直流功率变换器的高频化

直流功率变换器的高频化

1功率变换器开关频率不能引起噪声近年来，能源电子技术发展迅速，直接关联电池广泛应用于计算机和航空航天等领域。如今,笨重型、低效电源装置已被小型、高效电源所取代。为了实现电源装置的高性能、高效率、高可靠性,减小体积和重量,必须实现开关电源的高频化。开关电源的高频化不仅减小了功率变换器的体积,增大了变换器的功率密度和性能价格比,而且极大地提高了瞬时响应速度,抑制了电源所产生的音频噪声,从而已成为新的发展趋势。然而功率变换器开关频率的进一步提高将受以下因素的限制:①在通断瞬间切换过程中,功率器件的开关应力。②开关损耗。③剧烈的di/dt和du/dt冲击及其产生的电磁干扰(EMI)。软开关技术是使功率变换器得以高频化的重要技术之一,它应用谐振的原理,使开关器件中的电流(或电压)按正弦或准正弦规律变化。当电流自然过零时,使器件关断(或电压为零时,使器件开通),从而减少开关损耗。它不仅可以解决硬开关变换器中的硬开关损耗问题、容性开通问题、感性关断问题及二极管反向恢复问题,而且还能解决由硬开关引起的EMI等问题。为此先后有人提出了谐振变换器(resonantconverter),准谐振变换器(quasiresonantconverter)和多谐振变换器(mutiresonantconverter),零开关PWM变换器(zeroswitchingPWMconverter),零转换PWM变换器(zerotransitionPWMconverter)及无源无损缓冲电路(passivelosslesssnubbercircuit)等多种软开关技术。2直开关软开关技术及其新开发2.1附加振幅网络谐振变换器实际上是负载谐振变换器,在20世纪70年代最早被提出来,它通过在标准PWM变换器结构上简单地附加谐振网络的方法而得到。按照谐振元件的谐振方式,可分为串联谐振变换器和并联谐振变换器两类;按负载与谐振电路的连接关系,又可分为串联负载谐振变换器和并联负载谐振变换器。其工作原理主要是通过谐振网络与负载的谐振,使经过开关元件的电流或电压被整形为正弦波形,开关元件在电流或电压的过零处开通或关断,实现软开关过程。2.2振幅开关的工作原理20世纪80年代初,美国弗吉尼亚电力电子中心(UPEC)的李泽元教授等研究人员提出了谐振开关,即在基本PWM开关上增加一些谐振元件,它也是准谐振变换器中最关键的部分。根据开关管与谐振电感和谐振电容的不同结合,谐振开关可分为零电流谐振开关和零电压谐振开关两类。零电流谐振开关是将谐振电感与PWM开关串联,利用电感中谐振电流过零点时,使开关零电流关断;零电压谐振开关是将谐振电容与PWM开关并联,利用电容两端谐振电压过零点时,使开关零电压开通。它们各有L型和M型两种电路方式,而且根据功率开关管是单向导通还是双向导通,又可分为半波模式和全波模式,如表所示。谐振开关实现了软开通或关断,减少了开关损耗,但其开关器件的通态电流或断态电压应力大。因开关器件工作频率不恒定,为保持输出电压在各种条件下基本不变,必须采用变频控制方法,然而该控制方式比PWM变换器复杂,而且变压器、电感等磁性元件要按最低频率设计,实现最优设计困难。因此,谐振开关一般应用在小功率低电压而且对体积和重量要求十分严格的场合,比如宇航电源和程控交换机的DC-DC电源模块。此外,根据谐振软开关技术原理,人们还提出过在PWM开关内综合准谐振零电流和准谐振零电压的多谐振开关,它一般能实现开关管的零电压开关,但还是只能采用频率控制方法。实际常常用零电压多谐振变换器,主要是因为它吸收了开关管和整流二极管的结电容,同时实现了开关管和整流二极管零电压开关,而且它的开关管的电压应力与零电压准谐振相比要小得多。2.3gm控制工作原理零开关PWM变换器包括零电压PWM变换器和零电流PWM变换器,它们是在准谐振软开关的基础上,加入一个辅助开关管,来控制谐振元件的谐振过程,实现PWM控制。它只利用谐振实现换相,换相完毕后仍采用PWM工作方式,从而既能克服硬开关PWM在开关过程中的三大缺陷,又能保留硬开关PWM变换器的低稳态损耗和低稳态应力的优点。文献提出了一种新颖的混合式全桥PWM变换器,它不仅能在不增加导通损耗的情况下实现空载下ZVS条件,而且能使输入输出的滤波波形几乎为理想的,从而减少了输入输出的滤波装置。2.4零转换dm变换器零转换PWM变换器包括ZVT-PWM变换器和ZCT-PWM变换器,其谐振网络是与主开关并联的。在开关转换期间,并联的谐振网络产生谐振获得零开关条件。开关转换结束后,电路又恢复到正常的PWM工作方式。因此,零转换PWM变换器既克服了硬开关PWM和谐振技术的缺点,又综合了它们的优点。为此,该类变换器在中大功率场合得到广泛应用,并具有如下优点:①采用PWM控制方式,实现恒定频率控制。②辅助电路只是在开关管开关时工作,其他时候不工作,而且是与主功率回路相并联,不需要处理很大的环流能量,从而减小了辅助电路的损耗。③辅助电路的工作不会增加主开关管的电压和电流应力。2.4.1辅助谐振网络文献提出的普通BoostZVT-PWM变换器的拓扑结构,它在主开关管S之上,并联了一个由谐振电容Cr(其中包含了主开关S的输出电容和二极管VD的结电容)、谐振电感Lr、辅助开关S1及二极管VD1组成的辅助谐振网络。在每次主开关管S导通前,先导通S1,使辅助谐振网络谐振。当S两端电容电压谐振到零时,导通S。当S完成导通后,立即关断S1,使辅助谐振电路停止工作。之后,电路以常规的PWM方式运行。该拓扑结构在不增加电压/电流应力的情况下,实现了S的零电压导通和VD的零电流关断。但由于S1是在大电流(接近谐振峰值电流)下关断、大电压(接近输出电压)下开通,S1处于一种非常不好的硬开关环境,因此有必要改善辅助开关管的关断条件。为了解决普通ZVT-PWM变换器的以上缺点,近年来人们提出了几种改进的ZVT-PWM变换器拓扑结构,它们均实现了主开关管和辅助开关管的软开关,减少开关损耗。其拓扑结构及其工作原理见文献。2.4.2zct-dm变换器拓扑对于IGBT、MCT等新型电力半导体器件,在关断以后,还有尾电流存在,因此应用ZCT-PWM技术,对减少关断损耗更加有效,特别是对那些开关动作较缓慢的IGBT器件,而且工作与电源电压和负载范围无关,变换器的循环能量很小。图1a所示是普通BoostZCT-PWM变换器的拓扑结构,它能实现主开关在ZCS下关断,消除关断损耗。但是,其辅助开关仍然是硬开关,而且,其输出整流二极管存在严重的反向恢复问题,导致大的导通损耗。虽然通过改变控制策略,使辅助开关导通时间更长一些,可以实现辅助开关管在ZCS下关断,但辅助开关管的峰值电流将较大。文献提出了一种改进的ZCT-PWM变换器,只是交换了辅助开关和嵌位二极管的位置,而辅助开关管在一个开关周期内开通两次。第一次开通是在主开关管关断,升压二极管导通时。辅助开关管开通,将升压二极管中的电流转移到辅助支路中去,使二极管中的电流减小到零,二极管自然关断。此时升压电感和辅助电感的电流相等,而且不能突变,因此开通主开关管为零电流开通。第二次开通是在主开关管开通,升压二极管关断时。辅助开关管再次开通,将主开关管中的电流转移到辅助支路中去,并且使主开关管的反并联二极管导通,从而实现主开关管的零电流关断。如图1b所示,该新颖的ZCT-PWM变换器拓扑,与图2a的普通ZVT-PWM变换器相比,该改进的拓扑在元器件数量方面没有增减,只是改变了组合方式,但同时实现了主开关管S和辅助开关管Sa的软通断,并解决了输出整流二极管VDf严重的反向恢复问题。其详细工作原理见文献。2.4.3sa模式下vd的工作过程近些年,一些电力电子研究中心的工程师们正尽力寻求一种最优化的软开关技术,即用尽量少的辅助元件,实现功率半导体器件同时在零电压和零电流下转换,综合ZVT-PWM变换器和ZCT-PWM变换器的优点,进一步完善零转换条件。文献所介绍的一种新颖的ZCZVT-PWM变换器,就能实现主开关管同时在零电压和零电流下转换,如图2a所示。以下对其工作过程进行分析。在分析中,假设:①输入电压Ui恒定,主电感足够大,以致输入电流Is恒定。②输出电容足够大,以致输出电压Uo恒定。③只考虑续流二极管VD的反向恢复电流和主开关的开关过渡时间,其他元器件均为理想元件。并设初始状态为:主功率开关管S及辅助开关管Sa均为关断状态,VD处于导通状态,UCR1=U0,则电路在稳态时,每个开关周期可划分为13个模态,相应的主要波形如图2b所示。模态1(t1～t2):在t1时刻,Sa开通,CR1,LR谐振,iLR,UCR1均增加,直到UCR1=Ui,该模态结束;模态2(t2～t3):在t2时刻,VDa2导通,iLR继续增加,直到iLR=Ii,此时VD自然关断;模态3(t3～t4):CR2,LR谐振,UCR2减小,iLR继续增加,直到UCR2=0;模态4(t4～t5):在t4时刻,VDS导通,LR释放能量,iLR减小,直到iLR=Ii,该模态结束;模态5(t5～t6):在t5时刻,S导通,当LR完全释放能量时,iLR=0,iS=Ii,该模态结束;模态6(t6～t7):CR1,LR通过S和VDa1开始半周期谐振,此时关断Sa;模态7(t7～t8):该阶段与普通BoostPWM变换器的开通状态一样;模态8(t8～t9):在t8时刻,Sa开通,CR1,LR,iLR增加,iS下降,直到iLR=Ii,iS=0;模态9(t9～t10):在t9时刻,VDs导通,S关断,当iLR再次达到Ii,VDs关断,该模态结束;模态10(t10～t11):在t10时刻,CR2,CR1,LR谐振,直到UCR1=Ui,VDa2导通;模态11(t11～t12):在t11时刻,CR2,LR继续谐振,直到iLR=0,VDa1开通,VDa2关断;模态12(t12～t13):在t12时刻,CR2,CR1,LR谐振,当iLR再次达到iLR=0时,VDa1关断,此时关断Sa,该模态结束;模态13(t13～t14):输入电流Ii给CR2充电,UC2线性增加到U0,此时VD导通,进入下一个周期。可见,该拓扑结构实现了主开关管S同时在零电压和零电流条件下开通和关断,辅助开关管Sa在零电流条件下开通,零电压和零电流条件下关断,输出整流二极管VD在零电压下转换,从而既综合了ZVT-PWM变换器和ZCT-PWM变换器的优点,又克服了它们各自的缺点,大大减小了开关损耗。2.5种无源无损缓冲电路无源无损缓冲电路,即不附加有源器件,只是采用电感电容和二极管来构成无损缓冲网络,一个基本的无源无损缓冲电路一般都包含三个功能回路:①开通缓冲回路。②关断缓冲回路。③馈能回路。常用的方法是用电感L与功率管串联,开通时电流只能从零增加,因而“零电流”使开通得到软化;用电容C与晶体管并联,关断时晶体管两端电压只能从零增大,因而“零电压”使关断得到软化;用二极管D经过一定的拓扑网络,在功率管开关过程中,将L、C中的存储能量反馈到电源或馈送给负载。为此,下面介绍两种无源无损缓冲电路在PWMDC-DC变换器中的最新拓扑结构,一种是具有最小电压应力的无源无损缓冲电路;另一种是再生式的无源无损缓冲电路,如图3a所示,它是传统的L+RCD复合型缓冲电路的改进。其改进点包括:①去掉放电电阻R。②去掉专门的功率电感器L,巧妙地用一个同输入电感Lp耦合的小功率绕组La代替。下面分析其工作过程。假设与2.4.3基本相同。并设初始状态为:MS关断,VD开通,iD=Is,则对感性负载CCM工作情况,稳态时每个周期可以分为以下六个模态,相应的主要波形图如图3b所示。模态1(t1～t2):在t1时刻,主开关管Ms开通,电感电流iLS线性增大,流经二极管VD的电流iD相应减小,直到iD=0,该模态结束;模态2(t2～t3):在t2时刻,VD关断,CS开始放电,耦合绕组La的感应电势使CS上的电势自举提高,直到电容CS完全释放储能,该模态结束;模态3(t3～t4):该模态与普通PWMBoost变换器开通状态基本相似;模态4(t4～t5):在t4时刻,主开关管MS关断,输入电流IS经过电感LS,VDs1开始给CS充电,直到UCS=Uo,该模态结束;模态5(t5～t6):在t5时刻,VD导通,电流iLS线性减小,流经二极管电流iD相应增大,直到iD=IS,该模态结束;模态6(t6～t7):该模态与普通PWMBoost变换器的关断状态基本相似。可见,该无源无损缓冲型软开关电路的关键在于:当MS在ZCS下开通时,因Lp的耦合绕组La的感应反电势而发生电势自举,有利于电容CS的储能经La向负载释放;放电完毕的CS又为MS的关断提供ZVS条件。3零转换dm软开关变换器当开关频率增大到兆赫兹级范围,被抑制的或低频时可忽视的开关应力和噪声,将变得难以接受。谐振变换器虽能为开关提供零电压开关和零电流开关状态,但工作中会产生较大的循环能量,使导电损耗增大。为了在不