扩频通信技术 第5章

扩频信号

的解扩和解调第5章2

扩频通信系统接收信号一般很微弱

设计良好的相关器（例如乘积检波器），可以允许在输入信噪比低达-50~-20dB的条件下，从强干扰噪声中检测出微弱信号。因此大多数扩频信号的解扩都使用相关检测器，也有一些简单的扩频通信系统使用非相关检测器。

接收信号功率通常约为10-12~10-15W（-90dBm~-120dBm）左右，而信道中的大气噪声在扩频通带内的功率约为10-13W（-100dBm）左右，其它干扰信号的功率更要大得多，有用信号被干扰和噪声所淹没。所以扩频接收机一般要在输入端信噪比为-30~0dB条件下进行信号处理。

相关器具有很强的微弱信号检测能力引言3（1）对扩频信号进行解扩/跳；（2）对解扩/跳后的载有信息的信号进行解调。引言

扩频信号解调需要两步来完成对DS或FH系统，解扩/跳是通过与本地参考信号相乘来完成。

结构上：本地参考信号在结构上与发端信号相同；相位上：在时间或相位上与由发端信号同步。基带信号恢复是传统的解调问题。45.1扩频信号的相关解扩5.1.1相干通信的基本概念

信号的相干性

在物理学里，相干性(拉丁文cohaerere)描述波在传播时，其物理量在不同地点或不同时间的相关特性。相干特性是由于波相位的变化而产生。因为相位的差别，两个波的叠加会造成建设性干涉或摧毁性干涉。假设，两个波的相位差别为常数，则它们的频率必定相同，称这两个波为相干的。在实际振荡器中，无论相位如何稳定，都会有随机成分。只要随机成分占的比例很小，可以忽略，或不影响可分析和控制，那么工程上仍可认为是相干信号或部分相干信号。5设波形为相关运算就是用一个与s(t)有密切相干关系的本地参考信号sr(t)与r(t)相乘后积分，即

相关运算（Correlation）图5-1相干检测原理图本地参考信号sr(t)与信号s(t)的频率相同，且相位是相干的。相乘器可用鉴相器（或环形平衡混频器）来实现，低通滤波器起到积分的作用。6

相干检测的低通滤波器（积分器）可以消除一部分噪声分量影响，从而改善接收系统输出信号质量。

本地相干参考信号的产生本地参考信号是由锁相环路产生的。

锁相环路是信号相位检测的最佳估计设备。锁相环路可等效为信号相位的线性系统。可设计成对信号相位进行最优跟踪（指动态跟踪误差与噪声随机误差的均方值最小）。因此可以实现相干通信。7

对于扩频信号，接收端要复制一个与发射端扩频码结构相同、码元同步的本地参考扩频码信号。收、发两端扩频码同步信号相乘并积分的过程为相关解扩。

相关解扩完成解扩功能的载波同步及码元同步的是一些特殊的锁相环，如利用平方环、Costas环等进行载波同步；利用包络检波法、延迟相干法等完成码元同步；利用延迟锁定环、τ-抖动环以及匹配滤波器等完成扩频码同步。8DS和FH系统相关处理（解扩）的过程是一样的。区别：本地参考信号是DS信号还是FH信号。共同点：接收机的Gp都是在相关处理中把有用的宽带信号变换成窄带信号，把无用的窄带信号或宽带信号（干扰）变换成宽带信号，从而降低了干扰信号的功率谱密度，提高了窄带滤波器输出端的信噪比，而获得系统处理增益。扩频信号的相关解扩器一般有两种形式：“直接式”和“外差式”。9（1）优点：结构简单；（2）缺点：对于干扰信号有直通现象；特点

在载波附近的窄带干扰信号（比有用信号强）可能绕过相关解扩器，如通过空间波耦合形式直接泄漏出去。此时，干扰信号没有参与相关运算就直接到达解扩器输出端，失去了在相关处理过程中所能获得的处理增益。因此，直接式相关解扩的抗干扰能力较低，仅用在一些对抗干扰能力要求不高的扩频系统中。图5-3直接式相关解扩器105.1.2外差式相关解扩器（1）输出信号与输入信号的载波频率不同。在相关的同时，完成信号混频，变换到一个中频上，避免了载波附近干扰信号直接泄漏到输出端的可能性，简化接收机设计。（2）相关解扩器后的电路工作在较低频率，故性能较为稳定，可进行标准化设计和制作。被DS和FH系统广泛使用。特点图5-4直接序列和跳频系统中外差式相关解扩器

频率跳变外差式相关器

直接序列外差式相关器11

频谱特性图5-5

直接序列系统外差式相关器中信号的频谱

125.2各类噪声对相关器输出的影响相关器输出中，不仅包含有用信号，接收系统的内部噪声和外部干扰同样在输出中表现。另外，接收系统的不理想不仅使有用信号的输出幅度降低，而且还以某种噪声的形式出现在相关器输出中。DS或FH系统中，相关器主要作用：使本地参考信号与输入的有用信号进行匹配，使有用信号达到最大输出，将隐藏在噪声中的载有信息的信号恢复出来。1、相关器主要作用2、相关器输出特点

码元同步偏移的影响；载波抑制度不足和码不平衡的影响；干扰的影响；

3、噪声对相关器输出的影响因素135.2.1码元同步偏移对相关器输出的影响

实际系统，由于收发两端振荡器频率和初始相位的微小差别，或由于收发信机间电波传播中受到干扰和传输延迟而产生差别，使接收扩频码与发射扩频码间码元同步发生偏移。1、码元同步发生偏移的产生传输系统中出现的任何不理想情况，都将使输出信号的质量下降。码元同步偏移在相关处理过程中必然导致相关损失——部分有用信号功率转换为噪声功率，其大小取决于码元同步偏移的大小。2、码元同步偏移的后果3、目标有必要研究码元同步状态发生偏移对相关器输出的影响。14m序列的自相关器最大输出发生在两个码的相对位移为0时刻，此时输出信噪比最大。当不完全同步时（码元同步偏移），有用信号的一部分与本地参考码的功率谱进行卷积而被展宽为噪声，因此输出噪声总量取决于同步程度。当完全不同步时，相关器输出几乎全部为噪声。1）

码元同步偏移的产生扩频码没有完全同步时，混频过程将产生许多新的频率分量。同步时，输入信号被变换为中频窄带信号；不同步时，它们形成的信号协方差功率不为零，变为噪声。其一部分将落在中频带宽内，降低系统输出信噪比。2）、码元同步偏移的影响

码元同步偏移可造成有用信号输出功率下降及输出噪声功率增加。图5-6二进制码序列的自相关波形15理想同步3）、

码元同步偏移的影响分析非理想同步中不仅包含有直流分量，还包含一些干扰或噪声分量（不期望）。直流分量；假设为两码的相对时延（同步偏移）研究功率谱密度。方法通过求解自相关函数来获得信号的功率谱密度。

16

可分解为

式中， 是二进制周期函数；是三电平伪随机函数。图5-7扩频码乘积Pc(t,)的分解例周期N=15的m序列17的自相关函数为

18

由于

≠0，乘积中形成一个新的m码分量，该m码结构为原m码经过反相后的位移码。

19

整理得

20

将各相关函数合并得功率谱密度函数为

(5-2)21

整理后，可得到与情况1（式(5-2)）相同的结果。上述结果对都能成立。注意到伪随机码的自相关特性，在时，合成信号的功率谱密度函数退化为伪随机码的功率谱密度函数，在

=0时，合成信号的功率谱全部都成为直流分量。22

码元同步偏移的影响分析

令

则(5-4)(5-3)23(5-4)（1）码元同步偏移

增大，Pc(t,

)中的直流分量(第一项)减小，相关函数的最大值(t=0时的相关值)将减小，并产生一个比原始扩频码频谱更宽的扩频信号。（2）N

(f)的单边带宽(功率谱第一个零点)为(而扩频码的单边带宽为1/Tc)。随着码元同步偏移的增大N

(f)的功率谱逐渐趋于伪随机码功率谱；当时，其功率谱成为纯粹的伪随机码功率谱。（3）N

(f)是由码元同步偏移产生的一种噪声，对有用信号将造成干扰，故有文献称作码自噪声。只有第二项中k=1分量

能通过中频滤波器，因而码自噪声在相关器的输出功率为(5-6)24

对于外差式相关解扩器，码元理想同步时(ε=0)，相关器输出（不考虑噪声）为当码元同步发生偏移时，相关器输出为最大值为，等号在ε=0(理想同步)时成立。有用信号功率受到损失。

由于码元同步偏移的存在，相关解扩器输出有用信号的功率(幅度)下降，造成相关损失(5-5)25图5-10

同步偏移引起的相关损失265.2.2载波抑制不足和码不平衡对相关器输出的影响1、

载波抑制不足和码时钟泄露的影响（2）主瓣零点主瓣宽度2Rc

。中心频率点f0处谱密度不为0，是由于抑制不足而产生的残留载波；生的寄生调制信号。频谱第二个零点f0+2Rc及f0-2Rc处的寄生调制信号是位同步时钟的二次谐波分量。图5-11载波抑制不足和码时钟泄露时DS信号的频谱（1）中心频点频谱主瓣零点f0+Rc与f0-Rc处，信号的谱密度不为0是由于调制码中，包含的位同步时钟分量进入调制器而产27

频谱对比图28（1）载波抑制不足的影响残留载波相当于单频正弦波干扰信号。通过相关解扩器后，增加了相关器的输出噪声，降低了接收机输出信号的信噪比。（2）码时钟泄露的影响主瓣零点处寄生调制信号（调制码位同步时钟进入调制器造成），使得已调波产生寄生调幅，同样也相当于单频正弦波干扰信号。通过相关器后，使接收机输出噪声增加，输出信噪比降低。由于扩频接收机的射频带宽通常为2Rc，故f0+2Rc及f0-2Rc处的寄生调制信号不影响。（3）本地参考信号的影响在外差式相关处理过程中，要求本地参考信号的平衡调制器也必须对载波和位同步时钟所产生的寄生调制信号有良好的抑制度。否则，也会增加接收机输出噪声，降低输出信噪比。291、提高载波抑制度要求DS系统平衡调制器的载波抑制度至少等于系统处理增益。例如，系统扩频带宽为20MHz，检测带宽为10kHz，则Gp=33dB，于是平衡调制器载波抑制度至少要有33dB。若系统处理增益很高时，如60dB，则需要精心设计平衡调制器来达到所要求的载波抑制度（因为常用的平衡调制器载波抑制度一般为20~40dB）。2、设计码接口电路尽量加大调制码接口电路带宽，使码元失真和畸变尽量减小。已调信号中位同步时钟分量是由于输入调制码不理想造成的。理想的NRZ码中不包含位同步时钟分量，由于接口电路不理想，如带宽不够宽，将造成调制码失真或畸变，如“0”和“1”码元宽度不相等，使得部分NRZ码产生非线性失真，变成RZ码，从而使频谱变宽，在位同步时钟分量处产生线谱（离散谱）。解决办法305.2.3有干扰时相关器的输出扩频系统的主要特征之一是具有较强的抑制干扰能力。干扰增加，DS接收机相关器输出信噪比下降。当干扰功率超过系统干扰容限，则需要特殊的抗干扰算法首先消除大部分干扰功率，然后在进行相关的处理。当干扰功率在系统干扰容限之内，该系统能有效工作，解调器仍能产生可用的输出信号。此时，相关器输出受干扰影响很小，相关器输出质量（信噪比）完全满足系统要求。

干扰的影响31(1)干扰信号对直接序列系统的影响图5-14直接序列相关器中各点的信号频谱输入到相关器的信号为

32

无干扰情况，相关器输出的信噪比

当系统噪声仅为热噪声情况时

其中，相关器输出的系统噪声

存在干扰情况，DS系统对不同类型的干扰反应不同。干扰信号为33①窄带干扰信号

窄带干扰信号j1(t)输入到相关器与本地参考扩频信号相乘，根据频域内卷积的原理，干扰信号的功率谱被本地参考信号展宽，带宽与本地参考信号的带宽相等经中频滤波器后，只有少量干扰功率能通过中频带通滤波器输出。②宽带干扰信号

宽带干扰信号j2(t)功率为J2

，带宽2Rc。根据频域卷积定理，得干扰信号的带宽被扩展为本地参考信号带宽的两倍中频滤波器输出的噪声功率为。在同样强度干扰下，与窄带干扰相比，宽带干扰信号的输出功率降低了3dB。34相关器输出的干扰信号功率

对DS-SS接收机，输入干扰信号功率一定时，其带宽越宽，对系统的影响就越小。所以直接序列扩频系统对宽带干扰的反应不敏感，它的抗宽带干扰的能力为Gp。如果把连续波单频干扰认为是最窄的窄带干扰，而把宽带干扰的带宽上限定为参考信号带宽，则相关器输出干扰信号的功率在3dB的范围内变化。

小结35如果干扰功率仍为J，带宽为20MHz的邻台干扰信号输入到同一系统时，则相关器输出的干扰信号功率为考虑到系统噪声时，相关器输出的信噪比为即为接收机信息解调器或同步检测器的输入信噪比。例：一个功率为J，带宽为2MHz的干扰信号，输入到Gp=33dB，本地参考信号带宽为20MHz的直接序列扩频接收机时，通过相关器后输出干扰信号的带宽被展宽为22MHz，相关器输出的干扰信号功率为

36(2)干扰信号对频率跳变系统的影响FH-SS系统以“躲避”方式抑制干扰。接收端本地参考信号是一个与发射端同步的并以同样速率跳变的一些频率信号。在外差式相关解扩器中，其频率与发射信号的频率相差一个中频。针对宽带干扰，带宽覆盖了跳频带宽的大部或全部，每个频点的信号都受到干扰污染。因而频率跳变系统对宽带干扰信号的反应是敏感，任何跳变频率都无法“躲避”这种宽带干扰，故宽带大功率干扰信号对于频率跳变系统的危害较大。37（a）假定频道内当干扰信号功率J≥e

时，认为输出信噪比不能满足要求。则（1）对于窄带干扰信号，只要功率不小于e，就将对频率跳变接收机的一个频道造成干扰。（2）对同样功率e的宽带干扰信号，由于每个频道受到的干扰功率值降低为e/N，就有可能不会对接收机产生任何影响（输出信噪比满足要求）。（b）若干扰信号功率足够大，J≥Ne。（1）干扰为宽带干扰，每个频道受到的干扰功率都不小于e

，因而接收机的N个频道输出的信噪比都不满足要求。（2）当干扰是窄带干扰时，除受到干扰的那个频道输出的信噪比严重下降外，其他频道由于没有受到干扰，能够正常工作。38例假设频率数为N=1000的FH-SS系统，有用信号平均功率为P，若要求接收机输出的信噪比不小于10dB。在干扰信号不存在的情况下，由于噪声影响，接收机输出信噪比为20dB。当干扰信号功率比有用信号大13dB时，。对于窄带干扰，干扰信号的功率完全落入接收机的一个频道内，在受干扰Tc时间内，该频道输出干扰功率输出信噪比为由于其他N－1个频道未受到干扰，因而其输出信噪比保持不变(20dB)。39当干扰是宽带干扰时，干扰功率均匀分布于1000个频道内，任一频道在其驻留时间Tc内输出的干扰功率为

，输出信噪比为接收机每个频道输出的信噪比都能满足要求。

405.3基带解调与载波同步

在噪声干扰条件下，从均方误差最小的角度来看，锁相环路是信号相位的最佳估计器。理论分析表明：对相位估计的统计分析，最佳估计设备必然导致为一个锁相环路。

5.3.1锁相环解调器原理

理论依据图5-15锁相环解调器解调已被解扩后的中频PSK信号的原理图及各点波形图41

DS系统中，扩频调制方式常采用抑制载波的双平衡调制器。信号载波分量被抑制了几十dB，功率谱密度通常很低，与大气噪声或接收机内部噪声相比相差无几甚至更低，有用信号淹没在噪声中，而信号中的载波又被进行抑制，用一般锁相环难于提取载波。

DS系统信号特点要获得相干参考信号，可将输入信号进行非线性变换，产生离散载波频率分量，然后用窄带滤波器将载波分量提取出来。

平方环常用的非线性变换方法是将输入信号进行平方运算或全波整流，产生二倍频分量，然后输入到鉴相器，利用锁相环路跟踪二倍频载波。被跟踪的二倍频载波经二分频并相移90o，与输入信号相乘就可解调出信息。

42图5-16平方环原理框图5.3.2平方环解调器43相位模糊问题

二分频后的信号可能出现两个相位，即载波相位模糊。这对差分PSK没有影响，差分码与初相无关，只与相邻码的相位变化有关。

若要产生绝对相移的参考信号，则应将分频后的两个状态加以分辨。例如：规定一组编码信号，根据解调出的编码信号极性，判断参考信号的相位是否正确，若极性与规定相反，应将分频后信号相位移相180o。平方环特点优点：使双边带抑制载波信号经平方后产生二倍频载波，便于载波提取，实现载波跟踪与同步。性能与科思塔斯环等效。缺点：环路工作在二倍频后的频率上，工作频率较高，环路的稳定性能较差。445.3.3Costas环解调器Costas环（“I-Q”环）是用来解调抑制载波双边带调幅信号的，也是二相或四相相移键控信号解调的专用环路，工作在载波频率。图5-17科思塔斯环解调器45

工作原理不考虑噪声，假设环路处于锁定状态输入信号I路鉴相器输出Q路鉴相器输出

低通滤波器输出

I路

Q路

3rd乘法器输出

仅包含相位差信息的信号经过环路滤波器滤波，来校正VCO的频率和相位，使其输出跟踪输入的载波。46

信息解调Costas环噪声性能与平方环等效。但需要注意：I和Q两路不对称会引起第三个相乘器输出发生偏移，进而可对载波跟踪产生不良影响。因此，要求两路的对称性能要好。优点：能够解调相移键控信号和抑制了载波的双边带调幅信号，且环路工作频率与载波频率相同。调制信息d(t)由环路低通滤波器输出端得到。I路滤波器输出为，当很小时，输出约等于。Costas环也存在相位模糊问题。与平方环不同，它存在0、/2、和3/2的模糊。同相支路低通滤波器输出可能是同相分量信号I(t)或其反相信号-I(t)，也可能是正交分量信号Q(t)或-Q(t)。同样，正交支路输出也存在同样的问题，只是两支路输出不会是同一分量的信号。

相位模糊问题

性能分析475.3.4四相松尾环

QPSK信号的载波恢复环路有多种构成方法。但无论从性能好坏还是从实现方便来看，四相基带数字处理载波恢复环都是一种最佳选择。这种基带数字处理方式是由日本人松尾提出。

图5-18四相松尾环原理方框图48基带处理部分输出一个和调制码元无关的控制信号，通过环路滤波器进一步滤除干扰后，去控制VCO输出信号的相位，达到对QPSK信号载波跟踪目的。1、基带处理部分49基带处理输入2、鉴相特性加法器输出

减法器输出

判决器表示为符号函数(5-7)

50规定模2加运算规则为环路滤波器控制电压

(5-11)

四相松尾环的基带处理后，控制电压e(t)中不包含数字调制信息I(t)和Q(t)，只包含参考载波与输入载波相位之差。因此，四相松尾环对QPSK信号的跟踪可等效成一个具有鉴相特性的普通锁相环对抑制载波调制信号的跟踪。51具有矩形鉴相特性。在0~2区间内，有0，/2，

和3

/2四个稳定锁定点。图5-19四相松尾环的鉴相特性3、松尾环特点(1)电路简单、易于集成实现。

虚线框部分很适合于数字逻辑电路的实现，甚至整个载波恢复环路可全部采用数字电路实现，电路构成显得十分简单。52(2)具有矩形形状的鉴相特性。

锁相环的同步带宽及静态相位误差与环路增益有关。若使恢复载波相位误差小，跟踪带宽大，就应该提高环路增益。理想情况下（无噪声和干扰），具有矩形鉴相特性的环路，其增益（对应于鉴相特性稳定相位锁定点处曲线斜率）为无穷大。故这种环路就能以极小的相位误差和很宽的同步带宽对输入信号进行跟踪。4、信息解调四相松尾环在完成载波恢复同时，也完成了两路基带信号恢复。在环路锁定时，(5-7)

53则有利用四相松尾环基带处理方式，也可构成8PSK解调环。对于多相相移键控信号来说，松尾环无疑是一种最佳的解调环路，由于它的基带处理方式能够完全消除已调信号中的调制信息，因此，由它构成的解调环，在相位锁定点处将不引入调制噪声和码型噪声。说明5、四相松尾环另一形式注意：由于平方电路不易采用数字集成器件且性能难保证。因此在电路实现上，图5-20所示的松尾环要复杂。具有相同的鉴相特性，即性能相同。54

四相松尾环另一形式图5-20另一种形式的四相松尾环

555.3.5载波抑制度不足对载波同步的影响载波抑制度不足将使输出信号中存在载波分量。浪费输出功率，隐蔽性降低；

未被抑制的载波分量作为干扰信号进入接收机，降低抗干扰能力（增加相关器输出噪声），造成载波提取困难。1、对于DS-SS发射机2、对于DS-SS接收机3、载波抑制不足对平方环的影响BPSK输入信号

残留载波信号

平方环路输入56图5-16平方环原理框图平方运算后，P点信号为

57第1项：直流分量；第2项：调制信号（缓变量）；前两项被带通滤波器滤除，第3项：载波2倍频分量（期望值）；第4项：对提取载波影响最大(干扰项－抑制载波的BPSK信号)。说明：BPSK信号平方后，不仅包括一单频正弦波（期望值），还有一带有残留载波的BPSK信号。该信号能通过中心频率为２f0

的窄带带通滤波器，其载波频率附近的边频（调制信号）分量落在了滤波器的通带之内，可使得VCO频率错锁在这些边频上。58只有当即成立时，第四项才可忽略。也就是说，只有当残留载波的功率远远小于有用信号的功率时，VCO才不会错锁在边频上。此时由残留载波产生的第四项同样要进入环路，其影响是使环路内噪声增加，引起VCO输出信号的相位噪声加大。4、载波抑制不足对Costas环的影响VCO误差控制信号不仅与有关，而且与d(t)也有关。由于调制信号d(t)的存在，使得环路输出载波的相位噪声增大，严重时造成环路失锁。595.4

频率跳变信号的解跳和解调FH-SS系统较难保证相干性，跳频器跳到一个新频率上时，进入解调器信号的相位就要改变。FH-SS系统对信息调制方式要求灵活，对信息类型的要求也很灵活，既可以是模拟信号，也可是数字信号。对应不同类型信号，调制方式也不相同，模拟信号常采用FM调制，数字信号常采用FSK调制。不论何种类型的信息信号，FH-SS接收机通常是采用先解扩（解跳）后解调的方式，因为扩频系统强抗干扰性能是通过在对扩频信号进行相关解扩的过程中得到的。锁相环路不适用于对FH信号的解调。取而代之的是包络检测器，它不考虑输入信号相移，且能对脉冲信号很快地响应，故是频率跳变系统中常用的解调器。60FH-SS接收机对发射信号作反变换。首先将每个接收到的频率跳变信号变换到窄带滤波器通带内，完成解跳；再将已解跳信号送到基带解调器，恢复出发射端原始信息。FH-SS接收机性能取决于解跳器（相关解扩器）及其后面带通滤波器的性能，即在有用信号无失真地通过带通滤波器的情况下，能有效地抑制干扰信号。图5-21FM调制频率跳变信号的接收机方框图5.4.1

模拟调制频率跳变信号的解跳和解调611、FH-SS接收机解跳

频率合成器输出频率与接收信号载波频率差一个中频fIF

。乘法器和中频滤波器组成了频率跳变扩频接收机的相关解扩器，在完成接收信号相关解扩同时，又实现信号的下变频。中频滤波器的中心频率为fIF

，带宽为已调信号带宽。图5-21FM调制频率跳变信号的接收机方框图622、FM信号解调部件是频率检波器（也称鉴频器）。按工作原理，鉴频器分为将调频波变换为幅度与调频波频率成正比的调频调幅波，再进行幅度检波恢复出调制信号；（实际电路中应用较多）(2)将调频波变换为重复频率等于调频波频率的等幅等宽的脉冲序列，再经过低通滤波器取出低频缓变分量，恢复出调制信号；(3)将调频波变换成宽度与调频波频率成比例的等幅调宽脉冲序列，再经滤波恢复出调制信号；63FH-SS接收机原理方框图（假设扩频码同步）图5-22双通道数据“1/0”频率跳变扩频接收机方框图

二进制FH-SS发射机中，采用FSK时，用发射某个频率表示数据1，而发射另一个频率表示0。接收机判断两个频率中哪一个载有信号。因此，频率跳变扩频接收机必须能够同时观测两个信道。5.4.2

数字调制频率跳变信号的解跳64注意：“数据1”和“数据0”的射频脉冲包络是互补的。可以不使用双通道接收机，而用一个单通道接收机即能完成同一功能。图5-23没有冗余度的频率跳变扩频接收机65

如果接收频率合成器比发射机频率合成器快一倍，则它可先跳到“数据1”频率，然后再跳到“数据0”频率，接收机的取样电路就能对两者取样。66频率合成器输出频率分为相干和非相干，对接收机性能影响较大。相干性：从一频率跳变到另一频率时，频率合成器输出信号的相位是否是确定的，或者说是否是连续的。在跳频系统中相干性就意味着发射机和接收机的频率合成器之间保持着固定的相位关系。假若整个发射和接收系统是相干的，则相关解扩器中带通滤波器的输出是相位连续的中频信号，是一种脉冲振幅调制信号。非相干：如果发射机和接收机的频率合成器之间没有固定相位关系，则输出信号就是一中频脉冲群(burst)，每一个中频脉冲的相位都不同，信号就像进行了振幅和相位两种调制。相干信号的带宽比随机相位非相干信号的带宽要窄得多，这样相关解扩器中滤波器的带宽就可以减小，就可以得到阈值的净收益并提高处理增益。67跳频系统常常使用M进制（如MFSK）频率跳变信号来发射。

系统发射机在每一个切普时间内从对应于数据输入的一组频率信号M个中选择一个作为发射信号。例如：对于3比特信息，发射机在某瞬时从8个候选的频率中选择一个来发射，这时每个能传输3比特信息。8个候选频率分别对应8种可能数据组：000、001、010、011、100、101、110、111中的一个。其频率围绕某个中心频率分布，它们有确定关系。1、“M进制”跳频系统频率跳变是从一个中心频率跳变到另一个的中心频率。由于有数据调制，中心频率要发生偏移，根据传送数据，偏移到8个频率中的某一个频率。因此，除非为了实现同步，中心频率fi,0

是从不发射的。5.4.3

M进制频率跳变信号的解跳68在

时刻M进制跳频信号频率关系为

为跳频发射机在时输出信号的中心频率（没有数据调制时），为有数据调制时时输出信号的频率。图5-25m进制频率跳变发射信号的频率关系(a)调制数据为101；(b)调制数据为111；(c)调制数据为00069

M进制信号被接收机解跳后，要对M个信道同时进行比较，根据最大值原理进行抉择。理论上，可以采用M部接收机同时工作，然后把解跳后信号送入M个带通滤波器和M个包络检波器并联组成的检测器，并将其输出送入最大值检测器作出判决。当接收信号被解跳后，中频信号就是普通的多电平(多进制)调制信号，采用多电平调制信号的解调方法即可完成信号的解调。图5-26M进制频率跳变信号解调器原理框图70优点：每个切普可以传输更多比特信息。缺点：存在系统干扰容限降低的问题。因为只要M-1个非传输信息通道中有一个信道中存在超过有用信号幅度的干扰，检测器就会作出错误判决，而且这一误差将代表多个比特信息。

鉴频器将调制信号中代表信息的频率信号转换为电平信号，译码器将代表信息的电平信号还原为原信息。2、另外一种M进制跳频系统接收机图5-27采用鉴频方案的m进制频率跳变接收机方框图715.5采用声表面波器件解跳器

声表面波（SurfaceAcosticWave，SWA）器件结构示意图如图5-28所示。

图5-28SAW器件的基本结构1、工作原理

基片的一端为输入叉指换能器，当交变电信号加到叉指换能器的两电极上时，通过逆压电效应，基片材料就会产生弹性形变。这个随电信号变化的弹性波（即“声波”），将沿基片表面垂直于电极轴向的两个方向传播，一个方向的声波被吸声材料吸收，另一个方向的声波传播到输出叉指换能器，输出叉指换能器再将声波信号转换成电信号。整个声表面波器件的功能是通过对基片上传播的声表面波信号进行各种处理，并利用声电换能器的特性来完成的。

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理论和实践已经证明，均匀叉指换能器的声波振幅-频率特性曲线是形式为(sinx/x)的函数，如用两个相同形状的换能器做滤波器，则其幅频曲线是两者的乘积，即为(sinx/x)2函数。通常情况下，叉指换能器的频率特性是叉指重叠几何形状函数的傅立叶变换。

输出换能器为一编码换能器，它用分离且排列相同的一组叉指电极对组成，如图5-29所示。图5-29声表面波匹配滤波器731、工作原理由于分离的叉指电极间的延迟等于伪随机码的码元宽度。当输入一个载波f0，宽度为Tc的脉冲时，在叉指换能器激励起一个与输入信号波形相同的声波信号。由于输出叉指电极对之间的间隔对声表面波的传输延迟正好等于一个码元宽度Tc，所以输出脉冲是相连接的，并且各脉冲的相位f0取决于相应的叉指电极的极性，最后的输出可以看成是与输入伪随机码每一码元相对应的叉指电极对输出的叠加。图5-30码长为32位的M序列声表面波相关器输出相关器最大输出为32个单位码元的振幅值。74发送端：声表面波抽头延迟线的输出为带有信息的伪随机编码信号。接收端：声表面波匹配滤波器的特性与输入的扩频码匹配时，输出最大的相关峰值。乘法器：只让声表面波匹配滤波器输出的最大值通过。其它时间乘法器是被封闭的，这就使进入扩频接收机的多径干扰信号与其它噪声、干扰信号不能通过，有效地抑制了多径干扰信号。75发射端：两个具有不同编码的声表面波抽头延迟线来产生扩频信号。若数据为“l”，声表面波抽头延迟线A输出一个编码为“A”的扩频信号；若数据为“0”，声表面波抽头延迟线B输出一个编码为“B”的扩频信号。接收端：若声表面波器件A的输出比声表面波器件B的输出大，则判决输出l码，反之，则判为0。接收机中用了一个包络检波器，省去了载波跟踪环路。因而这个非相干通信系统对发射机脉冲发生器稳定度的要求不是很严格的。2、另一结构的非相干系统

765.6基带信号的同步5.6.1码字同步1、独立信道同步法用一个专门的信道来传送同步信号，这个信道和传送信息码的信道是互相独立的两个不同的信道，接收端根据同步信道提供的同步信息（起始时间），就可以解译主信道（信息信道）的信息了。在FH系统中，采用独立信道法传输同步信号要占用专门的频道，使可供跳频使用的频道数N减少，不利于提高系统的抗干扰性能。2、

插入特殊码字同步法用一组特殊的码字来代表同步信息，把这个码字周期性地插入编码数字信息序列里。接收方根据同步码字的特点进行识别，可得到码字同步的信息。

77图5-33插入特殊码字的同步方法要求选用的特殊码字具有很优良的相关特性只有当码字本身出现时，码字识别器（相关器）的输出最大；在其它任何情况下，码字识别器输出的都是0或接近于0。伪随机编码信号就可以很好地满足这一要求。同步码字的结构要相当独特，使信息编码码字序列中很难出现假同步码字。78巴克码识别器

图中是N=7的巴克码序列（+1+1

+1–1–1+1–1）识别器

+1+1

+1–1–1+1-1→0001101

移位寄存器的第2、5、6、7级存入“0”时输出为1，否则为0；

移位寄存器的第1、3、4级存入“1”时输出为1，否则为0。

注意图中各级移位寄存器输出端的不同79

当同步码字全部进入移位寄存器时，码字识别器中加法器的输出给出最大（7单位）值，如果码字没有完全进入移位寄存器，加法器的输出总是小于最大值。

假同步概率

漏同步概率

80如果门限判决值选定为N-D，

漏同步概率

假同步概率

门限值降低，漏同步概率降低，假同步概率增加。

同步码字是周期性出现的，而随机噪声或信息数字的随机组合所形成的假同步码字是随机出现的，这一特点没有被利用。

81微孔检测

微孔检测技术的实质，是给各种字同步信号加上一个约束条件：符合周期性的字同步信号则为真的字同步信号；不符合周期性的字同步信号则为假的字同步信号。

823、自同步法

基于接收码字序列本身所作的任何一种测度，只要它在同步与非同步状态下能显示出明显的差别，就可以用于鉴别同步与非同步的测度，这是一切同步技术的根本原理。

m序列的自相关函数在同步与非同步状态时差别很大，并且这个差别随m序列长度的增加而增加，只要码足够长，这个差别就足够大。非同步状态时相关函数值越小，自同步性能就越好。

在扩频通信中，DS系统和FH系统中常采用扩频伪随机码自同步法，它既节省了同步功率，又能传输更多的信息，是一种高可靠（保密、抗干扰能力强）、高效率的传输系统。835.6.2码元同步1、

从基带信号中产生码元同步信息需要说明的是图b中信号与图a比较，谱分量不仅没有增加，而且减少了低频分量，但通过全波整流这个非线性器件，产生了新的频率分量。新频率分量中包含我们感兴趣的码元同步（线谱）分量。842、

包络检波法是一种常用的从中频调相信号中直接提取码元同步的方法

853、延迟相干法

忽略高频分量和直流分量86令87时钟分量的幅度为

如果延迟相干后的信号通过一个窄带滤波器，那么基频分量就可以被分离出来。用这种方法产生的码元同步信号是由三个参数决定的：(1)fIFt；(2)基带脉冲的形状p(t)；(3)延迟t的数值。

当给定fIFt=k（k为整数）后，对于某个确定的基带脉冲形状，为了使延迟相干输出最大，必定存在一个最佳延迟值t。表5-2给出了对于矩形脉冲、升余弦脉冲、抽样函数脉冲和奈奎斯特脉冲形状分别需要的最佳延迟值t。88延迟相干法对形如抽样函数的基带脉冲是不适用的，这是因为不论延迟值t取多少，延迟相干的输出总为0；对于奈奎斯特脉冲，延迟相干检测器简化为倍频器，即895.7扩频接收机灵敏度与自动增益控制5.7.1

扩频接收机的收信灵敏度

任何接收机的灵敏度都受到接收机内部噪声的限制。假设接收机系统是线性的，那么进入接收机的大气噪声、接收机内部噪声与其它任何干扰信号的功率是相加的。接收机灵敏度为：

(5-18)

(5-19)当接收机输出信噪比一定时，接收机灵敏度完全取决于接收机噪声系数和等效噪声带宽。90在扩频接收机中，等效噪声带宽有两个：（1）解扩前带宽B1；（2）解扩后的带宽B2

，两者相差Gp倍。图5-39扩频接收机简化方框图计算灵敏度时，带宽B应为解扩后带宽B2。原因：不论接收机前端的带宽有多宽，进入接收机的噪声和干扰功率多大，影响接收灵敏度的或者说影响收信机输出信号质量的关键取决于解调器输入端的信噪比，也即扩频接收机的输出信噪比(S/N)out

。91

由于扩频接收机的灵敏度只与解扩后信号带宽有关，与扩频信号的带宽无关，可以说扩频处理增益对扩频接收机灵敏度毫无贡献。

多数情况下，要求扩频接收机既具有最大抑制干扰信号能力，同时又具有高接收灵敏度是很难做到的。灵敏度是指在收信机满足所要求的输出信噪比时收信机所需的输入信号