基于TMS320F28335的FIR数字滤波器

PAGEPAGEI基于TMS320F28335的FIR数字滤波器摘要本文主要以FIR数字滤波器ActivePowerFilter(简称APF)的高性能化为研究目标，对APF进行了理论模拟和分析，并对APF器件进行了样机制作和现场调试实验。实现了基于双DSP和多种负载控制策略的APF控制器的数字化。分析了不同类型负载的补偿特性，提出了几种有针对性的控制策略。针对电压源负载谐波电流补偿的难点和关键问题，提出了一种电压源负载补偿的低阶谐波检测方法和基于模型预测控制的电流闭环算法。同时，针对电流源负载谐波电流补偿的难点和关键，提出了电流源负载比例+快速重复控制的复合控制方法，并通过仿真实验进行了验证。在总结前人工作的基础上，上述数字有源电力滤波器控制器已成功应用于多个实验室和现场产品样机。该系统进行了大量的性能实验，完成了全数字APF样机的现场功能调试，达到了设计目标。关键词：FIR数字滤波器；全数字化；电压源型负载；电流源型负载；模型预测控制

AbstractInthispaper,aimingatthehighperformanceofActivePowerFilter(APF),thetheoreticalsimulationandanalysisofAPF,prototypeproductionandfielddebuggingexperimentsofAPFdevicearecarriedoutstepbystep,andthedigitizationofAPFcontrollerbasedondual-DSPandmultiplecontrolstrategiesforvarioustypesofloadsarerealized.Afteranalyzingthecompensationcharacteristicsofdifferenttypesofloads,thispaperproposesseveraltargetedcontrolstrategies.Consideringthedifficultiesandkeypointsofvoltagesourceloadharmoniccurrentcompensation,alow-orderharmonicdetectionmethodforvoltagesourceloadcompensationandacurrentclosed-loopalgorithmbasedonmodelpredictivecontrolareproposed.Atthesametime,consideringthedifficultiesandkeypointsofcurrentsourceloadharmoniccurrentcompensation,acompositecontrolmethodofcurrentsourceloadproportion+fastrepetitivecontrolisproposedandverifiedbysimulationexperiments.Onthebasisofsumminguptheworkofpredecessors,theabovedigitalAPFcontrollerhasbeensuccessfullyappliedtomanylaboratoriesandfieldproductprototypes.Alotofperformanceexperimentshavebeencarriedoutinthissystem,andallfieldfunctiondebuggingofthefulldigitalAPFprototypehasbeencompleted,andthedesigntargetshavebeenachieved.Keywords:ActivePowerFilter;FullDigital;VoltageSourceLoad;CurrentSourceLoad;ModelPredictiveControl

目录摘要 IAbstract II1绪论 11.1研究背景 11.2研究意义 12FIR数字滤波器的原理和关键技术 22.1FIR滤波器的特点 22.2FIR滤波器的基本结构 22.3Chebyshev逼近法 23并联型FIR数字滤波器负载分类控制方法研究 33.1电压源型负载的控制方法研究 33.1.1补偿电压源型负载的问题分析 43.1.2三种低次谐波电流提取方法的原理和对比 63.2电流源型负载的控制方法研究 113.2.1补偿电流源型负载的问题分析 123.2.2复合控制算法的原理和实现 144基于双F28335结构的FIR数字滤波器控制器 154.1全数字化FIR数字滤波器的控制器硬件设计 154.2全数字化控制器的软件结构设计 184.3全数字化FIR数字滤波器的调试 224.3.1调试方法 224.3.2稳压试验 224.3.3FIR数字滤波器的补偿实验 234.4FIR数字滤波器的无功补偿功能实现 284.4.1三相三线制系统无功补偿实验 284.4.2三相四线制系统无功补偿实验 325总结与展望 38参考文献 39致谢 40PAGE351绪论1.1研究背景能源作为我国经济高速发展的引擎，在国民经济发展中具有至关重要的作用。在世界能源形式日趋紧张的形式下，世界各主要国家都加大了对提高能源利用率、节能减排等研究的扶持力度。近年来，各种提高电能利用率的电力电子转置得到了不断的开发和利用。然而，这些装置在提高电能质量的同时却在电网中引入了大量的谐波。电网中的谐波频率较高，电网对谐波的阻抗作用较为明显，增加了电能传输过程中的附加损耗，降低了发电、输电以及用电设备的效率。当电网中谐波含量达到一定程度时，将大大加快线路绝缘老化速度并有可能引起火灾等事故。三相电网中的谐波因其矢量旋转方向的不同可以分为正序、负序和零序谐波。正序和负序等谐波的存在使旋转电机等电气设备的磁场发生异常，干扰了旋转电机的正常运行。对于谐波的有功和无功问题至今没有统一的定论，使得电网中谐波的存在有可能导致电力测量和计量仪器、仪表不能正确显示或计量。同时电力系统中谐波的存在增加了电网中发生谐振的可能性，容易因为过压和过流而引发事故。以上这些都与节能减排、提高能效的初衷相反。因此，如何解决电网中的谐波问题已经日益引起电力电子工作者的重视。1.2研究意义FIR数字滤波器具有高度可控性和快速响应性。FIR数字滤波器在改善电能质量、消除电力系统电压谐波、抑制电压波动、补偿无功功率、改善电压平衡等方面具有很大的优势。传统的模数混合FIR数字滤波器存在调试复杂、硬件成本高、零点漂移问题明显、功能简单、升级换代困难等一系列问题。而且很难用先进的算法来跟踪给定参考指令的非稳态误差。具有高速运算能力的DSP、fpga等新型控制器的出现，大大缩短了FIR数字滤波器谐波检测和控制算法的运算时间，使实现全数字控制的FIR数字滤波器成为可能。

2FIR数字滤波器的原理和关键技术2.1FIR滤波器的特点在计算量相等的情况下，IIR数字滤波器比FIR滤波器具有更好的幅频特性和频率选择性。然而，它有着致命的缺点，其相位特性也没有得到很好的控制。其相位特性）是造成频率严重非线性的原因。然而，在图像处理和数据传输等波形传输系统中，要求越来越多的信道具有线性相位特性。在这方面FIR滤波器具有它独特的优点，设FIR滤波器单位脉冲响应h(n)长度为N，其系统函数H(z)是H(N-1)次多项式，它在z平面上有(N-1)个零点，原点z=0是(N-1)阶重极点。因此，H(z)永远稳定，它可以在幅度特性随意设计的同时，保证精确、严格的线性相位。2.2FIR滤波器的基本结构数字滤波是根据给定的算法对输入信号序列进行处理，从而得到期望的输出序列。h（z）是1_z的n-1多项式，在z平面上有n-1个零点，原点有n-1个多极。n阶滤波器通常使用n个延迟单元、n个加法器和n+1个乘法器。此外，如果对h（n）提出一些约束条件，则很容易使h（z）具有线性相位，这在信号处理的许多领域都是非常重要的。FIR滤波器的设计任务是确定一个传递函数h（z），使其频率响应满足给定的要求。除了通带频率p、截止带频率以及两个频带中的最大和最小衰减p和s外，确保h（z）具有线性相位是很重要的。2.3Chebyshev逼近法窗函数法和频率采样法设计出的滤波器的频率特性都是在不同意义上对所给理想频率特性的逼近。由数值逼近理论可知，对某个函数f(x)的逼近一般有以下三种方法：插值法(InterpolatingWay)最小平方逼近法(LeastSquareApproachingWay)一致逼近法(ConsistentApproachingWay)切比雪夫最佳一致逼近的基本思想是，对于给定区间[a，b]上的连续函数xf，在所有n次多项式的集合n中，寻找一个多项式p(x)，使它在[a，b]上对xf的偏差和其它一切属于n的多项式p(x)对f(x)的偏差相比是最小的，即切比雪夫逼近理论，这样的多项式是存在的，且是唯一的，并指出了构造这种最佳一致逼近多项式的方法，就是有名的“交错点组定理”。

3并联型FIR数字滤波器负载分类控制方法研究3.1电压源型负载的控制方法研究在实际生产和生活中，电压源负载已成为一种非常严重的谐波源。其谐波电流总畸变率高，高次谐波含量大，补偿困难。图3.1显示了典型电压源负载的电路结构。图3.1电压源型负载电路结构图电压源负载产生的谐波电流由直流侧电容器的电压、电源线的电压和负载的等效阻抗决定。当线路电压大于直流侧电容电压时，电网对负载充电产生谐波电流。同时，由于直流侧电容的存在，负载的谐波电流与电压的导数成正比，电流变化率较大。因此，电压源负载产生的谐波电流波形如图3.2所示。从图3.2可以看出，由于谐波电流的高频成分较多，负荷电流不再是明显的基本波形，而是以脉冲尖峰的形式出现。图3.2电压源型负载A相所产生谐波电流图3.3是对电压源负载的THD（总谐波失真）值的FFT分析。从fft分析可知，电压源负载谐波电流的THD值达到175.06%，5次谐波电流含量比nhri（谐波含量比）接近基波含量的94.17%，17%。二、十九次谐波电流含量比nhri均大于30%，因此电压源负载是一种高次谐波畸变率、高次谐波含量的谐波源。图3.3电压源型负载A相谐波电流THD值的FFT分析图3.1.1补偿电压源型负载的问题分析并联型APF补偿电压源负载电路原理图如图3.4所示，其中u为理想电网电压，zs为网侧等效短路阻抗。电压源负载由直流侧电容滤波二极管整流桥组成，CLOAD为直流侧的平波电容，RLOAD为负载电阻。图3.4并联型APF补偿电压源型负载原理图在图3.4中，在电压源负载的直流侧存在一个用于滤波的大电容器cload。其直流侧电压不会突然变化。它可以等效为一个理想的电压源udc，udc与一个小的等效阻抗lz串联，而is和il是电网侧和负荷侧的电流。并联APF的补偿电流用ic表示。其工作原理是在电网中注入一个与负载谐波电流方向相反的谐波电流集成电路，以补偿网侧电流为基波电流。由于负载直流侧存在平波电容cload，电压源负载模型的等效阻抗lz呈现电容特性，而电网侧的等效阻抗zs呈现电感特性。假设并联型APF要做到谐波电流完全补偿，其理想的控制结果即为网侧电流ish=0，则并联型APF补偿第n次负载谐波电流的情况，如式（3.1）所示：（3.1）其中n代表在第n次谐波，iLhn为负载的第n次谐波电流，ushn为公共连接点（PointofCommonCoupling）的第n次谐波电压，ucn并联型APF输出的第n次谐波补偿电压，Zcn为第n次谐波的并网电抗器阻抗。同时，在实际应用中，并联APF通过并网电抗器接入电网。随着谐波数n的增加，并网电抗器的阻抗zcn将增大，逆变器的输出电压ucn需要提高才能满足icn的要求。因此，在并联型APF完全补偿电压源负载谐波电流的前提下，并联型APF需要足够大的容量和足够高的直流电压。显然，由于并联APF容量和直流电容耐受电压的限制，系统很难实现对电压源负载谐波电流的完全补偿。另外，在实际的并联APF系统中，补偿过程中存在两个严重的延迟环节。一是谐波电流检测算法中的延迟环节，二是谐波电流闭环控制算法中的延迟环节。这两个系统的延迟导致并联型有源电力滤波器谐波补偿电流的相位滞后。假设这两条链路的延迟时间为td，则相对于n次谐波电流的延迟相位可用公式（3.2）表示。其中n为n次谐波，θn为n次谐波的电压滞后相位角，tf为基波电流的周期时间。由公式（3.2）可以看出，并联APF补偿电压源谐波电流时，谐波数n越大，并联APF系统延时引起的相位滞后越严重，补偿效果越差。并联型有源电力滤波器n次谐波电流的相位滞后超过pi时，甚至会导致补偿电流的正反馈，导致补偿完全失效。综上所述，并联型APF在补偿电压源负载产生的谐波电流时，需要改进现有的控制策略，以提高并联型APF的补偿效果。针对并联APF在实际应用中存在的延时环节，提出了一种新的闭环电流控制方法，以减小谐波电流的相位滞后，提高补偿效果。3.1.2三种低次谐波电流提取方法的原理和对比并联APF在补偿电压源负载谐波电流时，需要减小补偿带宽，只补偿较低的谐波电流。因此，在谐波电流检测环节中，如何从非线性负载中提取出较低的谐波电流成为电压源负载补偿的关键问题之一。通过坐标变换将负载电流转换为同步旋转坐标系，通过低通滤波去除基波电流滤波器获得谐波电流指令，如图3.5所示。该谐波电流提取算法能快速提取基波以外各次谐波的谐波含量，不会造成谐波指令的失真。图3.5谐波电流提取算法基于谐波电流提取算法的思想，本文提出了三种低次谐波电流的提取方法，下面将对这三种方法进行详细的介绍。1）低通滤波低次谐波电流指令提取算法基于谐波电流提取算法的思想，为了从谐波电流指令中提取低阶谐波电流指令，抑制高阶谐波电流指令，最直接的方法是加入一阶低通滤波器对高阶谐波电流指令进行滤波。示意图如图3.6所示。图3.6低次谐波电流指令低通滤波提取算法该方法是在基本同步旋转坐标系中计算谐波指令，然后加入一阶和二阶低通滤波器，滤波器的拐点为950hz，即低于19倍的谐波电流（基波保持50赫兹）。二阶低通滤波器bode图如图3.7所示。图3.7二阶低通滤波器Bode图从bode图可以看出，当滤波器的幅频特性曲线高于950hz时，每10倍频带衰减-40db。因此，它对高次谐波有很强的抑制作用，可以实现对高次谐波电流的滤波。但是，从相频特性曲线来看，由于低通滤波器对每个谐波频率信号都有角度偏移效应，未滤波的低阶谐波电流指令存在不同程度的相位滞后。从而使低阶谐波电流指令产生相位偏移，影响补偿效果。类比传统的法，将滤除基波成分的二阶低通滤波器换为二阶带阻滤波器，通过减去原有的电流指令来提取低阶谐波电流指令。示意图如图3.8所示。图3.8低次谐波电流指令带阻滤波提取算法图3.9是二阶带阻滤波器的bode图，其转折频率点为40hz和2500hz，其幅频特性对应的最低频率约为316hz。图3.9二阶带阻滤波器Bode图系统选用三相三线制并联型APF系统，因此存在有三相电流平衡的条件，如式（3.3）所示。(3.3)因此，在仿真中，仅采用两个独立的可控谐波电流源作为APF模型。图3.10显示了并联APF仿真电路的结构。图3.10并联型APF仿真电路结构图在该仿真系统中，并联APF的闭环电流控制框图如图3.11所示。并联型APF变换器和并网电抗器的传递函数如图3.11所示。其中，kpwm为变换器的放大系数，ts为pwm的周期时间，lf为并网电抗器的电感，rf为并网电抗器的等效电阻。图3.11电流闭环控制方框图比例控制器的传递函数如方程式（3.4）所示。C(S)=1（3.4）仿真系统的参数选择如表3.1所示。表3.1并联型APF系统仿真参数参数数值三相电网线电压us/V380负载侧电容值Cload/uF2000并网电抗器Lf/mH1控制频率TS/us80网侧短路容量阻抗LS/mH0.01负载电阻值Rload/20并网电抗器等效电阻Rf/0.1变流器放大系数Kpwm20图3.12为上述非线性负载产生的A相谐波电流波形如图，总THD含量为169.35%。图3.12非线性负载A相产生的谐波电流图3.13、图3.14和图3.15是上述三种谐波提取算法下电网侧电流的仿真结果。从整个波形的效果来看，次谐波提取算法的补偿效果优于其他两种低阶谐波提取算法。图3.13低通滤波低次谐波指令提取算法的A相电网侧电流图3.14带通滤波低次谐波指令提取算法的A相电网侧电流图3.15可选择次低次谐波指令提取算法的A相电网侧电流图3.16、图3.17和图3.18分别是三种谐波提取算法下电流总谐波失真（THD）的fft分析图。从图3.16可以看出，低次谐波电流的畸变率仍然很高，11次谐波电流甚至超过60%，总电流THD为113.42%。选择性次谐波提取算法只对低阶谐波电流信号起作用，对低阶谐波的补偿效果明显，不增加高阶谐波的畸变率。电流的总谐波失真度为43.34%，如图3.18所示。图3.16低通滤波提取算法A相谐波电流畸变率FFT分析图3.17带通滤波提取算法A相谐波电流畸变率FFT分析图3.18可选择次谐波提取A相谐波电流畸变率FFT分析从以上仿真结果来看，三种谐波提取算法都可以实现对电压源负载的低谐波电流补偿。在三种低次谐波提取算法中，可以选择次谐波电流指令提取算法，快速准确地提取出低次谐波电流，对其他次谐波没有影响。这比低通滤波器和带通滤波器要好。3.2电流源型负载的控制方法研究在传统的工业生产中，电力电子整流器是最常见的谐波源。在这些整流电路中，晶闸管移相整流和二极管整流是最常见的两种整流方式。一般来说，它们的直流侧是一个平波电感和大功率电阻作为负载。图3.19显示了典型电流源负载的电路结构。图3.19电流源型负载电路结构图电流源负载产生的谐波电流由直流电感、电网电压相位和负载的等效阻抗决定。由于直流侧有电感，所以电感具有电流不能突变的特性。如果直流侧的电感足够大，直流侧的电流将是一个恒定值。这种非线性负载产生的谐波电流含量和特性对交流侧参数的影响很小，类似于电流源，所以称之为电流源负载。图3.20电流源型负载A相所产生谐波电流图3.20是对电流源负载的THD（总谐波失真）值的FFT分析。从fft分析可知，电流源负载谐波电流的THD值约为30.32%。五次谐波电流是所有谐波电流中最大的，其谐波含量为21.58%，而20倍以上高次谐波电流的谐波含量很小。图3.21电流源型负载A相谐波电流THD值的FFT分析图3.2.1补偿电流源型负载的问题分析并联型APF补偿电流源型负载的电路原理图如图3.22所示，其中us为理想电网电压，Zs为网侧等效短路阻抗。电流源型负载由二极管整流桥型，负载直流侧的电感器Lload，和为负载电阻Rload构成。图3.22并联型APF补偿电流源型负载原理图在图3.22中，电流源负载的直流侧存在一个电感Lload，它使直流侧电流不发生突变，而IS和IL是电网侧和负载侧的电流。并联apf输出的补偿电流用ic表示。其工作原理是在电网中注入一个与负载谐波电流方向一致的谐波电流集成电路，以补偿网侧电流为基波电流。由于负载直流侧的电感Lload的存在，使得电流源型负载模型中的等效阻抗LZ与电网侧等效阻抗Zs都呈现感性特性。综上所述，并联型有源电力滤波器补偿电流源负载产生的谐波电流的主要补偿部分是负载本身产生的谐波电流ilhn。其特点是这部分谐波电流只与直流侧参数有关，与电网电压无关。对于这种稳定的谐波源，并联APF的电流与直流侧参数有关。指令跟踪精度是影响补偿效果的主要因素。因此，为了提高并联APF补偿电流源负载的效果，可以找到一种新的闭环电流控制方法，使系统稳态误差小，动态响应快。3.2.2复合控制算法的原理和实现pi控制是传统工业控制中最常用的方法。它具有参数设计相对简单、数字实现容易、开关频率固定等特点。理论上，该控制器可以实现系统对指令信号的无差分跟踪。但对于传统的积分器，只能保证直流参数。当参考信号为周期信号时，无法实现稳态无误差控制。并联APF的目的是补偿非线性负载产生的谐波电流。系统的参考指令实际上是多个频率叠加在一起的周期信号。如果要使用pi控制器，需要在多个频率的坐标变换下进行控制。这个程序既复杂又耗时。因此，pi控制器是并联的。APF的应用受到限制。由于并联APF的参考信号是多频周期信号，许多学者将重复控制器引入并联APF控制中。重复控制源于控制理论的内模原理（内模原理）。它

4基于双F28335结构的FIR数字滤波器控制器4.1全数字化FIR数字滤波器的控制器硬件设计图4.1三相三线制并联型APF主功率电路硬件结构为了实现谐波电流的互补功能，FIR数字滤波器不仅实现了主电路的设计，而且需要高可靠性、高性能的控制器来实现APF的控制思想。全数字有源电力滤波器控制器的硬件结构如图4.1所示。在本设计中，APF控制器基于双DSP芯片的并行协调控制，具有强大的并行计算能力，保证了APF复杂控制算法的实现。控制器主要由两块高性能的DSP控制芯片组成。两个DSP之间的数据交换通过双端口RAM（IDT70V27）进行。此外，控制器还包括数据采集、信号调理、硬件保护、参数存储等外围单元。图4.2全数字化APF控制器硬件结构APF主控芯片采用ti公司的高性能DSP芯片tms320f28335（简称f28335）。该芯片运行损耗低，具有32位高速浮点运算能力。其主要特点和资源如下：150MHz主频；两台1616*并行乘法器（MACS）；哈佛总线结构；六通道DMA控制器；16256*K位闪存和16344*K位单片机。端口RAM；3CPU定时器；16通道12位ADC采样通道，最快采样转换率80ns；12通道PWM输出；带SCI、CAN、SPI等多种串行通信接口；88通道GPIO接口，独立可重用编程；支持j-tag在线仿真调试，大大提高了系统的开发效率。。本设计采用MAX1308芯片进行片外A/D，输入电压范围-5~+5v对应输出数字量-2048~2047。片外A/D芯片电路原理图如图4.3所示。图4.3外部A/D采样电路原理图图4.4为本系统设计的全数字FIR数字滤波器控制器。图5.5为全数字FIR数字滤波器系统实物图。图4.4全数字FIR数字滤波器控制器图4.5全数字FIR数字滤波器系统实物图4.2全数字化控制器的软件结构设计嵌入式控制系统的软件设计一般遵循模块化、分层的原则。本设计将f28335的整个软件系统分为系统层、功能层和支持层三个层次。系统层主要负责系统的调度。实际上，它只包含main.c文件函数。它主要完成系统配置、中断调用和通信调用等功能，但没有实现具体的操作功能。支持层主要支持和定义功能层，功能层是整个软件设计的基础，包括编译环境的数据库。底层系统的配置以及功能层所需的常量和变量名文件。图4.6是上述三层程序的框图。图4.6APF系统文件结构框图图4.7中的两个流程图是双f28335系统上电后的主要程序流程图。首先，两个f28335芯片的主程序是上电芯片复位初始化程序的内容；其次，要保证系统正常运行，读取eeprom的数据内容，实现APF系统的初始化内容；再次，为了打开控制中断程序，在定时中断中实现了APF的控制程序和两个f28335芯片之间的通信。最后进入循环查询程序，f28335a芯片与触摸屏循环通信，接收用户指令并输出显示数据，f28335b芯片是相关显示参数的计算功能。两个f28335芯片的主程序分为初始化程序、中断子程序和通信子程序三部分。根据三种功能的分类，详细描述了各部分的流程图。图4.7双F28335的主程序流程图双f28335芯片外设的初始化程序主要包括：时钟初始化、flash初始化、中断初始化、pwm初始化、gpio初始化、sci初始化、i2c初始化和ad模块初始化。图4.8为双f28335的初始化程序流程图。图4.8双F28335的初始化程序流程图另外，当apf系统首次通电时，需要对apf的控制参数进行初始化，包括控制参数的限制、谐波补偿方式、闭环控制、补偿控制等参数。系统初始化的实现是从eeprom中提取上述预初始化数据并检查其版本信息号。流程图如图4.9所示。图4.9A片APF系统初始化流程图图4.10为触摸屏通讯程序流程图。它是f28335a与触摸屏之间的通讯程序。通信协议为触摸屏自身通信协议和标准modbus通信协议。通信所涉及的参数包括：电网参数、系统参数、给定电压值、补偿系数、pi参数整定、前馈电压和启动电压值。图4.10触摸屏通信程序流程图图4.11双F28335中断数据交换程序流程图定时中断的主要功能是实现对时间要求严格的谐波电流检测算法和控制算法，是APF系统的核心。f28335a芯片的pwm过载中断主要用于采样、控制算法以及pwm输出控制与触摸屏之间的通信。f28335a芯片中断是一个外部触发中断。其触发源是f28335a芯片输出的上升沿。中断主要进行信息采集和辅助数据分析。由此可见，在APF系统中，f28335a芯片程序是整个系统的核心程序。两个控制芯片之间的数据交换依赖于双端口ram。图4.11为双f28335中断数据交换程序流程图。图中虚线表示数据交换的方向。在两个f28335芯片之间使用握手。例如，f28335a的gpio端口连接双端口ram的/intl管脚，查询并确认f28335b存储的数据是否可以读取。然后，双端口ram/intr的管脚被设置为通知f28335b可以交换数据以完成第一次数据交换。在整个pwm过载中断过程中，需要完成两个数据交换过程。4.3全数字化FIR数字滤波器的调试4.3.1调试方法全数字有源电力滤波器是集控制器硬件、控制算法软件和主电路于一体的复杂系统。样机的建设和调试需要一套详细的调试方案。本节将根据自己的经验介绍全数字化APF样机的调试。1.控制器电路调试：调试方法分为四部分：电源、信号采集电路、保护电路和驱动电路。电源方面，主要任务是保证f28335芯片和各种控制器组件的正常供电。对于信号采集电路来说，关键是要确定控制芯片是否正确采集模拟信号。对于保护电路，调试的关键是确定各故障保护电路是否能正常工作，并验证保护阈值和响应时间的设置是否合理。对于驱动电路，主要验证输入输出信号是否正常，pwm信号的死区时间是否满足要求。2.软件调试：全数字FIR数字滤波器软件程序结构详见4.2节。这一部分的调试主要是对双f28335控制芯片的运行程序进行验证，主要方法是对软件中各个程序模块的功能设计进行测试验证。例如，对于pwm过载中断，应从模拟信号的采样数据读取、直流调压控制、谐波电流提取与控制、pwm波形输出等方面进行验证。4.3.2稳压试验并联型有源电力滤波器的正常运行要求直流侧电压稳定在设定值。稳压实验的目的是实现直流侧的稳压。然后，根据上述调试方案，分别进行了低压稳定和并网稳定的实验。以下是APF并网稳压原型的实验条件：电网电压380V，APF容量50kVA，并网电抗器1MH，直流母线电压700V。电压闭环控制方式：斜坡上升+PI调节；图4.12A相稳压电流波形（纵坐标0.5A/格，横坐标10ms/格）图4.13直流侧电压波形（纵坐标250V/格，横坐标250ms/格）图4.12是全数字APF并网稳压试验的电流波形。为了防止直流侧电压稳定试验启动过程中产生电流冲击，给直流侧电压以斜坡上升。如图4.13所示，启动电压为560V，稳定在700V，斜坡上升时间为0.75s。4.3.3FIR数字滤波器的补偿实验电压源负载补偿实验条件：电网电压为线电压380V。APF容量为50KVA，并网电抗器1mH，直流母线电压660V。电流内环采用静止坐标系下的比例控制调节，比例控制参数20）（=sC。调制方式为三角载波比较方式，开关频率为12.5KHz。负载参数：电压源型负载（“整流桥+电容+电阻”）谐波电流的波形如图4.14所示，负载侧电容值1650μF，负载电阻值120Ω。图4.14补偿前的A相网侧电流波形图（纵向电流6A/格，横向时间5ms/格）在这一部分中，采用了上述三种低阶谐波提取方法来补偿电压源负载。补偿效果的实验结果如图4.15、图4.16和图4.17所示。图4.15低通滤波器方法A相网侧电流波形（纵向电流6A/格，横向时间5ms/格）图4.16带通滤波器方法A相网侧电流补偿图（纵向电流6A/格，横向时间5ms/格）图4.17可选择次方法A相网侧电流补偿图（纵向电流6A/格，横向时间5ms/格）表4.2详细地给出了在同一负载条件下，三种低次谐波提取方法补偿的电网侧各次电流的THD值。表4.2三种低次谐波提取方法的补偿后网侧电流THD值总THD5th7th11th13th17th19th原波形138.0%90.6%76.0%54.R%n34.R%n}a.}%7.n%n低通滤波器方法92.6%41.0%37.1%51.8%31.2%a}.}%10.7%带通滤波器方式87.9%22.5%22.0%4R.4%n3R.7%n34.5%23.9%可选择次补偿方式51.0%1R.1%n24.0%21.3%22_3%n10.7%6.5%从以上图表可以看出，由于低阶谐波电流指令相角的滞后偏移，低通滤波方式对降低5、7、11等低阶谐波含量没有明显的影响。从图4.15可以看出，网络侧电流存在较大的过补偿峰值。从表4.2可以看出，带通滤波器的五次谐波和七次谐波的谐波含量已降低到22%左右，但当原指令电流信号减去基波和高次谐波电流信号时，低次谐波电流指令将产生新的高次谐波失真，所以十七、十九次谐波的放大可以直接看到。这种情况使整体补偿效果变差。选择性频率谐波电流提取算法不仅可以实现指定的低阶谐波电流提取，而且避免了滤波高阶谐波电流对低阶谐波电流指令的不利影响。实验中，可对5、7、11、13次谐波进行选择性补偿。从表4.2可以看出，四次谐波有不同程度的降低，但对于17次和19次谐波，没有影响。在同样负载电流的情况下，全补偿方式的A相网侧电流波形如图4.18所示。从图4.17和图4.18的比较可以看出，交替补偿后的网侧峰值电流小于全补偿后的网侧峰值电流，并趋于基波。仿真结果还表明，交替补偿后的网侧电流高次谐波含量小于完全补偿后的网侧电流高次谐波含量。图4.18全补偿方式A相网侧电流波形（纵向电流6A/格，横向时间5ms/格）表4.3两种控制方法的补偿后网侧电流THD值总THD5th7th11th13th17th19th原波形138.0%90.6%76.0%54.8%34.8%14.9%7.0%可选择次补偿方式51.0%18.1%24.0%26.3%22.3%10.7%6.5%全补偿80.2%25.9%24.2%36.2%n26.4%31.4%30.7%表4.3显示了两种控制方法补偿电网侧电流的THD值。首先，提取次谐波的方法主要用于补偿逆变器输出调制比受限时含有较多低次谐波的5、7、11、13次谐波。因此，该方法对低次谐波的补偿效果略优于全补偿方法。其次，由于电压源负荷的特点，采用全补偿方式时，电网高次谐波变大，如表4.3中的17、19次谐波。然而，提取次谐波的方法不能补偿高次谐波，因此对17和19次谐波电流没有放大作用。电流源负载补偿实验条件：电网电压380V，APF容量50kA，输出电抗器1Mh，直流母线电压700V，采用PI控制的闭环电压，全补偿补偿补偿方式，三角载波比较调制方式，开关频率12.5kHz。负载参数：电流源负载（“整流桥+电阻”）的谐波电流波形如图4.19所示，负载电阻值为45。需要注意的是，示波器电流探头有81倍的衰减系数，即实际电流波形幅度是示波器显示值的8倍。表4.4显示了补偿前A相网侧电流的主要次谐波THD值。图4.19补偿前的A相网侧电流波形图（纵向电流1A/格，横向时间4ms/格）表4.4补偿前的网侧电流主要次谐波THD值总THDH5H7H11H13H17H1929.6%23.6%10.7%8.3%6.1%5.9%3.7%比例控制器下补偿后A相网侧电流波形如图4.20所示，其补偿后电流主要次谐波THD如表4.5所示。采用比例+重复控制的复合控制补偿后A相网侧电流波形如图4.21所示，其补偿后电流主要次谐波THD如表4.6所示。由上图可以看出，对于电流源负载的谐波电流补偿，稳态时复合控制的整体补偿效果略优于比例控制。但在实际应用中，重复控制器的设计得到了简化，可以看出，11次谐波的补偿效果仍略差于比例控制。图4.20比例调节下补偿后A相电网电流波形（纵向电流1A/格，横向时间4ms/格）表4.5比例调节下补偿后电网电流主要次谐波THD值总THDH5H7H11H13H17H198.3%5.2%3.4%2.1%1.5%1.4%0.8%图4.21复合控制下补偿后A相电网电流波形（纵向电流1A/格，横向时间4ms/格）表4.6复合控制下补偿后电网电流主要次谐波THD值总HDH5H7H11H13H17H195.9%2.8%2.5%2.3%1.0%1.0%0.4%4.4FIR数字滤波器的无功补偿功能实现4.4.1三相三线制系统无功补偿实验电压和频率是衡量电网稳定性的两个重要指标。在正常情况下，电网的电压和频率必须稳定在规定的范围内，以保证整个电力系统和电气设备的正常运行。在实际电力系统中，电网的电压和频率往往受到电力设备的影响，而无功控制是稳定电网电压控制的重要手段之一。并联APF不仅可以补偿电网的谐波电流，还可以根据需要补偿负荷的无功功率。在实际应用中，需要将其分为三相三线制无功补偿和三相四线制无功补偿。下面介绍无功补偿的原理。本文第2.3.1节详细介绍了瞬时无功功率理论。三相三线制基本无功补偿原理是基于上述理论的灵活应用。示意图如下：图4.22系统基波无功补偿原理图在图4.22中，iq是从负载电流中提取的瞬时基本无功功率分量。如果三相三线制有源电力滤波器需要同时补偿谐波和基波无功功率，只需修改本文第2.3.1节的运行方式，如图4.23所示，在同步旋转坐标系中i为零。图4.23负载谐波及系统基波无功补偿原理图以下是在工业调试现场进行的三相三线制谐波和基波无功补偿试验。实验条件如下：电网电压380V，APF系统容量50kVA全数字三相三线制，电抗器1MH，直流母线电压650V，调制方式为三角载波比较方式，开关频率10kHz。负载类型：电流型负载（“整流桥+电阻”），其中无功发电装置为三相调压器，参数为200kVA/50Hz/380V/58A，最大负载电流178A，空载自励电流40A；负载接线图如图4.24所示；图4.24三相三线制负载搭建方案图4.25是无补偿网侧电流的波形和数据。从图中可以看出，网侧电流的有效值约为70A，谐波THD值约为22%，功率因数约为0.82。（a）三相网侧电流波形及有效值（b）三相系统功率因数（c）三相网侧电流的THD值图4.25未补偿时的三相网侧电流波形和各项数据（a）三相网侧电流波形及有效值（b）三相系统功率因数（c）三相网侧电流的THD值图4.26补偿后的三相网侧电流波形和各项数据从上述实验可以看到，三相三线制APF同时对负载进行了谐波补偿和基波无功补，效果较为明显。如图4.26所示，系统经过补偿后，其功率因数达到了0.95以上，网侧电流THD含量从22%左右降至4%左右，验证了上述理论的有效性。4.4.2三相四线制系统无功补偿实验对于三相四线制系统的基波无功补偿，可采用两种方法计算补偿负荷所需的无功指令，具体如下。（1）对于三相四线制系统，可以类比三相三线制系统的无功补偿和计算方法，定义三相四线制系统的瞬时基波无功功率。但是对于三相四线制系统，电压矢量e和电流矢量i可以看作是空间矢量，因此基本无功功率的计算比较复杂。在三相四线制系统中，还可以定义空间同步旋转坐标系，其中P轴方向定义为三相电压矢量方向，则P轴电流为瞬时有功分量。而偏离三相电压矢量方向90度的方向是瞬时无功分量，其中q轴对应三相对称部分的无功功率分量。数量和r轴对应于零序中的无功分量。然后将坐标系α-β-0以0轴旋转角度θ1，得到新的坐标系，图4.27为上述两个坐标系之间的变换关系，两个坐标系中电流空间矢量关系式为（4-3）所示。从图中可以看到，实际上首先是将α-β坐标系进行了同步旋转的一个变化，使得β轴为三相对称的无功部分，即为q轴。图4.27坐标系α-β-0与坐标系α-β-0的关系图4.28为p–q-r坐标系和α-β-0坐标系之间的变换关系，从图中可以看到，这个坐标变换阵实际的物理意义是将零序电流中的有功含量和无功含量进行分解，此时可以理解为p轴既包含了三相对称的有功分量，也包含了零序中的有功分量，而r轴为零序中的无功分量。图4.28坐标系α-β-0与坐标系p–q-r的关系上述两个坐标变换的关系式满足式（4-4）。因此，三相四线制系统中pi为对应的瞬时有功电流，而qi和ri均为瞬时无功电流，其系统的瞬时有功和无功如式（4-5）所示。（2）在本文的2.3.2中，三相四线制可以看作是三个独立的单相电源进行分析。在计算三相四线制系统的基波无功功率时，也可以采用2.3.2段谐波检测法来消除无功功率。图4.29为单相负荷谐波及系统基波无功补偿示意图，即虚拟无功轴电流指令为零。需要注意的是，如果将三相四线制系统视为三个独立的单相电源并联，并用此方法进行基波无功补偿，则每相电源的相角，即当得到变换矩阵c1时，必须使用a、b和c相，以便对谐波和c谐波进行补偿。基波无功补偿需要三相电压。图4.29单相负载谐波及系统基波无功补偿原理图以下是在工业调试现场进行的三相四线制谐波和基波无功补偿试验。实验条件如下：电网电压380V，APF系统容量50kVA全数字三相三线制，电抗器1HM，直流母线电压650V，调制方式为三角载波比较方式，开关频率10kHz。负载类型：电流源负载（“整流桥+电阻”），其中无功发电装置为三相调压器，参数为200kVA/50Hz/380V/58A，最大负载电流178A，空载自励电流40A；负载接线图如图4.30所示；图4.30三相四线制负载搭建方案图4.31是无补偿网络侧电流的波形和数据。从图中可以看出，网侧电流的有效值约为55A，谐波谐波谐波谐波失真度约为19%，功率因数约为0.7。图4.31未补偿时的三相网侧电流波形和各项数据从图4.32可以看出，三相四线制有源电力滤波器可以同时补偿谐波和基波无功功率，效果明显。APF系统补偿后，网侧电流波形逐渐趋向正弦波，三相功率因数分别为0.93、0.95和0.97，三相电流谐波失真度分别为3.8%、4.2%和3.5%。实验表明，三相四线制APF样机能够补偿无功功率。图4.32补偿后的三相网侧电流波形和各项数据