六相感应电机梯形波相电流控制

六相感应电机梯形波相电流控制

0多相传感电机的优势交流速率的固有缺陷使交流速率快速发展。目前，交流速率主要采用变压频率谱和向量控制。随着电力电子技术和控制理论的快速发展,在航空航天和潜艇推进系统中需要一些功率大且可靠性高的驱动系统,这使得多相电机及其传动系统的研究成为电气传动领域的热点之一。与三相电机传动系统相比,多相电机及其传动系统具有以下突出的优势:①传动系统整体可靠性较高。采用多相冗余结构的传动系统,当多相感应电机的一个(或几个)定子绕组开路或逆变器的一个(或几个)桥臂开路故障时,不会影响传动系统的起动和运行。②调速系统具有更多的控制资源和潜能。采用多相逆变器供电,可大大改进调速系统的性价比。③可用低压功率器件实现大功率传动,避免了由功率器件串联带来的静、动态不均压问题。④转矩脉动频率增加而脉动幅值减少,系统动、静态特性得以改善。⑤转子谐波电流减小,谐波损耗下降。尽管多相电机本体表现出很好的性能,但控制策略要比三相交流电机系统复杂得多。本文给出了梯形波相电流控制策略,即通过对六相感应电机提供一组梯形波相电流,使电机的气隙磁场类似直流电机的气隙磁场。通过所提供的梯形波相电流来实现励磁电流和转矩电流的独立控制,从而省去传统矢量控制中繁琐的派克变换和派克逆变换,真正意义上实现了模拟直流电机的控制。1电机气隙内励磁定子绕组注入的梯形波相电流如图1所示。这种梯形波相电流在电机气隙中产生近似梯形的励磁磁通,励磁电流分量IF和转矩电流分量IT可以模拟直流电机的励磁电流和电枢电流而实现独立控制。2转子磁动势的变化由图1的电流波形可知,励磁电流IF和转矩电流IT交替作用,任何时候定子绕组中的相邻三相作为励磁绕组在电机中产生励磁磁动势Ff,其它三相定子绕组作为转矩绕组产生转矩磁动势Ft。t=t12t=t12时磁动势合成空间分布如图2、图3所示。在时间间隔O～t1内三相定子电流产生的合成励磁磁动势为:Ff=Νaia-Νcic-Νdid=Νsia-Νsic-Νsid=Νs(ia-ic)-Νs(-ΙF)=2ΝsΙF(1)Ff=Naia−Ncic−Ndid=Nsia−Nsic−Nsid=Ns(ia−ic)−Ns(−IF)=2NsIF(1)同理,在时间间隔O～t1内三相定子电流产生的合成转矩磁动势为:Ft=Νbib-Νeie-Νfif=2ΝsΙΤ(2)Ft=Nbib−Neie−Nfif=2NsIT(2)式中:Ns表示定子侧每相绕组匝数。从图3可看到,当定子通入的梯形波相电流波形时,产生的励磁磁动势和转矩磁动势是相互垂直的。励磁绕组在气隙中产生近似于方形的旋转磁场。转子中的导体切割近似于方形的旋转磁场而产生转子电流Ir,由转子电流Ir产生的磁动势为Fr:Fr=mrΙrΝr2(3)Fr=mrIrNr2(3)式中:mr为转子导体数(本实验电机取14),Nr是转子每相串联的绕组匝数,Ir是转子每相绕组电流的有效值。由图3可知,合成气隙磁动势F垂直于转子感应磁动势Fr,所以合成气隙磁动势F可用下式表示:F=√F2s-F2r=√F2f+F2t-F2r(4)F=F2s−F2r−−−−−−−√=F2f+F2t−F2r−−−−−−−−−−−√(4)忽略磁饱和现象,由式(4)可以算出磁通密度:B=μ0F2lg=μ0√(2ΝsΙF)2+(2ΝsΙΤ)2-(7ΝrΙr)22lg(5)B=μ0F2lg=μ0(2NsIF)2+(2NsIT)2−(7NrIr)2√2lg(5)式中:lg代表气隙长度。由图3可以看到,通过控制转矩电流It,使转矩磁动势Ft和转子磁动势Fr大小相等方向相反,即当α=0时,转矩磁动势Ft抵消转子磁动势Fr产生的电枢反应,使得励磁磁场不发生扭曲。通过合理划分所设计电机的磁路区域,从气隙磁场的角度出发,即在已知气隙磁场的条件下,根据所选区域磁阻的大小和磁通密度,推知总的磁动势大小,由式(1)最后计算出励磁电流的数值,计算结果如表1所示。3有限元分析参数在梯形波相电流驱动下六相电机正确的运行方式应该是定子转矩磁动势Ft和转子磁动势Fr大小相等方向相反,即Ft=Fr,α=0,只剩下励磁动势Ff,此时IT为:ΙΤ=mrΝrΙr4Νs(6)IT=mrNrIr4Ns(6)由上式可求得磁势解耦时IT和转差速度ωsl(旋转磁场速度与转子速度之差)的关系:k=ωslΙΤ=ΙrΙΤ⋅Rr2ΝrBLrg=2ΝsRrmrΝ2rBLrg(7)k=ωslIT=IrIT⋅Rr2NrBLrg=2NsRrmrN2rBLrg(7)式中:L为转子导体切割旋转磁场的有效长度;rg为转子半径;Rr为转子一相绕组的等效电阻。从式(7)可以看到,k与转子电阻Rr和磁通密度B有关,而磁通密度B是由励磁电流If决定的,可通过控制励磁电流If来调节磁通密度B。转子电阻Rr对温度比较敏感,随着温度的变化可上下波动50%,因此参数k也是受温度影响的重要参数,其正确程度影响电机的磁势解耦。本实验所用的六相感应电机是由一台三相感应电机改造而成的,具体参数如表2所示。在额定转差角速度ωsl=15.7rad/s,额定磁通B=0.445T(有限元分析计算),通过表2中的参数和式(7)～式(9)可计算在额定情况下磁势解耦时的转子感应电流Ir=5.73A,转矩电流IT=2.26A,输出转矩T=6.3N·m,参数k=6.96rad/(A·s),取参数k=7。当参数k=7时磁势获得解耦,真正意义上实现了模拟直流电机的控制。4电机有限元模型这里采用二维有限元分析软件来分析计算梯形波相电流驱动下的六相感应电机气隙磁势分布。首先将三个节点连接成一阶三角形有限元,然后在xy直角坐标系中建立一个定子槽并作网格图,通过对称复制方法建立所要仿真的电机区域有限元网格图。由于六相感应电机结构的对称性,所以仅需对电机一半区域进行有限元分析,这样可减少有限元个数,节省计算时间,同时又不会影响整体的计算精度。应用对称性可以得到整个电机的磁势分布。依据狄利克雷边界条件,将零磁势设置在定子磁轭外侧和转子轴上,这样有限元分析仅限定在电机内部区域。生成的网格图如图4所示。输入电机的尺寸和相当于励磁电流的三相电流,通过有限元编程生成网格图并计算出气隙磁通。改变三相电流得到气隙磁通平均值。有限元分析计算的磁通密度和励磁电流的关系如表3所示。一个周期内气隙磁通密度分布如图5所示。5转子感应电压测量为了研究六相感应电机气隙磁通分布和计算幅值大小,并测量气隙磁场和转子感应电压,特别做了一个可以“访问”的绕线式转子,把转子绕组中14相中的2相接在滑环上,便于测量所需参数。转子绕组、定子绕组组装后的电机照片如图6所示。实验中当转子绕组电路处于开路时,通过直流电机驱动六相感应电机以角速度25rad/s旋转,就可以测量出转子感应电压E。实验中通过改变励磁电流,利用式(8)就可以估算出气隙磁通密度B:E=BLV(8)式中:E为转子感应电压;L为转子导体有效长度;V为转子旋转速度,V=ωslrg。在已知转子感应电压E的条件下,气隙磁通密度计算结果如表4所示。由于所使用的电机是由三相电机改造而成的,所以电机轭高相对较低。还由于磁饱和的原因,要想达到理想的励磁磁通需要较大的励磁电流,本实验中电机气隙磁通取0.5T。六相感应电机气隙磁通理论分析、有限元分析和实验测量结果如图7所示。6在相对于现有电流流体系中的应用(1)该控制策略模拟直流他励的控制方式对六相感应电机实现了解耦控制,真正意义上实现励磁电流和转