一种高精度超低失调运算放大器的设计

一种高精度超低失调运算放大器的设计

1高精度超低失调运算放大器及其关键技术近年来，随着模拟电路的发展，高精度低误误操作器作为电路的重要分支越来越受到重视。在一些精密测量和精密数据采集领域,要求所使用的运算放大器具有较高的增益、高共模抑制比、低失调电压以及低温度漂移。通用运算放大器显然不能满足这些要求。本文介绍一种高精度超低失调运算放大器,及其在设计过程中所需要的关键技术,包括如何降低偏置电流和失调电压,以及版图设计时需要考虑的问题。同时,还介绍了这种运算放大器的测试方法,以及测试中需要注意的问题。2对电路结构的分析2.1系统的基本技术高精度超低失调运算放大器的设计比较特别,其输入级的设计尤其重要,因为它决定放大器的大多数关键参数,包括输入偏置电流、输入失调电压、失调电压温漂、电压增益和共模抑制比,等等。所以,无论是在电路设计,还是在版图设计上,都要认真加以考虑。本文所介绍的放大器,其输入级电路结构如图1所示。它采用了传统的共射-共基(CE-CB)和大电阻性负载的差分结构,以提高增益和带宽。为了获得低偏置电流和低失调电压,它还运用了两项关键技术:基流补偿自举和偏置微调技术。基流补偿自举技术能使输入端的偏置电流减小到约±4nA;偏置微调技术可以使失调电压降至60μV以下。下面分别介绍这两种技术。2.1.1设置无c7i13i1的电流系统所谓基流补偿自举技术,就是通过外加一个电流源作为基极注入电流,从而使放大器输入晶体管的基极电流不再有信号供给。以图1左边的电路来说明基流自举补偿技术,如图2所示。图2中,D1～D4使VAB=4VBE,则VBC1≈0,以实现自举。PNP管Q8和Q9组成电流镜,IC7注入Q1的基极,实现输入基流补偿。若Q8～Q9电流镜的电流传输比为K,IC7与Ie7之比为α,且β3>>1,那么Ic7=αIe7=α⋅K⋅IB3=αK⋅Ic11+β3≈αKβ1IB1β3I1=IB1−IC7=IB1(1−αKβ1β3)Ιc7=αΙe7=α⋅Κ⋅ΙB3=αΚ⋅Ιc11+β3≈αΚβ1ΙB1β3Ι1=ΙB1-ΙC7=ΙB1(1-αΚβ1β3)若α=1,K=1,β1=β3,则I1=0。此时,输入阻抗趋于∞。但实际上,由于Q8、Q9是工作于小电流下的PNP管,βP较小,故K小于1。而且,α<1,β1和β3也会引起失配。综合以上因素,实际的输入偏置电流I1约为未补偿时输入基流的1/10。采用自举输入还有以下优点:1)消除了Q1和Q2管的厄尔利效应不对称对KCMR的影响,同时,Q1,2的基极电压和Q5,6的基极电压将随输入共模电压变化,形成共模反馈,所以,KCMR得以大大提高;2)VCB1,2≈0,能有效地消除集-基反向漏电流ICBO对IB的有害干扰;3)由于基极电流很小,所以,该电路有很高的输入阻抗。2.1.2微控制板中vio的工作原理基流补偿自举技术并不能降低失调电压。因此,我们采用偏置微调技术来降低失调电压。它是在大集电极电阻上串联一系列加权二进制分级的小电阻;再在这些小电阻上并上开关(可以是可熔铝膜,也可以是齐纳二极管短路开关。本电路采用齐纳二极管短路开关)。通过这些开关的闭合或开启,调整集电极电阻。为了分析方便,将输入级的上半部分画为图3的结构。Z1～Z4是与微调电阻并联的反偏齐纳二极管,在正常工作条件下是不导通的。在芯片进行中测时,可以用仪表测出VIO,并确定出消除这个VIO所必须调节的Ra值。然后,用大电流脉冲,通过探针使经过选定的一个或多个齐纳二极管E-B结金属电极溶入硅铝中,造成永久性的电极短路,从而减小微调电阻链的总电阻。齐纳二极管短路后的电阻约为1Ω。在版图设计上,由于这些管子是共集的,所以可以同时做在一个隔离岛内。这样可以节省管芯面积,降低成本。下面,我们简单地定量分析一下它的原理。VIO=(VBE1−VBE2)|v01=0=VT⋅ln(I1I2⋅IS2IS1)=VT⋅ln(RL2RL1⋅IS2IS1)VΙΟ=(VBE1-VBE2)|v01=0=VΤ⋅ln(Ι1Ι2⋅ΙS2ΙS1)=VΤ⋅ln(RL2RL1⋅ΙS2ΙS1)上式表明,若使IS2RL2=IS1RL1,则VIO=0。因此,若改变RL1/RL2的比值,就可以实现在芯片上的微调VIO。通过选择Q13～Q1616种不同短路组合中合适的一种,以补偿原VIO,使失调电压范围缩小。2.2射随器下电路。请看作如图4所示,中间级电路由Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6组成。Q3、Q4是PNP管,做放大管,它的另一个作用电平位移;Q1、Q2是射随器,在双极电路中,它可以增加输入阻抗,以提高前级增益;Q5、Q6是电流镜;Q7、Q8、Q9、Q10构成了末前级;Q7管仍起射随作用;Q9、Q10起放大作用。输出级是互补推挽输出;D1、Q13的存在可以克服互补推挽输出所产生的交越失真。3热反馈出汁对于高精度超低失调运算放大器,良好的版图设计可以提高KCMR,降低输入失调电压、失调电流等,所以必须仔细考虑。对于输入管,我们采用同心圆布局,版图结构如图5所示。四个晶体管对称分布,发射区通过交叉连接。这种布局不仅使器件的失配对一定类型的工艺效果的变化率不敏感,还可以有效减弱热反馈对漂移的影响。而且,我们将发射区的面积设计得较大,因为合理的增加输入管发射区的面积,也可以降低晶体管失配,从而降低ΔVBE和ΔIS。而且,采用电阻负载射偶对做输入级,也可以减少失配因素。另一个需要考虑的是热反馈对失调电压的影响。所以,我们把输出级所有功耗存在较大变化的元器件以硅片中心线为基准对称分布,当驱动级和输出级的功耗变化时,它们对同心圆几何布局的输入射偶对的影响是对称的。这种热平衡能减小热反馈带来的问题。4护不同输注保护的比较高精度超低失调运算放大器的测试,由于其相当高的增益和低的失调电压,所以某些参数的测量不能采用普通的测试方法。对于输入失调电压的测量,由于VIO小到μV量级,所以要把整个电路密封在保护匣内,以便减小空气流动和热辐射(如来自人体)对它的干扰,否则,将会引入较大的误差。直流开环增益和共模抑制比的测量,一般采用辅助运算放大器的测试方法,直接加直流信号。之所以加直流信号测量,是由于对于这种高增益的运算放大器,它的3dB带宽非常窄,一般还不到1Hz。如果加交流信号测试,那么,交流信号的频率就必须非常低,输入端所加的测试电容也要很大。这样得到的结果是不准确的。另外,用这种方法的另一个优点是不用调节VOS,就可