——绕组N〔或〕两端的电压；U——输出整流二极管的正向压降。自馈绕组U回路中的整流管VD采用FR305型快恢复二极管，其中U≈1V。绕组两端的有效值电压为20V时，经整流滤波后可获得大约16V的直流电源，向TL494供电。不难算出N==12.1匝〔3-27〕实取N=11匝，采用的高强度漆包线绕制。二次绕组回路中选用肖特基整流二极管MUR3060PT，U≈0.4V，=40V，故==12匝〔3-28〕鉴于当输出电流I到达5A时，在绕组的铜阻及输出引线电阻上均会产生较大的压降，会造成输出电压的跌落，因此应适应当增加的匝数，以增加。实际去=13匝，用4股的高强度漆包线并联后绕制而成，电流密度可用J=2.1A/mm。3.3.8计算空气隙为防止高频变压器发生磁饱和现象而损坏开关功率管，需在E-43型磁芯的两个侧面各留出一定的空气隙。假定磁场集中于气隙处而未向外部泄露，则=0.06cm=0.6mm〔3-29〕每边可留出0.3mm的气隙，亦可取0.4~0.5mm的空气隙。3.3.9设计本卷须知〔1〕由于所选磁芯材料、元器件参数以及高频变压器制作工艺的不同，必要时需对匝数做适当调整。例如当偏低时刻适当增加、的匝数，可达6匝，应以加额定负载后输出电压能到达40V为准。〔2〕空载时会升高到40~45V，这属于正常现象。必要时可在输出端并联一只阻值较小的假负载，或者接一只稳压管，把空载电压降下来，使之接近于40V[8]。3.4功率管MOSFET及其驱动3.4.1功率管MOSFET功率MOSFET具有导通电阻低、负载电流大的优点，因而非常适合用作开关电源〔switch-modepowersupplies，SMPS〕的整流组件。功率MOSFET和双极型晶体管不同，它的栅极电容比较大，在导通之前要先对该电容充电，当电容电压超过阈值电压〔VGS-TH〕时MOSFET才开场导通。因此，栅极驱动器的负载能力必须足够大，以保证在系统要求的时间内完成对等效栅极电容〔CEI〕的充电。功率MOSFET以其导通电阻低和负载电流大的突出优点，已经成为SMPS控制器中开关组件的最正确选择，专用MOSFET驱动器的出现又为优化SMPS控制器带来了契机。那些与SMPS控制器集成在一起的驱动器只适用于电路简单、输出电流小的产品；而那些用分立的有源或无源器件搭成的驱动电路既不能满足对高性能的要求，也无法获得专用单片式驱动器件的本钱优势。专用驱动器的脉冲上升延时、下降延时和传播延迟都很短暂，电路种类也非常齐全，可以满足各类产品的设计需要。在计算栅极驱动电流时，最常犯的一个错误就是将MOSFET的输入电容〔CISS〕和CEI混为一谈，于是会使用下面这个公式去计算峰值栅极电流。I=C(dv/dt)〔3-30〕实际上，CEI的值比CISS高很多，必须要根据MOSFET生产商提供的栅极电荷〔QG〕指标计算。QG是MOSFET栅极电容的一局部，计算公式如下：QG=QGS+QGD+QOD〔3-31〕QG--总的栅极电荷QGS--栅极-源极电荷QGD--栅极-漏极电荷〔Miller〕QOD--Miller电容充满后的过充电荷典型的MOSFET曲线如图3.6所示，很多MOSFET厂商都提供这种曲线。可以看到，为了保证MOSFET导通，用来对CGS充电的VGS要比额定值高一些，而且CGS也要比VTH高。栅极电荷除以VGS等于CEI，栅极电荷除以导通时间等于所需的驱动电流〔在规定的时间内导通〕[9]。图3.6典型的MOSFET曲线用公式表示如下：QG=(CEI)(VGS)〔3-32〕IG=QG/t〔3-33〕其中：QG总栅极电荷，定义同上。CEI等效栅极电容VGS栅-源极间电压IG使MOSFET在规定时间内导通所需栅极驱动电流3.4.2驱动电路在选择开关管的驱动电路时，本电源主功率管选用的是电压型驱动方式的MOSFET，每个桥臂的两个开关管180°互补导通，每个桥臂的两个开关管的驱动电路相互隔离。如果要驱动功率较大的MOSFET，控制芯片的驱动能力就显得不够了，那么可以将控制芯片的驱动信号加以功率放大。驱动脉冲的传播延时必需很短〔与开关频率匹配〕，才能保证高压侧和低压侧的MOSFET具有相等的导通延迟和截止延迟。例如，IR2110驱动器的脉冲上升沿和下降沿的传播延迟均小于10ns。电路对功率器件的控制要求，同时提高了驱动电路的可靠性[3I。尤其是上管采用外部自举电容上电，使得驱动电源数目较其他IC驱动大大减少，本开关电源主功率局部采用1片IR2110来驱动全桥推挽的2个MOSFET，仅需一路10V～20V的电源。这样不仅降低了产品本钱，并且提高了系统可靠性。其耐压最高可达500V；功率器件栅极驱动电压范围10-20V；输出电流峰值为2A；而且逻辑电源地和功率地之间允许+5V的偏移量；带有下拉电阻的COMS施密特输入端，可以方便地与LSTTL和CMOS电平匹配；独立的低端和高端输入通道，具有欠电压同时锁定两通道功能；两通道的匹配延时为10ns；开关通断时间小，分别为100ns和90ns；工作频率达500kHz。综上考虑，选择了如图3.7的驱动电路：图3.72110驱动电路上述电路中R5，R6，R7，R8四个电阻是作用是使电路均衡，缓冲和保护限流作用。四个开关的作用是在饱和时驱动能力更强。电容C6和电阻R9的作用是滤去高频局部，防止高频振荡。以下为IR2110引脚功能：1脚：L0，低端输出；2脚：COM，低端电源公共端；3脚：VCC，低端固定电源电压；5脚：VS，高端浮置电源公共端；6脚：VB，高端浮置电源电压；7脚：H0，高端输出；9脚：VDD，逻辑电路电源电压；10脚：HIN，逻辑输入控制端；11脚：SD，输入关闭端；12脚：LIN，低端逻辑输入；13脚：GND，逻辑电路接地端。IR2110的内部功能框图如图3.8所示。由三个局部组成：逻辑输入，电平平移及输出保护。如上所述IR2110的特点，可以为装置的设计带来许多方便。尤其是高端悬浮自举电源的成功设计，可以大大减少驱动电压组的数量。图3.8IR2110的内部构造图1.高压侧悬浮驱动的自举原理IR2110用于驱动半桥的电路如图3.9所示。图中C1、VD1分别为自举电容和二极管，C2为VCC的滤波电容。假定在S1关断期间C1已充到足够的电压〔VC1≈VCC〕。当HIN为高电平时VM1开通，VM2关断，VC1加到S1的门极和发射极之间，C1通过VM1，Rg1和S1门极栅极电容Cgc1放电，Cgc1被充电。此时VC1可等效为一个电压源。当HIN为低电平时，VM2开通，VM1断开，S1栅电荷经Rg1、VM2迅速释放，S1关断。经短暂的死区时间〔td〕之后，LIN为高电平，S2开通，VCC经VD1，S2给C1充电，迅速为C1补充能量。如此循环反复。图3.9IR2110用于驱动半桥的电路2.自举元器件的分析与设计〔1〕自举电容的设计IGBT和PM〔POWERMOSFET〕具有相似的门极特性。开通时，需要在极短的时间内向门极提供足够的栅电荷。假定在器件开通后，自举电容两端电压比器件充分导通所需要的电压〔10V，高压侧锁定电压为8.7/8.3V〕要高；再假定在自举电容充电路径上有1.5V的压降〔包括VD1的正向压降〕；最后假定有1/2的栅电压〔栅极门槛电压VTH通常3～5V〕因泄漏电流引起电压降。综合上述条件，此时对应的自举电容可用下式表示：C1=〔1〕工程应用则取C1>2Qg/(VCC-10-1.5)。例如FUJI50A/600VIGBT充分导通时所需要的栅电荷Qg=250nC〔可由特性曲线查得〕，VCC=15V，那么C1=2×250×10－9/(15－10－1.5)=1.4×10-7F〔3-34〕可取C1=0.22μF或更大一点的，且耐压大于35V的钽电容。〔2〕悬浮驱动的最宽导通时间ton(max)当最长的导通时间完毕时，功率器件的门极电压Vge仍必须足够高，即必须满足式〔1〕的约束关系。不管PM还是IGBT，因为绝缘门极输入阻抗比较高，假设栅电容〔Cge〕充电后，在VCC=15V时有15μA的漏电流〔IgQs〕从C1中抽取。仍以4.1中设计的参数为例，Qg=250nC，ΔU=VCC－10－1.5=3.5V，Qavail=ΔU×C=3.5×0.22=0.77μC。则过剩电荷ΔQ=0.77－0.25=0.52μC，ΔUc=ΔQ/C=0.52/0.22=2.36V，可得Uc=10＋2.36=12.36V。由U=Uc及栅极输入阻抗R===1MΩ可求出t〔即ton(max)〕，由===1.236可求出ton(max)=106×0.22×10－6ln1.236=46.6ms〔3〕悬浮驱动的最窄导通时间ton(min)在自举电容的充电路径上，分布电感影响了充电的速率。下管的最窄导通时间应保证自举电容能够充足够的电荷，以满足Cge所需要的电荷量再加上功率器件稳态导通时漏电流所失去的电荷量。因此从最窄导通时间ton(min)考虑，自举电容应足够小。综上所述，在选择自举电容大小时应综合考虑，既不能太大影响窄脉冲的驱动性能，也不能太小而影响宽脉冲的驱动要求。从功率器件的工作频率、开关速度、门极特性进展选择，估算后经调试而定。〔4〕自举二极管的选择自举二极管是一个重要的自举器件，它应能阻断直流干线上的高压，二极管承受的电流是栅极电荷与开关频率之积。为了减少电荷损失，应选择反向漏电流小的快恢复二极管[10]。3.4.3死区时间的设计在设计过程中，MOSFET开关功率管经常烧坏，是由于两组功率管同时导通时，功率开关变压器初级绕组一个给磁心正向激磁，另一个给磁心反向激磁，相互抵消。这样一来，功率开关变压器的次级无感应电压产生，输出端无直流电压流出；而且，功率开关变压器初级的两个对称绕组将输入直流电源电压直接短路到两只功率开关的集电极—发射极之间，使集电极峰植电流急剧增加，严重时两只功率开关同时电流击穿而被损坏。如图3.10所示为产生共态导通现像两只功率输出的波形：图3.10产生共态导通现像两只功率输出的波形为解决如上图所示的死区时间的问题，我们使用TL494芯片，其4脚是控制死区时间引脚。在该脚上接上不同的电电压值就可以设置不同的死区时间。当该引脚接地时，死区时间约占总周期的3-5%。3.5输出电路设计3.5.1PWM滤波电路设计PWM是一种周期固定，而上下电平占空比可调的方波信号。PWM通过简单的LC滤波网络可以得到与信号占空比成线性关系的直接电压，从而实现电压转换。如图3.11所示：图3.11PWM简单的LC滤波网络滤波电路中的R，C参数与PWM的周期以及直流电压的精度要求直接相关，必须从理论上详细分析。假设PWM波的频率为f，高电平电压为V，占空比为a。如果RC网络的时间常数远大于PWM波的周期T，Vin和Vout波形如图3.12所示：图3.12Vin和Vout波形图处于瞬态时，Vin在高电平持续时间内向电容充电，电容积累电荷，在低电平持续电间内电容向Vin放电，电容释放电荷。电容积累的电荷数多于释放的电荷数。因此电容电容两端的直波电压不断爬升，最终到达稳态。处于稳态时，电容积累的电荷与释放的电荷数量相等，因此电压会在一个稳定的电压值附近做小幅度的波动，忽略这样的纹波，则电容两端的电压与PWM占空比呈线性关系。如图3.13所示：图3.13Vout与占空比D的关系当t<Th时，电容充电，电容两端电压表示为：〔3-35〕由于T=(Th+Tl)<<R1C1，所以t/(R1C1)<<1，利用级数展开，得到：〔3-36〕当t=Th时，〔3-37〕当t>Th且t<Th+Tl时，〔3-38〕当t=Th+Tl时，〔3-39〕在这样的稳态下，电容在一个周期内的充放电会相等，所以有V1=V3，即〔3-40〕忽略二阶小量，得到：〔3-41〕由于PWM的占空比定义为：〔3-42〕所以：〔3-43〕由于V1=V3≈V2，所以当电路处理稳态时，电容两端的电压近似为直流电压，表示为：〔3-44〕可见，电容两端的电压与PWM上下电平之差以及占空比成比例关系。直流电压精度定义为：〔3-45〕总之，设计PWM波RC滤波电路时，应根据响应时间要求，确定时间常数，并且使RC时间常数远大于PWM周期。RC充放电时间常数应尽量相等。此外还应根据电压精度要求确定RC参数[11]。3.5.2检测保护电路设计检测电路如图3.14所示，当T1的原边没有电流时，副边也没有电流渡过，这时二极管D1和D3反向击穿，给磁环去磁，使磁环磁复位。RC滤波环节，用来滤除电流尖峰。该电路简单可靠，损耗极小。反响信息送到TL494的1脚比较后，控制其脉宽大小，最后控制输出电压。图3.14电压反响回路及PWM的响应波形这个电路利用TL494内部误差放大器2进展反响稳压。反响稳压过程如下:误差放大器2的反相输入端15脚接于基准VREF。输出电压UO加到16脚，作为误差放大器2的同相输入。当UO变化时，误差放大器2的输出电压随之改变，即，与锯齿波电压比较的电平改变，PWM比较器输出的脉冲宽度改变，致使TL494输出的驱动脉冲，即开关管V4和V5的导通时间TON改变，从而实现调宽稳压的目的。此外，微调VREF可调整输出电压的数值，使输出电压在40V左右。电路利用误差放大器1作过流保护。从40V输出主回路上取出的电流控制信号经R24接至误差放大器1的1脚和2脚上，其中反相输入端2脚的电位由14脚输出的5V基准源经过(RP2，R27)和(R24，R30)分压后获得。调整RP2大小可控制2脚门坎电位，即过流控制点。当R30上取出的电压信号足够大使其绝对值超过2脚电位时，误差放大器1将翻转并关闭脉冲信号输出，进而起到过流保护作用。3.6PWM控制电路3.6.1TL494的构造和性能TL494是美国德克萨斯州仪器公司生产的一种性能优良的电压驱动型脉宽调制器件，可作为单端式、推挽式、全桥式、半桥式开关电源控制器，被广泛应用于开关电源中，是开关电源的核心控制器件。TL494的输出三极管可接成共发射极及射极跟随2种方式，因而可以选择双端推挽输出或单端输出方式。在推挽输出方式时，其两路驱动脉冲相差180°，而在单端方式时，其两路驱动脉冲为同步同相。TL494是有16引脚双列直插式塑料封装集成芯片。它的工作频率为1-300kHz，输出电压达40V，输出电流为200mA。其内部原理图如图3.15所示:图3.15TL494内部原理图TL494的引脚说明如下：1、2脚：内部误差放大器1的同相输入端和反相输入端，可用于闭环稳压；3脚：脉宽调制补偿端；4脚：死区时间设置端，通过设置死区时间，可防止上下桥臂直通；5、6脚：设定振荡器频率用电容与电阻连接端；7脚：工作参考地端；8、11脚：脉宽调制方波输出晶体管的集电极；9、10脚：脉宽调制方波输出晶体管的发射极；12脚：工作电源连接端，极限电压41V，低于7V电路不启动；13脚：输出方式控制端，在该端为高电平时，TL494为推挽输出型，最大占空比为48％；在该端为低电平时，两路输出脉冲一样，最大占空比为98％；14脚：基准电压输出端，该端输出一个标准的5V±5％基准电压，其温度稳定性好，可作为给定信号或保护基准信号；15、16脚：内部误差放大器2的反向输入端与同相输入端，用于过电压和过电流保护。1.其主要特性如下：

集成了全部的脉宽调制电路。

片内置线性锯齿波振荡器，外置振荡元件仅两个〔一个电阻和一个电容〕。

内置误差放大器。

内止5V参考基准电压源。

可调整死区时间。

内置功率晶体管可提供500mA的驱动能力。

推挽或单端两种输出方式。2.工作原理TL494是一个固定频率的脉冲宽度调制电路，内置了线性锯齿波振荡器，振荡频率可通过外部的一个电阻和一个电容进展调节，其振荡频率如下：〔3-46〕输出脉冲的宽度是通过电容CT上的正极性锯齿波电压与另外两个控制信号进展比较来实现。功率输出管Q1和Q2受控于或非门。当双稳触发器的时钟信号为低电平时才会被选通，即只有在锯齿波电压大于控制信号期间才会被选通。当控制信号增大，输出脉冲的宽度将减小。如图3.16所示:图3.16TL494输出波形图控制信号由集成电路外部输入，一路送至死区时间比较器，一路送往误差放大器的输入端。死区时间比较器具有120mV的输入补偿电压，它限制了最小输出死区时间约等于锯齿波周期的4%，当输出端接地，最大输出占空比为96%，而输出端接参考电平时，占空比为48%。当把死区时间控制输入端接上固定的电压〔范围在0—3.3V之间〕即能在输出脉冲上产生附加的死区时间。脉冲宽度调制比较器为误差放大器调节输出脉宽提供了一个手段：当反响电压从0.5V变化到3.5时，输出的脉冲宽度从被死区确定的最大导通百分比时间中下降到零。两个误差放大器具有从-0.3V到〔Vcc-2.0〕的共模输入范围，这可能从电源的输出电压和电流觉察得到。误差放大器的输出端处于高电平，它与脉冲宽度调制器的反相输入端进展“或〞运算，正是这种电路构造，放大器只需最小的输出即可支配控制回路。当比较器CT放电，一个正脉冲出现在死区比较器的输出端，受脉冲约束的双稳触发器进展计时，同时停顿输出管Q1和Q2的工作。假设输出控制端连接到参考电压源，那么调制脉冲交替输出至两个输出晶体管，输出频率等于脉冲振荡器的一半。如果工作于单端状态，且最大占空比小于50%时，输出驱动信号分别从晶体管Q1或Q2取得。输出变压器一个反响绕组及二极管提供反响电压。在单端工作模式下，当需要更高的驱动电流输出，如图3.17所示，亦可将Q1和Q2并联使用，这时，需将输出模式控制脚接地以关闭双稳触发器。这种状态下，输出的脉冲频率将等于振荡器的频率[12]。图3.17单端输出和推挽输出连接方式3.6.2输出电压直接分压作为误差放大器的输入如图3.118所示，输出电压Vo经分压后作为采样信号，输入误差放大器的反向输入端。误差放大器的正向输入端TL494内部的5.0V的基准电压。当采样电压小于5.0V时，误差放大器正向和反向输出端之间的电压差经放大器放大后，调节输出电压，使得TL494的输出信号的占空比变大，输出电压上升，最终使输出电压稳定在设定的电压值。图3.18误差放大器和电流检测放大器连接图该电路通过调节误差放大器的增益而不是调节误差放大器的输入误差来改变误差放大器的输出，从而改变开关信号的占空比。这种拓扑构造不仅外接元器件较少，而且在输出电压在负载发生较大的变化时，输出电压根本上没有变化。实验证明与上述反响电路具有很好的稳压效果。3.7单片机控制模块3.7.1C8051F350系列单片机特点1.超高速度CIP-51采用流水线构造，与标准的8051构造相比指令执行速度有很大提高。在一个标准的8051中，除MUL和DIV以外所有指令都需要12或24个系统时钟周期，最大系统时钟频率为12-24MHz而对于CIP-51内核，70%的指令的执行时间为1或2个系统时钟周期，只有4条指令的执行周期大于4个系统时钟周期，没有执行时间超过8个系统时钟周期的指令。当CIP-51得系统时钟为50MHz时，它的峰值性能到达50MIPS。CIP-51共有111条指令。下表列出了指令条数与所需的系统时钟周期数的关系。表3.2C8051f350执行周期数统计执行周期数122/333/444/558指令数2650516731212.强大的处理能力C8051f35x系列单片机，为16位RISC构造，具有丰富的寻址方式，简洁的27条内核指令以及大量的模拟指令；大量的存放器以及片内数据存储器都可以参加多种运算；还有高效的查表处理方法；有效的处理速度，在24.5MHz晶体驱动下，指令周期为125ns。这些特点保证了可编程出高效的源程序。3.系统工作稳定上电复位后，首先有DCOCLK启动CPU，以保证程序从正确的位置开场执行，保证晶体振荡器有足够的起振稳定时间。然后可设置适当的存放器的控制位来确定最后的系统频率。如果晶体振荡器在用作CPU时钟MCLK时发生故障，DCO会自动启动，以保证系统正常工作；如果程序跑飞，可用看门狗将其复位。4.丰富的片内外设C8051f35x系列单片机的各成员都集成了较丰富的片内外设。5.方便高效的开发环境目前C8051f35x系列有4种类型器件：OTP型，FLASH型，EPROM型和ROM型。这些器件的开发手段不同。对于OTP型和ROM型的器件是用相对应的EPROM型器件作为开发片，或使用仿真器开发成功之后再烧写芯片；而对于FLASH型则有十分方便的开发环境，因为器件片内有JTAG调试接口，还有可点擦写的FLASH存储器，因此采用先下载程序到FLASH内，再在器件内通过软件控制程序的运行，由JTAG接口读取片内信息供设计者调试使用的方法进展开发。这种方式只需要一台PC机和一个JTAG调试器，而不需要仿真器和编程器。开发语言有汇编语言和C语言。6.工业级的产品C8051f35x系列器件均为工业级的，运行环境温度为-45—+85度[13]。3.7.2C8051F350单片机引脚C8051F35x系列单片机有多种型号，各型号的根本模块大同小异，外围模块也具有的规格。C8051F35x器件是完全集成的混合信号片上系统型MCU。C8051f35x单片机构造框图如图3.19所示图3.19C8051f35x单片机构造框图全速、非侵入式的在系统调试接口〔片内〕；24或16位单端或差分ADC，带模拟多路器；两个8位电流输出DAC；高精度可编程的24.5MHz内部振荡器；硬件实现的SMBus/I2C、增强型UART和SPI串行接口；4个通用的16位定时器；具有3个捕捉/比较模块和看门狗定时器功能的可编程计数器/定时器阵列〔PCA〕；17个端口I/O。3.7.3STC12C5616AD特点加密性强，无法解密超强抗干扰：高抗静电〔ESD保护〕宽电压，不怕电源抖动宽温度范围，-40°C~85°C超低功耗：掉电模式，典型功耗＜0.1μA空闲模式，典型功耗1.8mA正常工作模式：典型功耗，2.7mA--7mA3.7.4STC12C5616AD应用STC12C5616AD的引脚图如图3.20所示：图3.20STC12C5616AD引脚图高速性能：一个时钟周期，增强型8051内核，速度比普通8051快8到2倍宽电压：5.5～3.5V，2.2～3.6V，低功耗设计：空闲模式、掉电模式4通道捕获／比较单元〔PWM/PCA/CCU〕六个6位定时器，兼容普通的8051的定时器T0和T1，4路PCA也是4个定时器可编程的时钟输出功能，T0可在P1.0输出时钟，T1可在P1.1输出时钟全双工异步串行口，兼容普通8051的串口通用I/O口，复位后为：准双向口／弱上拉〔普通8051I/O传统口〕，可设置成四种模式：准双向口／弱上拉，推挽／强上拉，输入／高阻，开漏。3.7.5信号的给定正电压、正电流控制信号由C8051F350单片机的PWM引脚给定，其根本原理如图3.21所示：图3.21PWM的给定及二阶滤波电路图设电路中稳压芯片TL431的稳压值为V2，三极管9013的导通压降为V1，则PWM波形的高电平为V2，低电平为V1。经RC构成的二阶滤波电路后，PWM波形的有效值波形如图：图3.22输出电压Uo与占空比D的关系图假设控制信号输出电压为Uo，PWM占空比为D，图3.21中U2，U1，D2，D1均可由硬件电路加电后测量得到。则Uo与D的关系可由图3.21得到：Uo=U1+〔D-D1〕*〔U2-U1〕/〔D2-D1〕〔3-47〕又设反响电路中分压电阻比为K1，有Uout=K1*Uo，故Uout=K1*〔U1+〔D-D1〕*〔U2-U1〕/〔D2-D1〕〕化简得到：Uout=K1*〔U2-U1〕/〔D2-D1〕*D+K1*〔D2*U1-D1*U2〕/〔D2-D1〕〔3-48〕即Uout=D*U+Uc其中U=K1*〔U2-U1〕/〔D2-D1〕，Uc=K1*〔D2*U1-D1*U2〕/〔D2-D1〕由式得到，只要改变单片机输出PWM的占空比就可以控制输出电压Uout的大小，且Uout与占空比D成线性关系，到达了单片机线性控制输出电压大小的目的。3.7.6可调式精细并联稳压器TL431TL431和TL431A是三端可调并联稳压器，在应用工业、商用、军用温度范围内具有规定的热稳定性。输出电压可用两个外部电阻设置至Vref〔约2.5V〕和36V之间的任何值。TL431的特点:全范围温度系数：30ppm/℃0.2Ω典型输出阻抗吸收电流能力：1mA至100mA低输出噪声可调输出电压：Vref至36V多种高密度封装可供选择：小型〔D〕TO-226AA〔LP〕(a)外形(b)电路图形符号图3.22TL431的外形与电路符号图TL431的外形和电路符号如上图所示。3个引脚分别为：阴极〔CATHODE〕、阳极〔ANODE〕和参考端〔REF〕。3.7.7单片机双机串行通信C8051F350的UART0是一个异步、全双工串口，它提供标准805