高频电路课件

緒

論0.1

非線性電子線路的作用一、線性電子電路與非線性電子電路

電子器件嚴格講是非線性的，但依使用條件不同，表現的非線性程度不同。為此，有如下兩種應用：

線性電路：對信號進行處理時，儘量使用器件特性的線性部分。電路基本是線性的，但存在不希望有的失真。

非線性電路：對信號進行處理時，使用了器件特性的非線性部分，利用器件的非線性完成振盪、頻率變換等功能。器件特性與使用條件密切相關，例如：

小信號條件下，輸入信號小，在一定條件下電路可用線性等效電路表示，例如各種小信號放大器(《線性電子線路》)中，器件的特性歸屬線性電子線路。

大信號條件下，輸入信號大，必涉及器件的非線性部分，例如功率放大器。故不能用線性等效電路表示電子器件的特徵，而必須用非線性電路的分析方法。所以，功放歸屬非線性電子線路。二、非線性電子線路在通信系統中的應用1．通信系統的分類

(1)有線通信系統：利用導線傳送資訊(2)無線通信系統：利用電磁波傳送資訊(3)光纖通信系統：利用光導纖維傳送資訊2．無線通信系統圖0-1-1無線通信系統的組成

組成：發射裝置+接收裝置+傳輸媒體(1)

發射裝置

①換能器：

將被發送的資訊變換為電信號。例：話筒將聲音變為電信號。將換能器輸出的電信號變為強度足夠的高頻電振盪。②發射機：

無線通信系統的組成③天線：將高頻電振盪變成電磁波向傳輸媒質輻射。

(2)

接收裝置

接收是發射的逆過程。①接收天線：高頻電振盪電信號②接收機：將從空間接收的電磁波

高頻電振盪。③換能器：將電信號所傳送資訊

(3)

傳輸媒體——電磁波

電磁波傳送方式，依據波長不同，可分為：長波、中波、短波、超短波。表1各波段特點波段波長/m頻率/MHz特點說明中、長波>200<1.5沿地表傳播大地表面是導體，一部分電磁波會損耗掉，頻率越高，損耗越大短波10~2001.5~30靠電離層反射傳播電磁波一部分被吸收，另一部分被反射或折射到地面。頻率越高，被吸收的能量越小，但頻率超過一定值，電磁波會穿過電離層，不再返回地面超短波<10>30沿空間直線傳播地球表面是彎曲的，所以只能限制在視線範圍內圖0-1-2無線電波傳播方式傳播距離：電離層＞地面＞直線

3．無線通信存在的問題(1)接收信號微弱

電磁波接收天線(2)存在干擾例如其他電臺的發射信號，各種工業、醫學裝置輻射電磁波，大氣層、宇宙固有的電磁干擾等。對接收裝置的要求：增益高，選擇性好。4．解決方案

發射機和接收機借助線性和非線性電子線路對攜有資訊的電信號進行變換和處理。除放大外，最主要有調製、解調。

(1)調製

由攜有資訊的電信號(如音頻信號)去控制高頻振盪信號的某一參數(如振幅)，使該參數按照電信號的規律而變化(調幅)。

調製信號：攜有資訊的電信號。

載波信號：未調製的高頻振盪信號。

已調波：經過調製後的高頻振盪信號。

根據受控參數：調幅、調角(調頻、調相)。

(2)解調調製的逆過程，將已調波轉換為載有資訊的電信號。(3)調製的作用

①減小天線的尺寸。音頻範圍：20Hz~20kHz，若發射100Hz，波長

=c

/f=3000

km，天線至少幾百千米。需減少波長，提高發射頻率。

②選臺。將不同電臺發送的資訊分配到不同頻率的載波信號上，使接收機可選擇特定電臺的資訊而抑制其他電臺發送的資訊和各種干擾。

5．調幅發射機組成圖0-1-3調幅廣播發射機的組成調幅廣播發射機的組成各部分作用：

(1)振盪器產生fosc

的高頻振盪信號，幾十千赫以上。

(2)高頻放大器

多級小信號諧振放大器，放大振盪信號，使頻率倍增至fc，並提供足夠大的載波功率。

(3)調製信號放大器

多級放大器，前幾級為小信號放大器，放大微音器的電信號；後幾級為功放，提供功率足夠的調製信號。

(4)振幅調製器

實現調幅功能，將輸入的載波信號和調製信號變換為所需的調幅波信號，並加到天線上。6．調幅接收機

圖0-1-4調幅廣播接收機的組成調幅廣播接收機的組成

(1)

高頻放大器

為小信號諧振放大器，作用：

①

選臺。利用可調諧的諧振系統選出有用信號，抑制其他頻率的干擾信號。

②放大。放大選出的有用信號。

(2)

混頻器

兩路輸入為：

①

由高放級：已調信號fc

。

②由本機振盪器：本振信號fL。

作用：載波變頻——將已調信號的載波由fc

(高頻)變換為fI(中頻)，fI=|fc-fL

|而調製波形不變。

(3)本機振盪

產生頻率為fL=|fc+fI

|(或fL=fc-fI)的高頻等幅振盪信號。fL可調，並能跟蹤fc。

(4)中頻放大器為多級固定調諧的小信號放大器，作用：放大中頻信號。

(5)檢波器解調，從中頻調幅波還原所傳送的調製信號。

(6)低頻放大器小信號放大器＋功率放大器，作用：放大調製信號，向揚聲器提供所需的推動功率。可見，有用信號在不同頻率上進行放大——超外差接收機。

特點：解調電路前包括混頻器、本機振盪、中頻放大器等。

優點：

增益高，選擇性好。

直接高放接收機：解調前僅包括高放，無混頻器、本機振盪、中頻放大器等，增益低，選擇性差。

7．其他通信系統

①調頻無線通信系統，發射機和接收機都包括上述各模組，區別主要在於調製器和解調器上。實現調製的模組——頻率調製器；實現解調的模組——頻率檢波器或鑒頻器。

②數字通信系統，調製信號為數字信號，相應的調製為數字調製。

③軟體無線電，用軟體的方法實現通信系統中一部分電路的功能，改變程式便可變更調製方式。8．小結

(1)非線性電子線路討論的範圍除小信號放大器以外的其他功能電路——振盪器、功放、調製器、解調器、混頻器、倍頻器。

(2)本課程討論的內容——三類電路

①功率放大電路——在輸入信號作用下，可將直流電源提供的部分功率轉換為按輸入信號規律變化的輸出信號功率，並使輸出信號的功率大於輸入信號的功率。

②振盪電路——可在不加輸入信號的情況下，穩定地產生特定頻率或特定頻率範圍的正弦波振盪信號。

③波形變換和頻率變換電路——能在輸入信號作用下產生與之波形和頻譜不同的輸出信號。包括：調製電路、解調電路、混頻電路和倍頻電路。本課程將順序學習這三類電路。0.2

非線性器件的基本特點非線性電子線路中，上述三類功能的實現利用了器件的非線性特性，為此，有必要首先瞭解非線性器件的基本特點(參數、控制變數、不能用疊加定理)。一、非線性器件特性的參數

主要有三個參數：①直流參數適用於直流分析②交流參數適用於頻率變換電路的分析③平均參數適用於功率放大和振盪電路的分析

i

v圖0-2-1例：非線性電阻：①直流電導定義：

意義：表明直流電流與直流電壓間的依存關係。特點：其值是

VQ(或IQ)

的非線性函數。應用：直流分析。②交流電導定義：意義：伏安特性曲線上任一點的斜率，或該點上增量電流與增量電壓的比值。特點：其值是

VQ(或IQ)的非線性函數。應用：交流分析。③

平均電導圖0-2-2在大信號作用下的電流波形定義：當器件兩端加余弦電壓v=Vmcost

時，因特性的非線性，流過器件的電流必為非余弦，將其按傅裏葉級數展開：則平均電導即為基波電流振幅與外加電壓振幅之比：

意義：反映基波電流與外加電壓間的依存關係。特點：其值是

VQ(或IQ)

的非線性函數。

應用：功放和振盪電路分析。二、非線性器件特性的控制變數控制變數不同，非線性器件的特性也不同，故分析時須注明它的控制變數。

1．控制量不同，特性不同

i

v圖0-2-1

例1：二極體

電壓為控制量——電流對電壓呈指數關係變化；

電流為控制量——電壓對電流呈對數關係變化。2．特性為非單調時——多值和負值例2

：隧道二極體圖0-2-3伏安特性曲線(1)控制變數電壓：電流為單值電流：電壓為多值

——壓控非線性器件(2)直流電導

g0＞0，在曲線上任一點均為正。(3)交流電導

g(a,b)<0，即在

a、b

段為負電導。

器件特性的描述與控制變數有關，並可能出現負參數，尤其特性非單調變化時——非線性與線性器件的重要區別。三、不滿足疊加定理若i=f(v)，v=v1+v2則i=f(v1+v2)

但i

f(v1)+f(v2)例i=av2

v=v1+v2

注意，i中除體現兩電壓分別作用外，還包含兩電壓乘積項產生的回應電流。若v1=V1mcos

1t，v2=V2mcos

2t

，則i中除出現

1，

2

兩分量外，還出現兩電壓乘積項產生的角頻率為

1

2

的新頻率分量。出現新的頻率成分

非線性電路可以實現頻率加、減等更多電路功能。0.3

本課程的特點1．工程上採用近似分析法

非線性器件物理特性複雜，需要解非線性方程或時變係數的線性微分方程。

對策：對器件數學模型和電路工作條件進行合理近似，用近似分析方法獲得具有實用意義的結果。2．功能與電路形式多

對策：抓本質——功能再多也是借助器件的非線性；抓基本電路——種類雖多，但都是在為數不多的基本電路上發展起來的。3．重視實驗環節，堅持理論聯繫實際本書內容安排的三個層次：

①由電路功能的基本原理導出基本電路。

②合理近似，引出對電路的工程近似分析。

③根據分析結果，提出對電路的設計原則及改進電路性能的基本途徑。

功率電子線路1.1功率電子線路概述

作用：高效地實現能量變換和控制。

種類：

(1)功率放大電路

特點：放大用途：通信、音像等電子設備。

(2)電源變換電路

特點：能量變換用途：電源設備、電子系統、工業控制等。1.1.1

功率放大器特點：工作在大信號狀態。一、功率放大器的性能要求

①安全。輸出功率大，管子在極限條件下運用。

②高效率。

C

——集電極效率(CollectorEfficiency)

Po

——

輸出信號功率；PD——

電源提供的功率；

PC

——

管耗

(PowerDissipation)/集電極耗散功率；

Po

一定，

C越高，PD

越小

PC

小，既可選PCM

小的管子，以降低費用，也節省能源。

③失真小。儘管功率增益也是重要的性能指標，但安全、高效和小失真更重要，前者可以通過增加前置級禰補。二、功率管的運用特點1．功率管的運用狀態

根據功率管在一個信號週期內導通時間的不同，功率管運用狀態可分為甲類、乙類、甲乙類、丙類等多種。①甲類：功率管在一個週期內導通，

c

=

。②乙類：功率管僅在半個週期內導通，

c

=

/2。

③甲乙類：管子在大於半個週期小於一個週期內導通，

/2

c

。④丙類：功率管在小於半個週期內導通，

c

/2。功率管運用狀態通常靠選擇靜態工作點來實現。功率管的運用狀態根據下列曲線說出功率管的應用狀態：圖1–1–1各種運用狀態下的輸出電流波形2．不同運用狀態下的

C管子的運用狀態不同，相應的

Cmax

也不同。

減小PC可提高

C。

假設集電極暫態電流和電壓分別為iC

和

vCE，則PC為討論：若減少PC，則要減少iC

vCE

方法1：由甲類

甲乙類

乙類

丙類，即減小管子在信號週期內的導通(增大iC=0)的時間。

方法

2：管子運用於開關狀態(又稱丁類)，即一週期內半飽和半截止。

飽和時，vCE

VCE(sat)

很小

PC

很小；

截止時，iC

很小，iCvCE

也很小

PC

很小。

總之：為提高

C，管應用狀態可取乙類、丙類或丁類。但集電極電流波形失真嚴重，電路需採取特定措施(見

1.2

節)。1.1.2

電源變換電路按變換方式不同：

(1)整流器(Rectifier)：交流電-直流電。應用：電子設備供電。

(2)直流-直流變換器(DC-DCConverter)：直流電-直流電。應用：開關電源。

(3)逆變器(Inverter)：直流電-交流電。應用：不間斷電源、變頻電源。

(4)

交流-交流變換器(AC-ACConverter)：交流電-交流電。應用：變壓等。

1.1.3

功率器件功率管的種類：(1)雙極型功率電晶體(2)功率MOS管(3)絕緣柵雙極型功率管

功率管是功率放大電路的關鍵器件，為保證安全工作，需瞭解其極限參數及安全工作區。以雙極型功率管為例，安全工作區受如下極限參數限制：①最大允許管耗

PCM。與散熱條件密切相關。②基極開路集-射反向擊穿電壓V(BR)CEO。③集電極最大允許電流

ICM。以上參數與功率管的結構、工藝參數、封裝形式有關。一、功率管散熱和相應的PCM

管耗PC

主要消耗在集電結上，使結溫升高。若集電極的散熱條件良好，集電結上的熱量很容易散發到周圍空氣中去，則集電結就會在某一較低溫度上達到熱平衡，此時集電結上產生的熱量等於散發到空氣中的熱量。反之，散熱條件不好，集電結就會在更高的溫度上達到熱平衡，甚至產生熱崩而燒壞管子。熱崩(ThermalRunaway)：

集電結結溫(Tj)

iC

PC

Tj

如此反復，直至Tj

TjM(集電結最高允許溫度)而導致管子被燒壞的一種惡性循環現象。提高PCM

的辦法：圖1–1–4

(a)、(b)

功率管底座上加裝散熱器(c)

相應的熱等效電路①管子集電極直接固定在金屬底座上。②金屬底座與管殼相連。③金屬底座還加裝金屬散熱器。各種散熱片各種功率電晶體

熱傳導過程T2為熱源溫度，T1

為空氣溫度，P為傳輸的熱功率，Rth

為熱阻，單位℃/W當熱源產生熱量時，熱源溫度T2上升，向外部傳輸熱量，若產生的熱量和傳輸的熱量相等，達到熱平衡。T2

不再變化。電晶體的熱量傳遞RjcRcsPcRCaRsaTjTa因為R(th)cs+R(th)sa<<R(th)ca

所以Rth

R(th)jc+R(th)cs+R(th)ca

電晶體手冊中給出的PCM

是在指定散熱器尺寸和環境溫度(Ta=25℃)時給出的數據。具體數值可由下式確定二、二次擊穿除PCM、ICM

和V(BR)CEO

滿足安全工作條件外，要保證功率管安全工作，還要求不發生二次擊穿。

二次擊穿(SecondaryBreakdown)：當集-

射反向電壓超過V(BR)CEO

時，會引起擊穿，但只要外電路限制擊穿後的電流，管子就不會損壞，待集電極電壓小於V(BR)CEO

後，管子可恢復正常工作。如果發生上述擊穿，電流不加限制，就會出現集電極電壓迅速減小，集電極電流迅速增大的現象，即為二次擊穿。

後果：過熱點的晶體熔化，集

-

射間形成低阻通道，引起vCE下降，iC

劇增，損壞功率管，且不可逆。

發生條件：它在高壓低電流時發生，相應的功率稱為二次擊穿耐量PSB。圖1–1–5

圖計及二次擊穿時功率管的安全工作區功率管的安全工作區

功率合成技術

1.4.1功率合成電路的作用一、功率合成

功率合成技術就是將多個功率放大器的輸出功率疊加起來，給負載提供足夠大的輸出功率。

A，B兩端輸入等值同相功率，C端負載Rc獲得兩輸入功率的合成，而D端負載Rd

上無功率輸出。

A，B兩端輸入等值同相功率，C端負載Rc獲得兩輸入功率的合成，而D端負載Rd

上無功率輸出。

A、B兩輸入端輸入等值反相功率，D端負載Rd

獲得兩輸入功率的合成，而C端負載Rc

上無功率輸出。

二、彼此隔離

當Rd

和Rc

之間滿足特定關係時，A、B兩輸入端彼此隔離。

三、功率分配

當Ra=Rb

時，將功率放大器加在D端，功率放大器的輸出功率均等地分配給Ra

和Rb，且它們之間是反相的，而C端無功率輸出。

將功率放大器加C端，功率放大器的輸出功率均等地分配給Ra

和Rb，且它們之間是同相的，而D端無功率輸出。一個理想的功率合成電路應該具有以下特點：

①N

個同類型的功率放大器，它們的輸出振幅相等，通過功率合成器輸出給負載的功率應等於各功率放大器輸出功率的和。

②與功率合成器連接的各功率放大器彼此隔離，任何一個功率放大器發生故障時，不影響其他放大器的功率輸出。

實現功率合成的電路種類很多，一般都由無源元件組成，統稱為魔T混合網路。在實際應用中，往往需要功率合成電路具有寬頻特性，這種功率合成電路由傳輸線變壓器構成。

1.4.2傳輸線變壓器一、變壓器和傳輸線的工作頻帶

高頻變壓器：由於線圈的漏感和匝間分佈電容的作用，其上限頻率只能工作在幾十兆赫，下限頻率受激磁電感量的限制。

傳輸線：傳輸線就是連接信號源和負載的兩根導線，它的上限頻率與導線長度l

有關，l越小，上限頻率fH

越高。它的下限頻率為零。傳輸線變壓器如圖1–4–3所示。圖1-4-3傳輸線變壓器

設上限頻率fH

對應的波長為

min

,取可以認為：

v1=v2=v，i1=i2=i

二、傳輸線變壓器的工作原理傳輸線變壓器原理圖如圖1–4–4(a)所示。將傳輸線繞於磁環上便構成傳輸線變壓器。傳輸線可以是同軸電纜、雙絞線、或帶狀線，磁環一般是鎳鋅高磁導率的鐵氧體。

三、傳輸線變壓器功能

1．對稱與不對稱變換對稱

–不對稱變換，將對地對稱的雙端輸入信號轉換為對地不對稱的單端輸出信號，如圖1–4–6(a)所示。圖1-4-6對稱與不對稱變壓器(a)對稱-不對稱(b)不對稱-對稱參見圖1–4–4(b)，在高頻時，傳輸線變壓器以電磁能交替變換的傳輸方式傳送能量。如圖1–4–4(c)所示，在低頻時，由於傳輸線繞在磁環上，1端和2端與3端和4端的短導線成為較大的電感線圈，避免了信號源和負載被短接，實現了倒相作用。能量通過傳輸線方式和磁耦合方式傳送。不對稱–對稱變換，將對地不對稱的單端輸入信號轉換為對地對稱的雙端輸出信號，如圖1–4–6(b)所示。(a)對稱–不對稱(b)不對稱–對稱

2．阻抗變換器傳輸線變壓器可以構成阻抗變換器，由於結構的限制，通常只能實現特定的阻抗比的變換。

4:1阻抗變換器如圖1–4–7(a)所示，圖中阻抗關係為實現4:1的阻抗變換。傳輸線變壓器的特性阻抗為

1:4阻抗變換器如圖1–4–7(b)所示，圖中阻抗關係為實現1:4的阻抗變換。傳輸線變壓器的特性阻抗為1.4.3用傳輸線變壓器構成的

魔T混合網路一、功率合成如圖1-4-8所示，Tr1

為魔T混合網路，Tr2

為對稱

–不對稱變換器。

輸入信號接在A端和B端，根據節點方程

i=ia-id，i=id-ib

i=ia-id，i=id-ib

求出

而ic=2i=ia-ib

i=ia-id，i=id-ib

ic=2i=ia-ib

1．輸入為等值反相信號

ia=ib=Imsin

t，va=vb=Vmsin

t

因為

ic=0，所以

C端無功率輸出。

vd=va+vb=2Vmsin

t，

ia=ib=Imsin

t，va=vb=Vmsin

t

因為ic=0所以C端無功率輸出。

vd=va+vb=2Vmsin

t，D端的輸出功率輸出功率為A端輸入功率和B端輸入功率的和。每個功率放大器的等效負載2．輸入為等值同相信號

ia=-ib=Imsin

t，

va=-vb=Vmsin

t

因為id=0所以D端無功率輸出。

vc=va=-vb=Vmsin

t，

ic=ia-ib=2Imsin

tC端的輸出功率輸出功率為A端輸入功率和B端輸入功率的和。2．輸入為等值同相信號

ia=-ib=Imsin

t，

va=-vb=Vmsin

t

因為id=0，所以D端無功率輸出。

vc=va=-vb=Vmsin

t，

ic=ia-ib=2Imsin

tC端的輸出功率輸出功率為A端輸入功率和B端輸入功率的和。每個功率放大器的等效負載

3．異常輸入情況ia

ib，va

vb

根據電路的約束條件將代入並整理，求解出

若取ia僅與va

有關，ib

僅與vb

有關。實現了A端和B端的隔離，稱為A、B間的隔離條件。

二、功率分配

1．同相功率分配同相功率分配電路如圖

1–4–9(a)所示。

ic=2i

，ia=i

-

id

，ib=i+id，vd=idRd=iaRa

-ibRb整理得到圖

1–4–9功率分配電路(a)同相ic=2i

，ia=i

-

id

，ib=i+id

，vd=idRd=iaRa

-

ibRb取Ra=Rb=R

則

id=0D端無功率輸出。

ia=ib=ic

/2A端和B端獲得等值同相功率。

C端的等效負載為R/2。圖

1–4–9功率分配電路(b)反相

2．反相功率分配反相功率分配電路如圖

1–4–9(b)所示。

同理可以證明：當Ra=Rb=R時ic=2i=0ia=ib=id

則

ic=0C端無功率輸出。

A端和B端獲得等值反相功率。

D端的等效負載為R/2。

整流與穩壓電路

整流電路的功能是將電力網提供的交流電壓變換為直流電壓。穩壓電路具有調節功能，將整流電路輸出的不穩定直流電壓轉換為穩定的直流電壓。1.5.1整流電路一、半波整流電路

整流電路有半波、全波、橋式三種基本形式。

半波整流電路如圖1–5–1(a)

所示。在圖

1–5–1(a)中，Tr—電源變壓器；D—整流二極體；RL—負載電阻；CL

—

濾波電容。設

v2=V2msin

t忽略二極體的導通電壓，並設導通電阻為RD。

v2>vo

二極體導通，電容充電。

v2<vo

二極體截止，電容放電。

動態平衡後，二極體電流iD=iO

是一串窄脈衝序列。

如圖

1–5–2(a)所示，CL

一定時，RL

越小，紋波越大。

如圖

1–5–2(b)所示，RL

一定時，CL

越大，紋波越小。參見圖

1–5–1(b)和圖

1–5–1(c)，經過RLCL

的濾波，輸出電壓是直流電壓VO

和一個鋸齒狀波動電壓的疊加。波動電壓稱為紋波電壓。直流電壓VO

及紋波電壓的大小與RL

和CL

的數值有關。二、全波和橋式整流電路

1．全波整流電路全波整流電路如圖1–5–4(a)

所示。

當v2>vO時，二極體導通，所以在v2

的正負半周D1

和D2

輪流導通。

穩態波形如圖1–5–4(b)所示。O由於電流脈衝的頻率比半波整流提高一倍，輸出的直流電流IO

和輸出電壓VO

比半波整流電路大，RL

和CL

的濾波作用提高，紋波電壓比半波整流電路小。

2．橋式整流電路圖1–5–5橋式整流電路及其電壓和電流波形

如圖1–5–5(a)所示，v2

正峰值附近D1、D3

導通，D2、D4

截止。

v2

負峰值附近D2、D4

導通，D1、D3

截止。

圖1-5-5橋式整流電路及其電壓和電流波形

IO

與VO

與全波整流電路相同，但截止時的反向電壓由兩只二極體共同承擔。電壓和電流的波形如圖1–5–5(d)、(e)、(f)所示。

三、三種整流電路的性能

1．半波整流電路優點：元件少，電路簡單。缺點：VO

小，紋波大。

2．全波整流電路優點：VO

大，紋波小。缺點：二極體承受的反向電壓高。

3．橋式整流電路

優點：VO

大，紋波小，輸出功率相同時，變壓器的伏安容量比全波整流小。

缺點：二極體數量多。四、倍壓整流電路倍壓整流電路如圖1–5–9所示。適用於VO

大，IO

小的場合。

動態平衡後，v2

正峰值附近D1

導通，向CL1

充電，充電電壓vO1，v2

負峰值附近D2

導通，向CL2

充電，充電電壓vO2。負載RL

上的電壓為半波整流電路的兩倍。

同樣原理可以構成多次倍壓電路。1.5.2串聯型穩壓器一、工作原理

1．組成串聯型穩壓器的組成如圖1-5-12(a)所示。圖1-5-12(a)串聯穩壓電路的組成方框圖

串聯型穩壓器組成：調整管、取樣電路、基準電壓源和比較放大器。

調整管——功率管或複合管與負載串聯。

比較放大器——單管放大器、差分放大器、集成運放等。

串聯型穩壓器組成：調整管、取樣電路、基準電壓源和比較放大器。調整管——功率管或複合管與負載串聯。比較放大器——單管放大器、差分放大器、集成運放等。圖1-5-12(a)串聯穩壓電路的組成方框圖

基準電壓源——溫度係數很小的電壓源電路。

比較放大器——單管放大器、差分放大器、集成運放等。串聯型穩壓器的工作原理如圖1–5–12(b)所示。

T5—調整管，工作在放大區。

VB5

VCE5

。

R1、R2

取樣電路。取樣電壓

基準電壓VREF

由T1、T2

組成的差分放大器作為比較放大器，T3、T4

為有源負載。

當VS=VREF

VO=VI-VCE5=VREF/n

若VI

或RL

變化使VO

增加VO

VS

(VREF

不變)

VC2=VB5

VCES

VO

。

反之亦然。

二、穩壓性能

1．穩壓係數SV

輸入電壓變化

VI

時，輸出電壓的相對變化量稱為穩壓係數

2．負載調整率

SI

輸入電壓VI

不變，輸出電流變化時，輸出電壓的相對變化量稱為負載調整率

1．穩壓係數SV

2．負載調整率

SI

3．輸出電阻Ro

將穩壓源等效為一個電壓源時的內阻。除以上參數外，還有紋波抑制比Srip

和輸出電壓溫度係數ST

等。三、集成串聯穩壓電源

1．基準電壓源電路

穩壓二極體構成的基準電壓源電路如圖

1–5–13(a)所示。設T管的發射結和D2、D3

的正嚮導通電壓均相等，用V(on)

表示。基準電壓VREF

VZ(6~8

V)具有正溫度係數，V(on)

具有負溫度係數。

滿足時，基準電壓VREF

的溫度係數如圖1–5–13(b)所示的能隙基準電壓源電路中

忽略T3

管的基極電流

VT

具有正溫度係數，VBE(on)

具有負溫度係數。適當選擇電阻的比值(R2/R3)，可以使VREF

的溫度係數為零。

2．7800系列三端式集成串聯穩壓電路

典型應用電路圖1-5-14(a)所示。

輸出電壓VO

固定，5

V、6

V、9

V、

。

輸入電壓VI

一般應比輸出電壓高3

V以上。

C1、C2

消振作用。

內部電路如圖

1-5-14(b)所示。

3．基準電壓電路

能隙基準電路，由T1、T2、T7、R1、R3、R10

及R2、T5、T6、T3、T4

組成。

4．比較放大器

基準電路和比較放大器形成一個整體，由T3、T4、T11、有源負載T9

構成CE–CC組和放大器。

5．調整管

T16、T17

組成複合調整管。圖

1–5–14(b)

6．保護電路

過流保護，T15、R11、R12。

過熱保護，T14、R7

組成，R7

具有正溫度係數。

7．啟動電路由D1

及T12、T13、R4、R5、R18

等組成。1.5.3開關型穩壓器一、直流–直流變換器

開關型穩壓器的調整管工作在開關狀態，通過控制開關的啟閉時間來調整輸出電壓。

1．降壓型變換器

圖

1–5–15(a)原理電路

如圖

1–5–15(a)所示，電路由開關S、續流二極體D和低通濾波器L1、C2

組成。

S閉合：vA=VI，D截止，電感L1

充電。

S斷開：vA=0，D導通(設VD(on)=0)，電感L1

放電。

圖1-5-15降壓型變壓器的原理電路及相應的波形降壓型變換器的波形如圖1-5-15(b)所示，忽略VO

上疊加的紋波電壓，S閉合。

vL=vA-VO=VI-VO

根據

為保持iL

連續得VO=dVI

調整d可以就可以改變輸出電壓，d恒小於1，所以為降壓型變換器。

2．升壓型變換器

升壓型變換器如圖

1–5–16所示。圖1-5-16升壓型變換器原理電路

當S閉合時，D截止，vA=0。

當S斷開時，D導通，vA=VO。

根據求得

d恒小於1，所以為升壓型變換器。

開關型穩壓器的調整管工作在開關狀態，所以效率比串聯型穩壓器高。一般採用直接整流，不需要電源變壓器，具有體積小、重量輕的特點。

開關型穩壓器存在紋波電壓高的缺點，同時產生的電磁干擾比串聯型穩壓器大。

圖1-5-16升壓型變換器原理電路二、開關穩壓電路的工作原理降壓型變換器構成的開關穩壓電路如圖1–5–18(a)、(b)所示。當VS=VREF

時誤差放大器輸出靜態電壓，經電壓比較器使T1

管的導通時間為ton

或占空係數為d0，穩壓器的輸出電壓

調解過程如下：VO

VS

ton

d

VO

反之亦然。三、開關穩壓電路舉例

用集成串聯穩壓器LM105構成開關穩壓電路如圖

1–5–19所示。

點畫線框內為LM105的內部電路。

在外部電路中：

T14、T15—開關管；L1、C2—低通濾波器；R9、R10—取樣電阻；D2—續流二極體；R8—限流取樣電阻；R11、C3—積分電路

集成PWMLTC1148構成開關穩壓電路如圖1–5–20所示。

圖1-5-20用集成PWMLTC1148構成的開關穩壓電路

諧振功率放大器的工作原理

2.1.1丙類諧振功率放大器1．電路組成圖2–1–1諧振功率放大器原理電路

ZL——

外接負載，呈阻抗性，用CL

與RL

串聯等效電路表示。

Lr

和Cr

——

匹配網路，與ZL

組成並聯諧振回路。調節Cr

使回路諧振在輸入信號頻率。

VBB——基極偏置電壓，使功率管Q點設在截止區，以實現丙類工作。2．集電極電流

iC

圖2–1–2輸入vb(t)=Vbmcos

st

據vBE=VBB+vb(t)=VBB+vbmcos

st由靜態轉移特性(iC-vBE)，得集電極電流iC波形：脈寬小於半個週期的脈衝序列。傅裏葉級數展開為平均分量、基波分量和各次諧波分量之和。3．輸出電壓

vo

(1)對基波分量阻抗最大，為諧振電阻Re(諧振回路調諧在輸入信號頻率上，因而對iC

中的基波分量呈現的阻抗最大，且為純電阻)。在高Q回路中，其Re

近似為式中，

——

回路總電容

——

回路諧振角頻率

——

回路有載品質因數

(2)對非基波分量

阻抗很小(諧振回路對

iC

中的其他分量呈現的)，產生的電壓均可忽略。

既然僅有由基波分量產生的電壓vc

輸出，負載獲得的信號功率不失真。因此，丙類諧振功率放大器諧振回路的功能：

①選頻：利用諧振回路的選頻作用，可將失真的集電極電流脈衝變換為不失真的輸出電壓。

②阻抗匹配：調節

Lr

和Cr，諧振回路將含有電抗分量的外接負載變換為諧振電阻Re，並阻抗匹配。所以，諧振功率放大器中，諧振回路起到選頻和匹配負載的雙重作用。

4．功率特性分析

(1)丙類功放的問題

圖2–1–3脈衝寬度變化的示意圖若提高

C，管子導通角

c應繼續減小；但引起iC

中基波分量Icm1

減小，導致輸出功率減小。(2)解決方法

VBB

負向增大(

c

減小)同時，提高輸入激勵電壓Vbm，以維持輸出功率不變。但需警惕管發射結反向擊穿。為進一步提高效率，可採用開關工作的丁類、戊類諧振功率放大器。2.1.2丁類和戊類諧振功率放大器1．丁類諧振功率放大器

(1)電路

Tr

二次側兩繞組相同，極性相反。T1

和T2

特性配對，為同型管。(2)原理

若vi足夠大，則

vi<

0時，T1

飽和導通，T2截止，vA1=VCC–VCE(sat)

vi>0時，T2

飽和導通，T1

截止，vA2=VCE(sat)A點最大振幅值：

vA=vA1

vA2=VCC

2VCE(sat)

加到串聯諧振回路，若諧振回路工作在輸入信號角頻率上，可近似認為輸出電流iL

是角頻率為

的余弦波，RL

上獲得不失真輸出功率。(3)

討論

①

VCE(sat)小，管耗小，放大器的效率高(90%以上)

；

②因結電容、分佈電容等影響，實際波形不理想，使管耗增大，丁類功放效率受限。2．戊類放大器

為了克服這個缺點，在開關工作的基礎上採用一個特殊設計的集電極回路，保證vCE

為最小值的一段期間內，才有集電極電流流通——戊類放大器。

3．實現辦法

(1)電晶體倍頻器倍頻次數不能太高，一般為二倍或三倍頻。原因：

①效率。集電極電流脈衝中包含的諧波分量的幅度隨著n

的增加而迅速減小。倍頻次數過高，倍頻器的輸出功率和效率就會過低。

②濾波。諧振回路需濾除高於n

和低於n

的各次分量。低於n

的分量幅度較大，濾除較難。倍頻次數越高，對諧振回路提出的濾波要求越苛刻，不易實現。

(2)變容二極體、階躍二極體構成參量倍頻器，適用於倍頻次數較高時。2.1.3倍頻器1．概念

倍頻器(FrequencyMultiplier)：將輸入信號的頻率倍增n

倍的電路。2．原理

在丙類諧振放大器中，將輸出諧振回路調諧在輸入信號頻率的n

次諧波上，則輸出諧振回路上僅有iC

中的n次諧波分量產生的高頻電壓，而其他分量產生的電壓均可忽略，因而RL

上得到了頻率為輸入信號頻率n

倍的輸出信號功率。

諧振功率放大器的性能特點

2.2.1近似分析方法非諧振功放丙類諧振功放集電極負載純電阻諧振回路，含電抗元件求功率性能圖解法准靜態分析法要點求負載線求動態線1．使用條件——兩假設

①

諧振回路濾波特性理想，即儘管集電極、基極電流為脈衝波，但兩回路只產生基波(余弦)電壓，其他分量的電壓均可忽略。有

②

功率管特性用輸入和輸出靜態特性曲線表示，其參變數採用

vBE(而不是通常的

iB)

。2．分析步驟

圖2–2–1諧振功率放大器的近似分析方法(b)①求動態點，畫波形；②連動態線，畫iC波形；③圖解積分求分量；④計算功率性能。諧振功率放大器的分析

(1)求動態點，畫波形圖2–2–1諧振功率放大器的近似分析方法(a)

設定VBB、Vbm、VCC、Vcm，將

t

按等間隔(

t=

0º，

15º，

30º，

)

給定數值，由便可確定vBE

和vCE

(圖a)。(2)連動態線，畫iC

波形：圖2–2–1諧振功率放大器的近似分析方法(b)

根據vBE

和vCE值，在輸出特性曲線上(以vBE為參變數)找對應的動態點，畫動態線(動態點的連線)，由此可確定

iC的波形。不到VCC，因為導通角小於

(3)

圖解積分求得分量

IC0和Ic1m

諧振電阻(4)

計算功率性能

四變數VBB、Vbm、VCC、Vcm

不同，iC

的波形和數值就不同，由此求得的Re

及相應的功率性能就不同。應瞭解四變數的影響。2.2.2欠壓、臨界和過壓狀態1．當VBB、Vbm、VCC

不變，Vcm

由小變大，動態點左移

①欠壓狀態

Vcm

的取值，使所對應的動態點均處在放大區。

②臨界狀態

Vcm

增大，使

t=

0

所對應的動態點A

處在臨界點，iCmax

略微減小。

③過壓狀態

Vcm繼續增大，使A

(

t=

0)動態點處在飽和區，iC

迅速減小，電流脈衝出現凹陷，Vcm

增大，凹陷加深。諧振功放的工作狀態2．iC的平均分量IC0與基波分量Ic1m

iC

脈衝越寬，高度越高，IC0

和Ic1m就越大。如果出現凹陷，則凹陷越深，IC0

和Ic1m

就越小。由此可求功率性能2.2.3四個電壓量對性能影響的定性討論一、負載特性

1．定義

指VBB、Vbm

和

VCC

一定，放大器性能隨Re

的變化特性。2．特性Re的增加勢必將引起

Vcm

增大(Vcm=ReIcm)

Re

Vcm

vCEmin

功放欠壓

過壓

iC

波形出現凹陷。據此可以畫出

Ic0

和Ic1m

隨Re

變化的特性。

諧振功放的負載特性

3．

Vcm、Po、PD、PC、

C

隨Re

變化的曲線圖2-2-4負載特性

Vcm=ReIc1m

，Po=VcmIc1m/2

PD=VCCIC0，PC=PD－Po

C=Po/PD3．討論

(1)

欠壓區

Re

，iC脈衝高度略有減小，相應的IC0、Ic1m也略有減小，因而Vcm(=ReIc1m)和Po(

)近似線性增大，而PD(=VCCIC0)略有減小，

C增大，PC

減小。

(2)過壓區

Re

，電流脈衝高度減小，凹陷加深，相應的IC0、Ic1m

減小，結果使Vcm

略有增加，Po、PD

減小，且

Po比

PD減小的慢，從而

C

略有增加，PC

略有減小。

(3)匹配負載

Reopt

Re

=

Reopt

時，管子工作在臨界狀態，Po

最大，

C

較大，PC

較小，放大器性能接近最佳。此時的Re

稱為諧振功放的匹配負載。3．討論

(3)匹配負載

Reopt

Re

=

Reopt

時，管子工作在臨界狀態，Po

最大，

C

較大，PC

較小，放大器性能接近最佳。此時的Re

稱為諧振功放的匹配負載。二、調製特性圖2–2–5集電極調製特性兩種調製特性：集電極調製和基極調製特性。

1．集電極調製特性

(1)含義

VBB、Vbm

和Re一定，放大器性能隨VCC

變化的特性。(2)調製特性集電極調製特性與調幅電路

①欠壓狀態：隨VCC減小，集電極電流脈衝高度略有減小，因而IC0和Ic1m

也將略有減小，Vcm(=ReIc1m)也略有減小。

②過壓狀態：隨VCC

減小，集電極電流脈衝的高度降低，凹深加深，因而IC0、Ic1m、Vcm將迅速減小。

(3)

集電極調幅原理電路

圖中：

——

載波——

調製信號為諧振回路上的輸出電壓。

與諧振功放區別：集電極回路接入調製信號電壓。圖2–2–7集電極調幅電路令VCC(t)=VCC0+v

(t)

作為放大器的等效集電極電源電壓。若要求Vcm(t)

按VCC(t)

的規律變換，根據集電極調製特性，放大器必須在VCC(t)

的變化範圍內工作在過壓狀態。

2．基極調製特性

圖2–2–6基極調製特性

(1)含義

Vbm、VCC、Re

一定，放大器性能隨VBB

變化的特性。(2)調製特性基極調製特性與調製電路當

Vbm

一定，VBB

，iC寬度、高度

，IC0

Ic1m

、Vcm

，VCEmin

，放大器欠壓

過壓。過壓後，隨VBB

，iC寬度、高度

，凹陷加深，IC0和Ic1m、Vcm

均增加緩慢，可認為近似不變。(3)基極調幅原理電路

圖2–2–8基極調幅電路——

基極偏置電壓

使

Vcm

按VBB(t)

的規律變化，放大器工作在欠壓狀態。三、放大特性圖2–2–9放大特性

1．含義當VBB、VCC

和Re

一定，放大器性能隨

Vbm

變化的特性。

2．特性

固定VBB，增大Vbm

與上述固定Vbm

增大VBB

的情況類似，它們都使iC

的寬度和高度增大，放大器由欠壓進入過壓，圖2–2–9(a)。諧振功放的放大特性(1)諧振功放作為線性功放圖2–2–10(a)

線性功率放大器的作用

為了使輸出信號振幅Vcm

反映輸入信號Vbm

的變化，放大器必須在Vbm

變化範圍內工作在欠壓狀態。(2)

諧振功放作為振幅限幅器(AmplitudeLimiter)圖2–2–10(b)

振幅限幅器的作用

作用：將Vbm

在較大範圍內的變化轉換為振幅恒定的輸出信號。

特點：根據放大特性，放大器必須在Vbm

的變化範圍內工作在過壓狀態，或Vbm

的最小值應大於臨界狀態對應的Vbm

限幅門限電壓。

若增大Re，Po

減小，放大器實際工作在過壓狀態，可增大VCC(同時，適當增大

Re

或Vbm

或VBB)，需注意管子安全。

實際上放大器的工作狀態除了改變

Re

外還可以根據實際情況通過改變VCC、Vbm、VBB

來判斷，不過改變Re

較普遍，但不論改變哪個量都必須保證回路諧振在工作頻率上。四、四個特性在調試中的應用

在調試諧振功放時，上述四個特性十分有用。

例如，設一個丙類諧振功率放大器，設計在臨界狀態，若製作出後，Po

和

C

均不能達到要求，則應如何進行調整。

Po

達不到要求，表明放大器沒在臨界。若增大Re

能使Po

增大，則根據負載特性，斷定放大器工作在欠壓狀態，此時分別增大Re、Vbm

和VBB

或同時或兩兩增大均可使放大器由欠壓進入臨界。

諧振功率放大器電路諧振功放管外電路：①直流饋電電路②濾波匹配網路2.3.1直流饋電電路

考慮因素：濾波匹配網路安裝方便；饋電電路(PowerSupplyCircuit)對濾波匹配網路的影響。直流饋電電路分為串饋並饋1．串饋與並饋

(1)串饋

三者(直流電源VCC、濾波匹配網路和功率管)在電路形式上為串接的饋電方式。(a)圖2–3–1集電極直流饋電電路

LC——高頻扼流圈，與CC構成電源濾波電路。

在信號頻率上LC

的感抗很大，接近開路；CC

的容抗很小，接近短路，避免信號電流通過直流電源而產生級間回饋，造成工作不穩定。

(2)並饋

三者(直流電源VCC、濾波匹配網路和功率管)在電路形式上為並接的饋電方式。

(b)圖2–3–1集電極直流饋電電路LC

——

高頻扼流圈；CC1

——

隔直電容；CC2

——電源濾波電容。

在信號頻率上，LC

感抗很大，接近開路，CC1、CC2

的容抗很小，接近短路。

雖然電源與濾波匹配網路在形式上是並聯的，但濾波匹配網路兩端電壓vc(t)

直接反映在LC

上，因而vCE=VCC+vc。與串饋電路相同。(3)串饋與並饋的比較相同點：兩種饋電方式，VCC都能全部加到集電極上。不同點：濾波匹配網路的接入方式。(a)(b)圖2–3–1集電極直流饋電電路

①串饋：濾波匹配網路處於直流高電位上，網路元件不能直接接地。

②並饋：

CC1

隔直流，匹配網路處於直流地電位上，網路元件可直接接地，安裝比串饋方便。但LC

和CC1

與匹配網路相並聯，它們的分佈參數影響網路調諧。2．基極偏置電路

(1)作用

為放大電路提供合適的偏置電壓，使功率管工作在丙類。(2)常用類型三種。圖2–3–2基極偏置電路

①圖

2–3–2(a)，基極偏置電壓由

VCC通過RB1和

RB2

分壓提供，為保證丙類工作，其值應小於功率管的導通電壓。②

圖

2–3–2

(b)、(c)，自給偏置電路。

圖

2–3–2

(b)偏置電路：LB、RB、CB1。

RB

：產生壓降，提供自偏電壓；LB：避免RB、CB1

對輸入濾波匹配網路的旁路影響。3．自給偏置電路ibi2i1(1)自給偏壓IB0

的產生

圖

2–3–2

(b)，vb

0

ib

0，為脈衝電流，可分解為IB0、Ib1m、Ib2m

、···由基爾霍夫定律ib=i1+i2

i2

通路有高扼圈

LB，僅直流電流可以通過，ib

中的直流分量為IB0，故i2

為IB0。

(2)自給偏置

Vb(t)=0，VBE=0；Vb(t)由小至大

IB0

隨之增大

VBE=

IB0RB

負向增大。自給偏置效應：這種偏置電壓隨輸入信號電壓振幅而變化的效應。(3)

自給偏置電路的作用

①

用於載波功放，可以在輸入信號振幅變化時起到自動穩定輸出電壓振幅的作用。②

用於正弦波振盪器，可以穩定振盪幅度。

③

若用於線性功率放大器，會使放大器偏離乙類工作，造成輸出信號失真，應當避免。2.3.2濾波匹配網路

1．位置

對交流通路而言，濾波匹配網路(Filter-MatchedNetwork)介於功率管T

和外接負載RL

之間。2．對濾波匹配網路的要求(2+1條)

(1)變換

將外接負載RL

變換為放大管所要求的負載Re，以保證放大器高效率地輸出所需功率。圖2–3–3基極偏置電路

(2)濾波

充分濾除不需要的高次諧波分量，以保證在外接負載上輸出所需基波功率(在倍頻器中為所需的倍頻功率)。諧波抑制度Hn：工程上表示濾波性能好壞的參數。設

IL1m

和ILnm

分別為通過外接負載電流中基波和n

次諧波分量的振幅，相應的基波和n

次諧波功率分別為PL

和PLn，則對n

次諧波的諧波抑制度定義為

Hn

越小，網路對n

次諧波的抑制能力越強。通常n

選2，即對二次諧波的抑制度。

(3)高效

將功率管給出的信號功率Po高效地傳送到外接負載上，即要求網路的傳輸效率

K=PL/Po

接近1。

3．討論

(1)諧波抑制度Hn和

K間的矛盾

在實際濾波匹配網路中，提高Hn，就會犧牲傳輸效率

K，反之亦然。(2)說明圖

2–3–4

LC

諧振回路如圖

2–3–4

所示，L和C

為濾波網路(簡稱L型網路)，rL

為L

中的固有損耗電阻，RL

為外接負載電阻。令為回路固有品質因數，在高Q

條件下，它的有載品質因數

顯然，當Q0

一定時，RL

越大於rL，相應的

K

就越大。但RL

越大，Qe

越小，回路諧振曲線越平坦，對諧波的抑制能力就越差。(3)諧振功放匹配濾波網路的基本形式

LC並聯諧振回路LC串聯諧振回路具體電路形式有多種。作用：阻抗匹配、選頻濾波。不論形式有何不同，均可由串-並聯阻抗變換公式將其等效為上述兩種基本網路的組合。常用濾波匹配網路的結構、組成元件的運算式參閱教材表2-3-1(p101)。4．串、並聯阻抗轉換公式

若將一個由電抗和電阻相串接的電路與相並接的電路等效轉換，根據等效原理，令兩者的端導納相等，即

由此得(1)

串轉並公式(2)並轉串公式

(3)說明

①式中，②

Xp

和Xs

為實數

③電容：XＣ

電感：XL

=

L

上述各式表明，Qe

取定後，Rp

和

Rs，Xp

和Xs

之間可以相互轉換。轉換前後的電抗性質不變(

Xs

和Xp

有相同的正負號)。5．濾波匹配網路的設計

在諧振功率放大器中，為了提高傳輸效率，回路的有載品質因數都較小，一般在10以下。考慮到諧波抑制度，常用的濾波匹配網路除了上述最簡單的L

型外，更多的是由三個電抗元件組成的

、T

型以及由它們組成的多級混合網路。下麵就介紹濾波匹配網路的阻抗變換特性。

假設濾波匹配網路的固有損耗電阻為零，即回路傳輸效率趨近於1，外接負載電阻為RL，要求與Re和C0

的串接或並接阻抗相匹配，C0

為功率管的分佈電容。利用串、並聯阻抗轉換公式，就可以導出各種濾波匹配網路的元件運算式。圖2–3–7基極偏置電路

例

1：圖

2-3-7(a)為T型濾波匹配網路，要求與Re

和

C0

串接阻抗匹配，求各元件運算式。

解：將T型網路分割成兩個串接的L型網路，圖中