一种新型电磁干扰分析与建模预测方法

一种新型电磁干扰分析与建模预测方法

1种新的失模特点和方法开关源变换器广泛应用于各种能源信息系统。准确地预测开关电源变换器产生的电磁干扰（EMI）对于解决系统级的电磁兼容（EMC）问题有较强的实际意义。在EMI预测应用中最基本的预测模式是“干扰源+干扰耦合通道=预测干扰”。以往的研究工作主要侧重于对开关电源变换器开关特性的描述和电路分布参数的抽取上，尽可能的用电路或数学模型来描述EMI机理，采取全时域仿真或频域计算的方法得到EMI电压和电流及频谱。由于考虑的参数多，往往需要庞大的计算量而费时费力。另外，基于实验测量获取等效干扰源和阻抗的方法可以较快地对EMI实施定量分析。但是由于采用了近似等效的测试方法而忽略了干扰机理的分析，抓不住干扰的主要耦合通道势必会带来一定的误差。针对以上所述，本文提出了一种相对简单且精确的EMI分析和建模方法。主导思想是根据输入级整流桥的工作状态将干扰分为3种主导模式，结合大量的实验分析每一种模式下干扰与开关动作的本质作用关系，确定主要的干扰源和主要的耦合通道，求出干扰等效电路，实现干扰的可描述。2干扰机分析及主要交叉场2.1电池电极导通时电压本文的研究对象拓扑如图1所示的半桥式开关电源变换器。考虑到目前大量应用的开关电源都是采取AC/DC-DC/DC级联的形式，因此这样的拓扑结构具有一定的代表性。在图1中用标准的LISN来测量接收噪声干扰电压，LISN主要由电感、电容和两个50Ω的电阻组成。在传导干扰频率上（150kHz～30MHz），两个50µH的电感表现为高阻抗，而两个0.1µF的电容表现为低阻抗，耦合在两个50Ω电阻上的电压Vx和Vy为传导EMI电压。按照一般的定义，差模（DM）噪声为两个50Ω电阻上电压差的1/2，共模（CM）噪声为两个50Ω电阻上平均电压，有利用高精度多通道示波器TDS5054测得变换器在稳态时的电压电流波形如图2所示，分别是差模电压、共模电压、线电压和线电流。图2中的线电流波形显示，输入级的二极管整流桥只在两个较小（分别约为2ms,共相当于整流周期的1/5）的时间段导通。这是由于整流桥直流侧电容C3和C4在稳态工作时的嵌位作用：当线电压幅值高于电容的嵌位电压时，整流桥导通，反之则关断。从图2中可以看到，测得DM电压的幅度随着整流桥工作状态的不同有所变化，即在整流桥导通时干扰小，在关断时反而大。CM电压和整流桥的工作状态无关。以前的研究却认为，不考虑由换相过程引起的干扰时，二极管整流桥导通时，变换器在网侧引起的DM干扰大。事实上，在文献中的结论只是在没有CM发射时才成立，但是这个条件往往很难满足。下面将基于测量结果对图2中的现象逐一进行解释。2.2带内合理电导率的确定在稳态工作时，两个电解电容C3和C4将整流桥直流侧输出嵌位在一个稳定的电压上。因此，在稳态时C3和C4可等效为两个带有内阻抗的直流电压源V1和V2。由于C3=C4，故V1=V2。以下的分析选取EMI地电位为参照电位。如图3中S1和S2均处于关断时，有VF=VD=0,VC=V1,VE=-V2,VA=VS/2,VB=-VS/2。2.3干扰电流的测量由图2所示，以线电压的正半周为例。在ab和cd间隔，由于VAB<V1+V2，故VA<VC,VE<VB，二极管D1和D3反向偏置，整流桥处于关断状态。在开关S1开通的瞬间，VC=VF=0,C点的电位被瞬间下拉到0电位。由于VA>VC,D1正向偏置而导通，同时VE<VB,D3反向偏置。干扰电流通过R1、C1、D1、S1和Cp构成回路，如图4(a)中的粗线所示。在开关S2开通的瞬间，VE=VF=0,E点的电位被瞬间上拉到0电位。由于VE>VB,D3正向偏置导通，同时VA<VC,D1反向偏置。干扰电流通过Cp、S2、D3、C2和R2构成回路，如图4(b)所示。在图4(c)给出的测量结果中证明了以上分析是正确的。VS1为S1两端的电压。由S1开通引起的高dv/dt的电压跃变产生了反向（Vx为负）流经R1的干扰电流，此时R2上无干扰电流，Vy=0。则VDM=-Vx/2,VCM=-Vx/2。由S2开通引起的高dv/dt的电压跃变产生了正向（Vy为正）流经R2的干扰电流，此时R1上无干扰电流，Vx=0。此时，DM电压为VDM=-Vy/2,CM电压为VCM=Vy/2。由于这种模式同时产生DM和CM噪声，且二者的幅值完全相等，故称其为混合模式（MM）干扰。2.4高di/dt开关由于实际测试中得到的DM电压不可避免有MM干扰，为了表示区别，这里称整流桥导通时的纯差模为本质差模（IDM）。在图2中bc间隔，由于VAB>V1+V2，故VA>VC,VE>VB，二极管D1和D3正向偏置，整流桥处于导通状态。在开关S1开通的瞬间，开关动作在负载变压器初级线圈上产生一个高di/dt的电流，通过直流侧电容C3和C4，经R1、C1、D1、C3、C4、D3、C2和R2构成回路。如图5(a)所示。在开关S2开通的瞬间，开关动作产生高di/dt的开关电流，经R1、C1、D1、C3、C4、D3、C2和R2构成回路。如图5(b)所示。图5(c)的测量结果验证了图5(a)、5(b)中分析的正确性。2.5cm干扰电流的测量在图2中bc间隔，D1和D3正向偏置，整流桥处于导通状态。在开关S1开通的瞬间，VC=VF=0,C点的电位被瞬间下拉到0电位。CM干扰电流分别通过R1、C1、D1、S1、Cp和R2、C2、D3、C4、C3、S1、Cp构成回路，如图6(a)所示。在开关S2开通的瞬间，VE=VF=0,E点的电位被瞬间上拉到0电位。CM干扰电流分别通过Cp、S2、D3、C2、R2和Cp、S2、C4、C3、D1、C1、R1构成回路，如图6(b)。图6(c)的测量结果证实了以上分析。由于C3和C4的阻抗相对于Cp很小，可以忽略，因此在图6(a)和图6(b)中同时流经R1和R2的CM电流大小基本相等，Vx=Vy。故在S1开通时，有VCM=-Vx/2=-Vy/2，在S2开通时，有VCM=Vx/2=Vy/2。我们发现，CM干扰与前面MM干扰模式分析的结果是一致的。这就说明了图2中CM干扰电压的幅值为什么没有随整流桥的工作状态变化。3干扰传播过程结合第2部分中3种干扰模式的分析，图7给出MM,IDM和CM干扰集总电路模型。由图7可得下面给出每一种干扰模式等效电路模型参数的抽取方法。由于MM干扰在本质上属于Cp上产生单相CM电流耦合，所以MM和CM在机理上是一样的，区别只是在于二者干扰传播通道的阻抗值不同。用Z1和Z3分别表示MM和CM干扰传播通道的阻抗。采用测量的方法获得Z1和Z3的数值：静态下将D1和S1短路，用阻抗分析仪Agilent4294A直接测量A与整流器地之间的阻抗值即为Z1，如图8(a)。静态下将D1、D3和S1短路，用阻抗分析仪直接测量AB(A和B短路）与整流器地之间的阻抗值即为Z3，如图8(b)。电压源V1和V3是相同的（在以后的结果中将被证实），代表开关动作在Cp上引起的高dv/dt的变化电压。V1和V3同样可以测量得到：工作时断开LISN到整流器的联接地线，用差分电压探头TektronixP5205测量F到LISN中点之间的电压。Z2表示IDM干扰传播通道等效阻抗，V2表示IDM等效电压源，V2=Isdm·C1,Isdm为高di/dt的负载电流。在静态下将D1、D3和S1短路，用阻抗分析仪直接测量AB之间的阻抗值可得Z2的阻抗，如图8(c)。在稳态工作时用电流探头TektronixTCP303测量输出变压器初级绕组的电流即得Isdm。由式（3～5）可变换得利用式（6～8）可对干扰模型进行验证。在LISN上直接测得干扰电压VMM、VIDM和VCM，由式（6～8）可求得干扰电压源V1,V2和V3。图9为测量和计算电压源频谱的比较，二者吻合得很好，说明图7的模型是准确的。通常情况下，用X电容抑制DM干扰，用共模电感抑制CM干扰。滤波设置如图10，相应的等效电路如图11。由图11可得根据表1给出的R、L、C参数值，代入式（9～11）算得MM、IDM和CM干扰在滤波后的频谱，结果如图12所示，由本文方法计算结果和实验测量结果吻合得相当好。而MM和IDM在3～4MHz频段以及CM在