电力电子第8章变流电路的组合

第8章变流电路的组合8.1相控整流电路的串并联

8.2多重化逆变电路

8.3级联式变流器

8.4开关电源

小结

电磁感应定律（1）在电磁感应过程中，感生电流所产生的磁通总是阻止磁通的变化。即在磁通增加时，感生电流所产生的磁通与原来磁通方向相反，削弱原磁通的增长；当磁通减小时，感生电流产生的磁通与原来磁通方向相同，阻止原磁通减小。这就是楞次定律。当通过线圈的磁通发生变化时，在线圈两端就要产生感应电动势e。磁通变化越快，感应电动势e就越大。（2）当电压u加在线圈输入端时，在线圈中产生电流，引起磁芯中磁场变化互感

同名端电流从两个线圈的同名端流入，磁通是相互加强的；反之磁通互相抵消。线圈N1中电流i1在N2上产生的互感电势为线圈N2中电流i2在N1上产生的互感电势为互感磁势耦合系数

将互感磁通与总磁通之比称为耦合度

当两个线圈都有电流流通，通过互感互相影响。无漏感时K=1变压器空载（次级不接负载）（1）假设初级与次级线圈全耦合K=1N1的端电压（L1:次级开路时的初级电感。）在时间t时磁芯中磁通和线圈中的电流分别为

变压器空载（次级不接负载）（2）

因为全耦合L2:初级开路时的次级电感。变压器负载状态如果将次级与负载接通，在次级线圈中就产生电流i2=u2/Z流经负载。电流i2在线圈N2中产生磁势i2N2将产生磁通Φ2，与初级i1N1产生的磁通Φ1的方向相反。为了维持与空载一样的感应电势e1所需的磁通变化量Φ1t=Φ1-Φ2。必须加大输入电流i1保持激磁磁势i1tN1基本不变，即i1tN1=i1N1-i2N2得出i1=i1t+i2*N2/N1当激磁电感很大时，理想为无穷大，则激磁电流为0。则i1=i2*N2/N1负载电流越大，反射到初级电流就越大理想变压器等效电路理想变压器：如果磁芯磁导率u=∞，激磁电流为零，同时初级与次级线圈全耦合，且线圈电阻为零，也不考虑磁芯损耗和饱和。当输出端有负载时，输入电流增加。因此变压器的等效输入阻抗i1=i2*N2/N1磁芯的磁滞回线Bs:饱和磁感应强度Br:剩余磁感应强度Hc:矫顽磁力8.4开关电源

8.4.1带隔离变压器的单端变换电路

由Buck、Boost、Boost-Buck和Cuk四种DC-DC变换衍生

在基本DC-DC变换电路中插入了隔离变压器，使电源和负载之间有电气隔离，提高变换器运行的安全可靠性和电磁兼容性，适当的变压比还可以使电源电压与负载电压匹配。

带隔离变压器的DC-DC变换电路可分为单端电路（SingleEnd）和双端电路（DoubleEnd）两大类，

单端变换器变压器磁通只在一个方向上变化，正激和反激电路属于单端电路，

双端变换器变压器磁通作正反方向变化，半桥和全桥电路属于双端电路。

一单端正激变换器（ForwardConverter）

，

N1原边绕组、N2副边绕组N3磁通复位绕组T开关管作斩波控制

T导通时，N1电流i1上升,变压器铁心磁通增加，在副边绕组N2中感生电势，使二极管D2导通，D3截止，电感电流iL=

i2向负载供电。

T导通时，因为磁通复位绕组N3中感生负电压，D1截止，N3中没有电流。

T关断时，电感L经负载和D3续流。电容C用于使输出电压U0稳定。磁通复位绕组N3的作用是，因为变压器原边只在T导通时有单方向电流，铁心的磁化也是单向的，在电流为零时，铁心仍有剩磁，当下次T导通时，变压器磁通从剩磁开始上升，在T重复通断中，剩磁越积越多，最后导致铁心饱和，使变压器励磁电流迅速增加可以损坏开关管T。为了避免铁心的饱和现象，增加了磁通复位绕组。在T关断时，变压器电流下降，磁通下降，在N3中感应电动势为上“＋”，下“－”，D1导通，产生电流i3，i3与i1反方向使铁心消除剩磁，这过程称为磁通的复位，这对单激式变换器是很重要的。

在T导通时（0～ton）变压器副边电压

T关断时（ton～T）,

副边电压消磁过程（ton～tk

）开关管T承受的峰值电压为：

N3在N1中感生的电压为单端正激变换器的工作过程如下：T消磁结束（tk～T

）变换器输出电压若取变压器N3=N1,则正激变换器的最大占空比αmax＝0.5,开关管T的最大反向电压为2Ud。式中：调整匝比输出电压UO可以高于Ud,也可以低于

Ud双开关正激变换电路

T1、T2导通时：电源经变压器向负载端输出电流

T1和T2关断时，电感L经二极管D3续流，同时变压器励磁电流经D1、D2向电源Ud返回磁能。双管正激变换器比单管电路多用一个开关管，但开关管承受电源电压Ud，单管电路低一倍。同时变压器少了一个磁通复位绕组。双开关正激电路常用在功率较大，电源与负载之间需要隔离的DC/DC变换。

二单端反激变换器（FlybackConverter）

电流i2有两种情况开关T导通时，电流i1上升，铁心磁通增大，原边绕组电感L1储能。

T关断时，原边电流i1转移到副边，即铁心磁场储能经N2绕组输出，在转换瞬间电感L2储能。在不考虑绕组电阻和漏感情况下所以i2的初始电流为：电流i2有两种情况（1）

电流连续时T1导通前，i2下降为I10,T1导通时i1从I10开始增加。T1关断时，i2从I20下降。（2）电流断续时T1导通前，i2已经下降为0,T1导通时i1从0开始增加。电流连续时（0~ton和ton~T），变压器磁场储能变化量应该相等，即u2正负半周面积应相等，因此

单端反激电路是DC/DC升压－降压型变换器，电路不能空载运行。

开关管T1关断时，承受的最高正向电压VTmax为式中：占空比？伏秒平衡三变压器隔离型Cuk变换器

电容应除以在Cuk电路（图4.7a）基础上,将电容C1拆分为C11、C12两个电容，并在两电容间插入了隔离变压器。与原Cuk电路比电感值应乘以副边电流应除以变比k。变压器副边电压应乘以变压器变比8.4.2双端DC/AC/DC变换电路

一半桥式DC/AC/DC变换电路

T1、T2和C1、C2组成半桥式电路，取直流侧串联电容C1＝C2

副边带中心抽头的变压器和D3、D4组成单相双半波整流变换器输出电压两个开关管以相同占空比交替通断，变压器原边电压uAB波形如图8.21b。，在开关管导通时，整流输出电压与变压器变比有关在电流iL连续时，变换器输出电压α为占空比，0<α<0.5副边绕组N21和N22在uAB的正负半周里，分别通过大小相等方向相反的电流，变压器磁通是交变的，没有直流磁化问题，提高了铁心利用率。二推挽式DC/AC/DC变换电路

T1导通时，原边绕组N11有正向电流T2导通时，原边绕组N12有反向电流通过改变T1、T2的占空比可以调节电压，占空比α应小于0.5变流器输出电压为：推挽式电路与半桥式电路比较

推挽式电路没有半桥式电路的电流自平衡作用，在两个开关管占空比有误差时，变压器将出现直流偏磁现象。

推挽式电路输出电压较半桥式电路提高一倍。

推挽式电路开关器件阻断时承受电压是二倍Ud，较半桥式高一倍。三全桥式DC/AC/DC变换电路

变换器前级是电压型全桥式逆变电路

后级是单相桥式不控整流电路

二级之间由高频变压器连接，变流器输出过LC滤波输出电压

变压器原边串入隔直电容CA，避免直流偏磁引起变压器饱和

四全桥移相式软开关DC/AC/DC变换电路

C1、C2、C3和C4的作用是使开关管关断时，开关两端电压从零缓慢上升，实现软关断。

前级四个开关管上并联电容,变压器原边串联谐振电感LrT1、T4的驱动分别超前T3、T2，称T1、T4为超前桥臂，

T3、T2为滞后桥臂。

后级变压器副边是中点抽头的双半波整流,并经LC滤波软开关过程分析换流阶段1（t0～t1

）：

t0

时T1关断，iT1开始下降，电容C1从0开始充电，uc1逐步上升，使T1软关断。该阶段Lr和变压器原边等效电感经T3、D4释放储能，因为原边等效电感k2L较大，使原边电流ip下降很慢,基本不变为图8.25b的i1段。变压器原边电压uAB随C1充电和C4的放电，逐步下降，到t1时为uAB＝0，输出uo也同时变化到0。

换流阶段2（t1～

t2）：

在t1时因为C4放电结束，ip>0，故D4导通，ip经Lr→T3→D4续流，ip下降为图中的i2段。在t1～

t2中因为D4导通，uC4＝0，所以T4能在零电压状态导通。换流阶段3（t2～t3）：

t2时T3关断,并联的C3充电需要一定时间，因此T3能在零电压状态下关断。随C3充电，uC3升高，B点电位上升，uAB逐步从0反向增加（图8.24c和图8.25b），uAB进入负半周。换流阶段4（t3～t4～t5）：

C3充电电流是等效电感和Lr的续流电流，该电流一方面经C3→D4→Lr给C3充电，同时还经C2→Cd→D4将储能回馈电源，因此ip继续下降为图8.25b的i3段。

t3时随C2放电结束，D2导通，因此ip经D2和D4续流，电流迅速下降（ip＝i4）。在t4时ip到0，T2、T4开始导通，ip负向增加（反向建流），Lr反向储能。在t4～t5间uAB＝－Ud,但D5和D6尚在换流中（图8.25d），D5和D6都导通，因此uo=0。在t5后，D5和D6换流完毕，（图8.25c）。

8.4.3开关电源芯片和应用举例

带光电隔离的电压反馈开关电源电路

模块3842控制的反激型开关电源

8.4.4直流开关电源与AC/DC整流的比较

AC-DC整流电路与交流电网间采用整流变压器隔离，整流变压器工作在工频50HZ，变压器体积重量都很大，消耗铜铁材料多。整流器输出电压波动较大，输出直流电压纹波大，含低次谐波，后级滤波器的体积也较大，不利于整机设计的小型轻型化，主要用于中、大容量设备的整流

AC-DC-AC-DC结构变换级数多，但其中间DC-AC变换采用了高频PWM技术，并插入高频变压器作隔离和电压调整。变压器的铁心截面与频率成反比，高频变压器的体积重量较工频变压器大大缩小。在高频下，后级滤波器的电感和电容都可以设计得较小，便于装置的小型化轻型化设计。

AC-DC-AC-DC变换采取