微电网用双向DCDC变换器损耗及效率优化研究

学位论文题目微电网用双向DC/DC变换器损耗及效率优化研究英文StudyonLossandEfficiencyOptimizationforBi-directional题目DC/DCConverterintheMicrogridSystem摘要双向DC/DC变换器作为微电网系统电力储能环节的重要组成部分，对微电网稳定运行非常重要，而其损耗和效率直接关系到变换器能否健康运行，同时与经济效益密切相关，因此研究微电网用双向DC/DC变换器的损耗和效率问题具有很高的实用价值。本文以一台双向DC/DC样机主电路为效率优化对象，针对功率器件、磁性元件和滤波电容三类器件在实际电路中所存在的损耗问题，开展了双向DC/DC变换器的损耗及效率优化的研究。本文主要研究内容如下：设计出了满足样机指标的双向DC/DC变换器拓扑结构，并采用常规计算方法，从实现DC/DC基本功能出发，计算出了主电路各部分参数，包括高频变压器、反激绕组、滤波电容和功率器件。所设计的电路拓扑和参数将作为损耗和效率优化研究的对象和入口参数。分析了快恢二极管和IGBT的开关过程，得出了其损耗的近似表达式和影响因素，并对硬开关双向DC/DC进行了功率器件损耗实验。采用有损缓冲和软开关这两种损耗优化方案，并做实验对比，重点讨论了充电ZVZCS和放电ZVS软开关实现条件和主要电路模态，提出了软开关辅助参数迭代优化策略，得出了优化结果，并通过实验证明了该参数迭代优化方法的正确性。讨论了磁芯损耗和绕组损耗的产生原因和影响因素，分析了双向DC/DC变换器中变压器和反激绕组的工作波形与损耗计算方法，并对双向DC/DC进行了磁性元件损耗实验。提出了变压器和反激绕组的损耗优化方案，并进行了实验对比，从发热、效率、成本和体积等方面综合考虑，选择出了最优的解决方案，使变换器性能显著提升。分析了电容等效损耗模型，得出了双向DC/DC两个滤波电容的不同的损耗表达式，并进行了滤波电容损耗实验。提出了三种滤波电容的损耗优化方案，并从损耗、整机效率、纹波电压、成本和体积等多方面进行了实验对比，确定了综合性能最优的方案，同时实现了电容低温升、高效率、低纹波、低成本和小体积。综上所述，本文以微电网用双向DC/DC变换器为优化对象，提出了功率器件、磁性元件和电容损耗的优化方法，采用实验对比的方法证明了优化方法的有效性，为电路进一步降低热耗、提高效率和提升功率密度提供了思路和依据。关键词：微电网，双向DC/DC，损耗，效率，优化ABSTRACTAsthekeycomponentofmicrogrid’selectricpowerstoragesystem,thebi-directionalDC/DCconverterisofgreatsignificancetothegrid’sstability.Theconverter’spowerlossesandefficiencyarecloselyrelatedtothewholesystem’swell-runningandeconomicbenefits.Therefore,thestudyonlossesandefficiencyofbi-directionalDC/DCconvertersinthemicrogirdsystemisofmuchpracticaluse.Thisdissertationmainlystudiestheoptimizationofabi-directionalDC/DCprototype’slossesandefficiencycenteringonthreedifferentkindsofpracticallossproblems:powerdevicelosses,magneticelementlossesandfiltercapacitorlosses.Themaincontentsofthisdissertationareasfollows:Thetopologyofthebi-directionalDC/DCconverterisdesignedforthemicrogridsystem.Theparametersofthetransformer,flybackwinding,filtercapacitorsandpowerdevicesarecalculatedtomeettheperformanceindexes,usingcommoncalculationmethodsfromthestandpointoffunctionimplementation.Thesecircuitparametersaretheobjectandsuctionvariablesofsubsequentefficiencyoptimization.Switchingprocessesoffastrecoverydiode(FRD)andIGBTareanalyzedtodeducetheapproximateexpressionandmainfactorsoflosses.Lossexperimentsofthebi-directionalhard-switchingDC/DCconverteraremadetoanalyzepowerdevicelosses.Thedissertationadoptstwolossoptimizationschemes:thelossysnubbercircuitandsoft-switching,andcomparesthetwoscheme’sexperimentalresultsindetail.Basedonsoft-switchingconditonsandequivalentcircuitsofZVZCSinchargingmodeandZVSindischargingmode,aiterationoptimizationstrategyofthesoft-switchingauxiliarycircuitispresentedtodeterminetheoptimizationresults.Theexperimentalresultsindicatetheeffectivenessofoptimizationstrategy.Themainreasonsofmagneticcorelossandwindinglossareanalyzedtodeducethemagneticlossexpressiononthebaseofthewokingwaveformsofthetransformerandflybackwinding.Magneticlossexperimentsaremade.Theoptimizationmethodisstudiedforthelossofthetransformerandflybackwinding.Byconsideringallfactors,includingheat,efficiency,costandvolume,etc,thedissertationselectsthebestscheme,significantlyenhancingtheconverter’sperformances.Thecapacitorequivalentlossmodelisanalyzedtodeducetheapproximateexpressionoftwofiltercapacitorsinthebi-directionalDC/DCconveter.Filtercapacitorlossexperimentsofbi-directionalDC/DCconverteraremade.Threeoptimizationmethodsarepresentedforthelossoffiltercapacitors.Consideringsuchaspectsasloss,efficiency,ripplevoltage,cost,andvolume,thisdissertationpresentsthebestcapacitoroptimizationschemeanditsexperimentalresults,realizingcapacitor’slowloss,highefficiency,lowripplevoltage,lowcostandsmallvolume.Insummary,studiesonoptimizationmethodshavebeenmadeforthelossesofpowerdevices,magneticelementsandfiltercapacitorsinthebi-directionalDC/DCconveter.Theexperimentalcomparionsaremadetoprovetheeffectivenessoftheseoptimizationmethods.Thestudiesonlossandefficiencyoptimiztioncanserveasideasandfoundations,inordertofurtherreducethermalloss,enhanceefficiencyandincreasethepowerdensity.KeyWords:Microgrid,bi-directionalDC/DCconverter,powerlosses,efficiency,optimization目录第1章绪论 11.1研究背景及意义 11.1.1研究背景 11.1.2研究意义 21.2国内外研究现状 31.2.1功率器件损耗研究现状 31.2.2磁性元件损耗研究现状 41.2.3电容器损耗研究现状 41.2.4存在的问题 51.3本文主要研究内容 6第2章双向DC/DC变换器主电路设计 82.1样机技术指标 82.2主电路拓扑选择 82.3主电路参数设计 92.3.1高频变压器设计 92.3.2反激绕组设计 112.3.3滤波电容设计 142.3.4功率器件选型 142.4本章小结 15第3章功率器件损耗分析及其辅助电路优化 163.1快恢二极管损耗模型 163.2IGBT损耗模型 203.3功率器件损耗分析 263.4充电模式功率器件损耗及效率优化策略 273.4.1硬开关加缓冲电路 283.4.2移相全桥软开关及辅助电路参数优化 333.5放电模式功率器件损耗及效率优化策略 413.5.1硬开关加缓冲电路 423.5.2有源钳位软开关及辅助电路参数优化 433.6本章小结 48第4章磁性元件损耗分析及设计优化 494.1磁芯损耗模型 494.2绕组损耗模型 514.2.1绕组损耗影响因素 524.2.2绕组损耗的计算 524.2.3绕组均流设计 534.3磁性元件损耗分析 544.4变压器损耗优化设计 554.4.1变压器已知量 554.4.2变压器优化设计方法 564.4.3变压器优化设计结果 594.5反激绕组损耗优化设计 604.5.1反激绕组已知量 614.5.2反激绕组优化设计方法 614.5.3反激绕组优化设计结果 634.6本章小结 65第5章电容器损耗分析及设计优化 665.1电容损耗模型 665.2滤波电容损耗分析 695.3滤波电容优化选择 705.4本章小结 72第6章总结与展望 736.1全文工作总结 736.2进一步工作设想 74参考文献 75作者在攻读硕士学位期间发表的学术论文 79致谢 80第1章绪论1.1研究背景及意义1.1.1研究背景当前，全球范围内的能源短缺和传统工业造成的污染，是关乎社会可持续发展的重大问题。可再生能源由于具有高效清洁的特点而备受重视，常见的可再生能源形式包括太阳能、风能和燃料电池等，但各种新能源装置往往是小型的、分散的，因此称之为分布式发电系统[1]-[3]。微电网系统是指由各种分布式电源和负荷组成的微型电网，可实现内部统一控制，通过单一接口与大电网相连，可实现并网运行和孤岛运行[4]-[6]。微电网除了可高效地利用新能源资源，促进节能减排，同时可改善传统大电网运行中可靠性不高、抗风险能力不强、调度困难等问题，是构成智能电网的关键环节之一[4]。我国幅员辽阔，资源和人口分布严重不均衡，因此发展微电网对改善我国传统供配电形势具有重大意义。在我国西北和西南部分偏远地区传统大电网难以覆盖，利用小型光伏和风力发电站组成微网系统，可提高电力传送的质量和覆盖面积。部分供电紧张的中大型城市可利用分布式电源小型化的特点，在靠近城市的郊区建立发电站，直接并入低压电网，改善电能传输的损耗，减小传统电网的投资成本。虽然微电网能够适应不均衡、分散的能源分布及电力需求，但由于可再生能源本身具有不连续性、随机性、分散的特点，使其通过电力电子装置并入电网后出现无法预测的电压闪变和波动，造成了除电流谐波之外的另一种“污染”。目前有两种方法用于解决此问题：一是将大范围的分布式电源统一控制和调度，使单一微电源的随机性和不稳定在整个微电网中弱化，提高电网稳定和连续性；二是采用电力储能设备，在随机变化的新能源发电和稳定的大电网之间实现能量缓冲[6]，因此通过双向DC/DC变换器连接微电网本地直流母线和储能用蓄电池是一种广泛采用的形式，如图1-1所示。双向DC/DC变换器不仅为不连续的新能源提供缓冲，同时它承担了负载的瞬变功率，提高了新能源发电装置的使用寿命和可靠性。图1-1微电网系统典型结构图1-1中的阴影部分为微电网用双向DC/DC变换器，连接本地直流母线和储能用蓄电池，各类新能源发电装置通过单向DC/DC或AC/DC将电能输送给直流母线，维持母线电压，并为本地直流负载供电，直流电经并网DC/AC转化成交流电，为本地交流负载供电，并且可连接大电网。双向DC/DC根据电能供需关系灵活调整电能流向，为微电网提供能量缓冲和智能化管理。课题来源于企业委托项目：“微电网用6kW充放电智能型双向电力调节器研发”和“微电网用20kW充放电智能型双向DC/DC变换器研发”。1.1.2研究意义双向DC/DC变换器是微电网系统的重要组成部分，作为清洁能源发电的辅助设备，其工作效率是系统的重要指标之一。倘若双向DC/DC无法实现高效率、低损耗，那么也就丧失了新能源系统高效节能的优势。变换器在工作过程中的损耗和发热情况直接关系到器件能否正常工作，影响整个设备的工作寿命，而其工作效率又与经济效益息息相关。因此研究双向DC/DC在大功率场合的损耗和效率问题具有很高实用和经济价值。在高压大功率场合，隔离型的双向DC/DC变换器面临着比基本拓扑更为严重、复杂的损耗和效率问题。通常隔离型双向DC/DC采用一端电压源输入、一端电流源输入的形式[7]-[14]，而电流源输入一端会造成开关器件上很高的电压尖峰[15]-[17]，使双向DC/DC损耗问题更加难以解决。大功率的双向DC/DC常常工作于恶劣的环境，工作环境温度往往高于正常的室温，而大量的损耗造成的热量耗散可能提高工作环境温度，从而进一步抬升DC/DC自身温度，缩短器件寿命，稳定性变差，维修次数增多。较高的损耗往往伴随着较高的di/dt和du/dt，产生很大的噪声干扰，影响周围通讯设备的正常工作，并干扰测量仪器得出准确的结果。由于半导体器件和导线随着温度的升高，其载流能力逐渐减弱，通态压降或导通电阻随温度逐渐增大而产生更大的热量和损耗，若不能有效抑制损耗并散热，将会形成恶性循环，最终使器件失效，设备停机，甚至酿成火灾等事故，造成经济损失。目前各类工业产品逐渐向小型化、便携化和低功耗发展，用户对电源的要求越来越高，电力电子装置的高功率密度化、薄型化、模块化逐渐成为发展的潮流[18]。提高DC/DC开关频率是减小其重量和体积的关键措施，但是，电源内部的开关损耗随着频率的提高而加剧，成为制约电源系统发展的主要因素之一。开展双向DC/DC变换器的损耗和效率的优化研究，对于提高开关频率、减小设备体积和成本，具有重大意义。1.2国内外研究现状双向DC/DC的损耗主要源自三部分：功率器件，磁性元件和电容器。这三部分损耗可单独分析但又相互影响[19]-[20]，目前已有大量针对这三类损耗的研究成果，包括损耗建模理论，损耗产生机理以及损耗解决方法。现将三类损耗的研究现状分别讨论如下。1.2.1功率器件损耗研究现状功率开关器件的损耗问题一直是各国学者研究的热点，开关频率的不断提高，使损耗的建模分析很大程度上决定了设计成败与否。功率器件损耗分析一直是建立在开关器件模型的基础上，目前已有多种对开关器件的损耗建模方法[20]-[29]，主要分为两种：一种是基于器件具体参数的精确模型，由于需要大量具体参数的支撑，该种模型只能用计算机仿真的方法得出精准的结果，虽然最接近实际情况，但所需计算量大，耗时长，这也是精确模型无法在工程上得到广泛应用的原因[25]；另一种是电路简化的解析模型，即利用近似拟合得到的电压电流瞬时表达式将损耗表示出来，这种模型计算量小，能够使设计者快速得出结论，也便于分析不同电路环境中开关器件的损耗情况，因此是目前工程上最常用的损耗分析方法[19][27]，但由于在解析过程中大大简化了开关过程，由该模型得出的结果的准确性非常依赖于简化的程度和假设的合理性。在简化电路模型中，通常认为寄生电容是影响开关行为的主导因素，但随着半导体工艺的发展，功率管容量的升级，电流密度增大，使得寄生电容减小，电容不再是影响开关行为的唯一主导因素，而寄生电感的作用逐渐被重视起来，成为了不可忽略的要素[23]，如此对传统开关模型的改进，进一步加强了开关动作描述的准确性，更全面地反映功率器件的损耗情况。1.2.2磁性元件损耗研究现状磁性元件的损耗包括铁损（磁芯损耗）和铜损（绕组损耗）[30]，目前已有很多针对磁性元件损耗建模、计算及分析的研究成果。对磁损的研究主要是围绕影响磁损的各种因素而展开，早期的Steinmetz方程是在正弦波激励的前提下提出的，Steinmetz方程是经验公式，通过实践检验，它能够精确的描述磁芯损耗，但它毕竟是由正弦波测量值得出的，因此无法精确表示DC/DC变换器等非正弦波励磁的磁芯损耗[31]。1978年，D.Y.Chen开始了非正弦波激励下的磁损计算，随后A.Brockmeyer，M.H.Pong等科学家提出了各自有代表性的理论，他们通过数学手段对经典的Steinmetz方程进行了改进和推广[31]-[39]。磁损理论发展至今已经能够准确分析各因素对磁芯损耗的影响，但在隔离型DC/DC变换器中，占空比和直流偏置磁场对磁芯损耗都会产生影响，但这些方面的研究成果还较少。磁性元件铜损的建模与计算，也是损耗研究的热点，目前已经有大量的研究成果可用于分析铜损。最初的研究由Dowell开展，他提出了绕组一维模型，并用截面积等效的方法研究绕组损耗，后续的研究工作基本上都是在Dowell的基础上展开的[40]-[41]。进一步的研究发现了线圈结构对绕组损耗的重要影响，从而提出了级连（Interleave）的概念。但目前的研究成果中，仍然只有很少数专门针对不同绕组分布对磁性元件损耗的影响，以及变压器绕组并联方法，因此有必要对此做进一步深入的研究。1.2.3电容器损耗研究现状随着功率半导体器件的工作频率不断提高，电力电子设备可工作在更高的开关频率下，电容也在不同的频率下表现出了不同的损耗。对电容损耗的研究离不开电容损耗模型的建立，目前已有不少颇具代表性的研究成果：文献[42][43]用数学方法讨论了电容损耗随开关频率变化的情况以及计算方法；文献[44]从建立电容等效电路的角度出发，将产生损耗的电容器等效为理想电容和电阻的串联，用损耗系数（损耗角正切）表示电容的损耗，即等效串联电阻上消耗的有功功率；文献[45]分析了特定电路中电容值变化对电容损耗的影响，提出了相应的电容选型方案；文献[46]利用一种RLC模型分析了电容各部分损耗产生的机理。正因为电容损耗和温升是影响电力电子装置工作寿命的关键因素之一，电容器的损耗一直是工程师设计产品所考虑的重点，但目前的电容设计大都基于经验，对电容损耗产生机理缺乏系统的研究，而且在大多数设计中，并没有将电容器各种寄生参数作为影响系统效率的要素来对待，因此，有必要对电容损耗做进一步的分析研究。1.2.4存在的问题（1）功率器件损耗建模与分析目前不少文献对IGBT损耗的分析均以PT型器件为研究对象，并在讨论关断损耗时着重考虑了IGBT尾流现象，但是目前广泛采用的NPT型IGBT在关断时程中不再出现尾流，因此在用数学表达式拟合关断过程中电压、电流波形时，无需再分段处理。软开关是减小开关损耗的重要措施，目前的文献在分析软开关实现条件时，大多从能量的角度来分析，这样得出的结论是片面的，无法全面反映各个参数之间的关系。只有同时从能量和时域模型角度出发，才能建立完整的软开关条件。（2）磁性元件损耗建模与分析用于描述磁芯损耗的Steinmetz方程较为复杂，待定参数较多，在磁芯生产商未给出数值的情况下，多依赖于实验测定和拟合，这无疑增加了损耗计算的难度，并使计算结果的准确性很大程度上取决于实验测定条件是否合理。然而在具体电路的损耗分析中，并不一定需要确定所有待定参数，工程上往往只需要利用部分参数明确减小损耗所要采取的措施。大多数文献对绕组损耗的讨论，只考虑计算表达式的推导，并研究其精确程度，而未考虑计算公式得出的前提条件——绕组均流，而且许多文献中给出的计算公式中的部分参数只具有象征性的意义，无法在某一电路中具体实现。（3）电容器损耗分析与设计多数文献在选择电容器参数时，往往只选用单一种类的电容，采用简单的并联组合。事实上，选用单一种类的电容很难兼顾滤波效果、损耗、散热及成本等多个问题。1.3本文主要研究内容本文将双向DC/DC变换器的损耗分为三部分分别研究：功率器件损耗、磁性元件损耗和电容器损耗。针对三部分损耗各自的特点，采用不同方法建立损耗模型，分析现有电路的损耗问题，提出损耗优化的方法并计算相应参数，用实验对比的方法得出最终的损耗优化结果。（1）双向DC/DC主电路拓扑设计及参数计算根据双向DC/DC变换器样机的性能指标，设计出满足要求的主电路拓扑结构，从实现电路功能角度出发，采用常规方法计算出电路主要元器件的参数，包括高频变压器、反激绕组、滤波电容和功率器件等。（2）功率器件损耗分析及设计优化针对IGBT和快恢二极管各自的动态开关过程，使用波形近似、拟合的方法得出各部分损耗的时域表达式，明确各损耗点的主要影响因素。从实验结果中总结现有双向DC/DC在充、放电模式下所面临的不同的损耗问题，明确需要改进的方向。根据充、放电模式的不同电路特点，分别采取不同的损耗优化措施，并提出充电ZVZCS软开关和放电ZVS软开关的辅助电路参数迭代优化策略，得出优化结果。（3）磁性元件损耗分析及设计优化分别讨论磁芯损耗和绕组损耗各自的产生原因和计算方法，得出其在双向DC/DC变换器中的近似表达式，明确磁性元件的损耗优化措施。从实验结果中总结现有DC/DC的损耗及发热问题，提出用于减小损耗、优化效率的新方案，采用实验对比的方法，同时综合考虑发热、效率、成本和体积等方面，选择最优的解决方案。（4）电容器损耗分析及设计优化分析电容的等效电路模型，讨论滤波电容在高频工作条件下产生损耗的主要原因，得出双向DC/DC电路中两个滤波电容的不同的损耗表达式。从实验结果总结滤波电容在损耗方面存在的问题，结合纹波电压、成本和体积等多方面要求，提出三种滤波电容的损耗优化方案，通过对比实验数据，最终确定综合性能最优的电容器选型方案。本文的体系结构如图1-1所示：图1-1本文系统结构图

第2章双向DC/DC变换器主电路设计按常规方法设计出的双向DC/DC变换器主电路拓扑和参数，可以实现基本功能和指标，但由于在设计之前缺乏实验参照，往往无法全面考虑各部分器件的损耗问题，因此在器件温升、效率、EMI等方面都或多或少会存在一些问题。本章将按照所给技术指标，以功能实现为目标，设计双向DC/DC的主电路拓扑和参数，以此作为后续章节损耗和效率的优化对象。2.1样机技术指标用于微电网系统的双向DC/DC变换器样机技术指标如表2-1所示。表2-1双向DC/DC变换器技术指标充电额定功率Pcharge/kW10放电额定功率Pdischarge/kW20直流母线电压UDC/V360~400蓄电池电压UBat/V300~430充电输出电流Icharge/A2~29放电输出电流Idischarge/A2~59充电输出最大电压纹波△UBat/V12.5放电输出最大电压纹波△UDC/V12开关频率fs/kHz102.2主电路拓扑选择为提高稳定性、保证安全运行、减小对地漏电流并且实现宽范围输入输出电压的匹配，双高DCDC主电路拓扑采用隔离型结构。由表2-1中的技术指标可知，DC/DC两端电压UBat和UDC较高，适合采用全桥结构，即在高频隔离变压器的两端连接全桥逆变/整流器。因电路具有双向能量流，开关器件必须选择具有寄生反并联二极管的逆导全控器件，从而实现高频逆变或整流。输入输出电压几百伏，电流几十安，因此主电路无需采用器件串并联或中点嵌位等复杂拓扑结构，采用基本的双向全桥拓扑，即可实现20kW的单机功率输出。目前主流的双向DC/DC均采用一端电压源输入，一端电流源输入[15]，电流源侧串大电感，具有平滑电流波形的作用。为提高蓄电池使用寿命，需减小蓄电池的电流脉动，因此将电流源一端接蓄电池，电压源一端接直流母线。电流源输入必将给电路启动带来一定的困难[16]，因此将蓄电池端的电感改造成为具有双绕组的反激绕组，并增加二极管构成反激式启动电路，反激绕组的变比nF与变压器变比nr一致。双向全桥DC/DC变换器的主电路拓扑结构如图2-1所示。文献[15]-[17]对此电路的工作原理做了详细讨论，这里不再赘述。图2-1双向DC/DC变换器主电路拓扑结构2.3主电路参数设计主电路参数设计包括高频变压器、反激绕组、滤波电容和功率器件选型。2.3.1高频变压器设计（1）磁芯选型高频隔离变压器要求体积小、重量轻、寄生参数小，因此选用铁基超微晶铁芯作为变压器的磁芯，因其具有较高的饱和磁感应强度，有利于减小体积和匝数。超微晶铁芯剩磁较小，故采用无气隙且具有保护盒的环形磁芯。因放电模式的输出功率大于充电模式，所以按放电模式参数选择磁芯型号为ONL-1308040，其主要参数见表2-2。表2-2变压器磁芯主要参数有效截面积Ae/cm27磁路长度L/cm33磁芯外径OD/mm130磁芯内径ID/mm80磁芯高度HT/mm40保护盒内径/mm76窗口面积Aw/cm245.34取导线电流密度J=3A/mm2，窗口系数Ku=0.3，设放电模式下二极管D5～D8消耗的最大功率约为500W，则变压器N2侧输出功率可估计为PN2=20000+500=20500W，则变压器的视在功率PT=20500×(1+1/η)，其中η为变压器效率，估为0.95，所需要磁芯面积乘积为 （2-1）由表2-2数据可计算得磁芯面积乘积为317.38cm4，大于233.8cm4，所选磁芯满足要求。（2）匝比变压器变比nr，即匝数比，按DC/DC的充电方向计算，考虑死区和驱动电路上升和下降沿的充放电时间，半个开关周期内最大占空比设为0.85，则nr为 （2-2）其中Dmax=Ton_max/(Ts/2)。（3）匝数因加在变压器绕组N2上的电压幅值为UDC，所以先计算匝数N2为 （2-3）从抗饱和角度考虑一定裕量，选取N2为24匝。则匝数N1为 （2-4）选取N1为34匝。（4）线径和导线股数为减小发热，导线的线径应留足裕量，即预设的电流最大有效值应留有余地，取通过绕组N2的电流最大有效值为70A，则每一匝的铜导体截面积为 （2-5）因开关频率为10kHz，为减小集肤效应，绕组N2选择直径为0.69mm的铜导线并联，每根导线的有效截面积为(0.69/2)2×2.14=0.3737mm2，每一匝并联的导线股数为23.33/0.3737≈63。取通过绕组N1的电流最大有效值为50A，则每一匝的铜导体截面积为 （2-6）同样，绕组N1选择直径为0.69mm的铜导线并联，每一匝绕组并联的导线股数为16.67/0.3737≈45。（5）窗口校验考虑到导线绝缘厚度，取导体总截面积为铜导体的1.5倍，所占用的窗口面积为(23.33×24+16.67×34)×1.5=16.9cm2<45.34cm2，窗口系数为16.9/45.34=0.37，因此绕组可以在所选磁芯窗口中绕下。所设计的高频隔离变压器如图2-2所示。图2-2双向全桥DC/DC用高频变压器2.3.2反激绕组设计（1）电感量由于充电模式比放电模式输出电流小，绕组N3的电感量应按充电模式参数计算，按照文献[47]所提出的电感量计算方法，设定电感电流最大纹波为△Imax=20%IL_max=20%×29=5.8A，则绕组N3的电感量Lf为 （2-7）取一定的裕量，Lf为1.4mH。（2）磁芯选型电感磁芯按照磁芯尺寸与功率处理能力的关系选择[48]，本电路中依放电模式参数选型。为减小体积和匝数，同时方便绕线和设置气隙，选用矩形铁基非晶磁芯CFC-113050040040，两个磁芯并绕，磁芯具体参数如表2-3所示。表2-3反激绕组磁芯参数有效截面积Ae/cm212.8窗口面积Aw/cm256.5面积乘积Ap/cm4723.2磁芯长度f/mm193磁芯宽度e/mm130磁芯高度d/mm40窗口长度c/mm113窗口宽度b/mm50取导线电流密度J=4A/mm2，窗口系数Ku=0.3，反激绕组N3侧峰值电流估算为ILpk=1.1×IL_max=1.1×20000/0.85/300=86A，计算所需的磁芯面积乘积为 （2-8）磁芯实际的面积乘积2×723.2=1446.4cm4大于1438.1cm4。（3）匝数设放电工作时，磁感应强度最大脉动量△Bmax设为0.12T，则 （2-9）匝数N3取为28匝。 （2-10）所以匝数N4分别取20匝。（4）气隙 （2-11）为方便测量，取为1.8mm，即矩形铁芯的两个气隙每处长度0.9mm。（5）线径流过绕组N3的电流最大有效值为20000/0.8/300=83A，则每一匝的铜导体截面积为 （2-12）因绕组N4只在启动时工作，故取其电流最大有效值为50A，则每一匝的铜导体截面积为 （2-13）（6）窗口校验考虑到导线绝缘厚度，取导体总截面积为铜导体的1.5倍，所占用的窗口面积为(20.75×28+12.5×20)×1.5=12.46cm2<56.5cm2，窗口系数为12.46/56.5=0.22，因此绕组在所选磁芯窗口中可以绕下。所设计的反激绕组如图2-3所示。图2-3双向全桥DC/DC用反激绕组2.3.3滤波电容设计首先计算蓄电池侧的滤波电容Cb为 （2-14）然后按文献[17]给出的方法计算直流母线侧滤波电容Cd为 （2-15）上述计算出的滤波电容值只与电容旁路电流交流分量产生的电压脉动相关，实际上，产生纹波的主要原因还包括电容寄生参数ESR，因此实际使用的电容值往往远大于上述计算值，因此式2-14和式2-15的计算结果虽具有指导作用，但实际意义不大。实际电路中，滤波电容采用电解电容串并联形式，以提高电容高承担高电压的能力同时实现较高容值，并增加均压电阻，防止电容动静态分压不均。以两个EPCOS螺栓式2200uF/400V铝电解电容串联组成一组，Cb为这样的两组再并联，其等效电容为2200uF/800V，Cd为这样的三组再并联，其等效电容为3300uF/800V。2.3.4功率器件选型按放电模式的参数选取功率器件。对于靠近蓄电池一端的Q1～Q4，其承受的电实际电压为nrUDC=1.4×400=560V，实际电流最大值为ILpk=1.1×IL_max=86A，所以Q1～Q4选择300A/1700V的IGBT模块。对于靠近直流母线一端的Q5～Q8，其承受的电实际电压为UDC，实际电流最大值为nrILpk=1.4×86=120A，所以Q5～Q8选择450A/1200V的IGBT模块。图2-4为采用本章所设计的电路拓扑和参数所搭建的双向DC/DC变换器实验平台，图2-5为组装完成的双向DC/DC变换器样机。图2-4双向全桥DC/DC变换器实验平台图2-5双向全桥DC/DC变换器样机2.4本章小结本章针对所给技术指标，设计出主电路全桥拓扑结构，并计算了主电路参数，包括变频变压器、反激绕组、滤波电容和功率器件。本章的计算只考虑了实现功能，并未着重考虑变换器的各部分损耗，因此必然会在实际运行中出现一定的损耗和效率问题。本章设计出的电路拓扑将作为后续损耗分析的研究内容和效率优化的对象，计算出的电路参数将作为后续章节中损耗和效率优化过程的入口参数。

第3章功率器件损耗分析及其辅助电路优化功率器件的损耗由快恢二极管和IGBT两部分组成，是构成DC/DC变换器总损耗的主要组成部分[49]，讨论其损耗形成的机理并采用损耗优化措施，可大大降低器件工作的电压、电流应力，延长其工作寿命，降低散热器温度，提升整机效率。功率器件的损耗主要取决于两个方面：器件本身特性和器件运行条件。采用开关速度快、恢复时间短、通态压降低的器件，要比采用开关速度慢、恢复时间长、通态压降高的器件具有更高的效率；电路中采用软开关，比开关器件工作于硬开关具体更大的优势。本章将从改善功率器件开关环境的角度出发，讨论快恢二极管和IGBT的损耗模型并分析其在实际电路中的损耗情况，探讨减小功率器件损耗的措施及其辅助电路的设计及优化方法，并通过实验验证其正确性。3.1快恢二极管损耗模型在典型的PWM开关电路中，快恢二极管组成的整流器占总损耗的比重很大，尤其是在非同步整流电路中，二极管整流器带来的损耗占剧了全部功率器件损耗的约40～60%。双极性的快恢复二极管由于具有较长的反向恢复时间和较大的反向恢复电流[49]，将对同一电路中IGBT的正常工作产生不良影响，因此本章首先讨论快恢二极管的损耗模型。本文所研究的双向DC/DC主电路中，整流二极管实为IGBT模块内部的反并联二极管，研究其损耗产生的机理、模型和计算方法，有助于根据实际情况采取合适的措施，从而抑制相应的损耗。快恢复二极管的损耗主要由三部分构成：关断损耗、通态损耗和开通损耗[49]。其中，开通损耗所占比例较小，在有的文献中将其归入通态损耗一并考虑，而关断损耗和通态损耗孰轻熟重，取决于元件所处的环境，例如在低压大电流下，通态损耗往往占主要比重，但若采用肖特基二极管（SBD）或同步整流，则使通态损耗大大减小，若开关频率进一步提高，则开关损耗可能占主导地位。要解决损耗建模、分析与计算的问题，必须先分析快恢二极管的动态特性，即其开关过程的电压、电流波形，如图3-1。通过对实际电压、电流的波形的近似处理，用折线和矩形逼近实际波形，可得出电压电流的近似表达式，从而计算出二极管各部分损耗功率的大小。这种方法不完全从器件内部机理出发，而只讨论电压、电流典型波形，忽略了某些不易获取和建模的参数，如杂散电感、寄生电容等，却揭示了影响损耗的主要因素，因此在工程上是较为准确并可以接受的。图3-1快恢二极管开关动态过程波形（1）关断损耗快恢二极的反向恢复时间用trr表示，但并非整个关断过程都会产生损耗，关断损耗主要集中于二极管电压反向过零至反向恢复电流降为零的时间段内，如图3-1中阴影部分。考虑到二极管电压反向过零后负增加很快，同时反向恢复电流波形常用等腰三角形来近似表示，因此可知二极管动态关断过程的近似波形可简化如图3-2。图3-2快恢二极管关断过程简化波形以电压过零时刻为时间起点，电压、电流波形的表达式为 （3-1） （3-2）由电压、电流瞬时值表达式可得出瞬时功率表达式，求其在一个周期内的平均值即为二极管平均关断损耗功率 （3-3）上述表达式的物理意义可理解为一个开关周期中的能量乘以开关频率，即为单位时间的能量损耗；也可理解为瞬时损耗功率对单位开关周期求平均，即电压电流乘积的积分再除以开关周期，所得结果相同。 （3-4）由式3-4可知，在电路其它参数确定的情况下，二极管关断损耗主要取决于反向恢复时间trr和反向峰值电流IRM，实际中应当选择trr和IRM值较小的二极管，也可增加缓冲电路，抑制反向电流变化率，从而减小IRM和PD(OFF)。（2）通态损耗二极管的通态损耗由正向导通压降和正向通态电流的积乘确定，但通常的计算中，用于计算损耗功率的正向压降是如图3-3中的UF，因为UF是数据手册中常给出的数据。实际上的二极管正向通态压降uF与UF并不相等，这样计算出的损耗大小也并不准确。考虑到实际压降uF不易测量，可将功率损耗分为两部分计算：如图3-3中二极管正向特性曲线上的黑点表示二极管所处的工作状态，通态损耗应为瞬时电压电流乘积iFuF，即为图中两个矩形①和②的面积之和，利用数据手册上的斜率电阻rD，将快恢二极管通态损耗表示为式3-5。图3-3快恢二极管正向静态输出特性 （3-5）由式3-5可知，要减小通态损耗，不仅要选用低导通电阻的二极管，同时还要考虑开启电压。（3）开通损耗开通损耗产生的主要原因是在开通初期，二极管正向压降有较高的浮动，如图3-1所示，所持续的时间为正向开通时间tfr。产生较高初始导通压降的原因有二：其一，在导通初期电流较小时，电导调制不明显，二极管的通态电阻主要是中央区的欧姆电阻，其值较大且为固定，因此电流从零增加使正向压降增加较快，随着电流逐渐升高，载流子浓度增大，电导调制效应开始显现，通态压降才逐渐降低；其二，导通初期快速上升的电流变化率在器件寄生电感上产生额外的正向压降。将快恢复二极管开通过程用下面的折线的组成表示为图3-4所示。图3-4快恢二极管开通过程简化波形以正向恢复时间tfr的起点初始时刻，图3-4电压电流表达式为 （3-6） （3-7）所以，按照上述关断损耗的计算思路，可将开通损耗表示为 （3-8）由式3-8可知，影响二极管开通损耗的主要是开能时间tfr和UFM，因此设计电路时应当尽量减少开通过程中电压的波动和开通持续的时间。3.2IGBT损耗模型IGBT是适用于高压大功率的全控型开关器件，由于是MOS与GTR的复合形式，具有电导调制特性，与高压MOS相比，降低了通态压降，减小了通态损耗，但由于载流子复合消散过程而使开关速度慢于MOS，因此产生了较高的开关损耗，制约其开关频率的进一步提高。IGBT所处的工作环境分为理想阻性环境和实际感性环境：理想的阻性环境是指IGBT开关过程中不受周围器件、导线以及自身的寄生参数的影响，测试电路的负载也选用纯阻性，这种环境下，IGBT开关过程中有明显的电压电流交叠区域的产生，分析较为方便直观，如图3-5；感性环境是指IGBT开关过程受周围器件、导线以及自身的寄生参数的影响，尤其是寄生电感的影响，测试电路的负载选用感性负载，这种开关环境下的开关电压电流波形与阻性环境有较大区别，如图3-6。由于实际开关环境几乎均为感性，所以后续分析将以感性开关环境的分析为主。图3-5阻性环境下IGBT开关过程动态简化波形图3-6感性环境下IGBT开关过程动态简化波形IGBT的损耗分为四部分：开通损耗，关断损耗，通态损耗，驱动损耗[50]。前三种是IGBT的主要损耗，也是影响电路效率的主要因素，开通损耗和关断损耗共称为开关损耗，在高电压、高开关频率下，开关损耗占主要成分，在低压大电流下，通态损耗占主导地位。（1）开通损耗IGBT的开通过程受开关环境影响很大，比二极管开关要复杂很多。经计算和对比波形，可得出开通损耗主要由三部分组成，这三者不一定同时具备，但均有助于分析开通损耗产生的机理，现一一讨论：a）忽略其它器件对IGBT工作的影响，电流iC上升和电压uCE下降的交叠部分产生的损耗，用PQ(ON)1表示。这部分损耗主要取决于器件所处的开关环境，在感性开关环境中，由于电感缓流作用，往往很小可忽略，但在纯阻性开关环境不可忽略；b）电感工作于CCM时，IGBT开通对应快恢二极管的关断，IGBT的开通过渡过程中，快恢二极管也同时完成了反向恢复，其反向恢复电流会流过IGBT，或经过变压器耦合的反馈电流流过IGBT，产生了IGBT开通的一部分损耗，用PQ(ON)2表示，这个值近似等于快恢复二极管的关断损耗；c）IGBT并联电容CCE（包括寄生电容和吸收电容之和）在开通前存储有电能，开通时会在IGBT内部产生容性开通损耗，用PQ(ON)3表示，当开关管关联缓冲电容时，或其寄生电容较大时，这部分损耗应当引起重视。IGBT的开通损耗可表示为三者之和，即 （3-9）现分别讨论两种不同性质开关环境下的开通损耗计算方法，从而确定其主要影响因素。1）纯阻性开关环境纯阻性开关环境下，开通损耗包含了前文中所讲的三个部分，若忽略IGBT的正向导通压降，分析图3-5中电压、电流波形，可得出开通过程中，以电压下降时刻为时间起点，在tr时间内，电压、电流的瞬时值表达式为 （3-10） （3-11）各部分开通损耗计算如下： （3-12） （3-13） （3-14）总的开通损耗表达式为 （3-15）2）感性开关环境uCEuCE（200V/格）iC（10A/格）uCEiCt（5us/格）图3-7IGBT开通过程实际波形图3-7为双向全桥DC/DC变换器测实的IGBT开通过程波形，与图3-6的理论分析相吻合。感性开关环境下的开通过程，流过IGBT的电流因电感的作用上升缓慢，使得电压、电流在暂态过渡过程中重叠面积很小，极大地减小了PQ(on)1，相比关断损耗和通态损耗，其值很小可忽略，而其它部分的损耗表达式同阻性环境，因此总的损耗可表示为 （3-16）由式3-16可知，实际中大多数情况下IGBT开通损耗是受快恢二极管和并联电容的影响，因此为减小开通损耗，除选用反向恢复特性良好的二极管外，还需注意减小并联电容的放电电流，RCD缓冲电路的R不能选太小。（2）关断损耗传统上认为，IGBT关断损耗是IGBT总损耗的最大组成部分，因为双极性的特点，IGBT关断时伴随有载流子（少子）的缓慢复合，因此电流在关断过程的后半段时期内下降缓慢，形成了电流拖尾现象。事实上，IGBT自1986年投入市场以来到90年代前期，基于外延工艺的PT型IGBT被广泛采用，这种IGBT用重掺杂P+衬底，具有较高的注入效率而产生过剩载流子，因而会出现电流拖尾现象。而从90年代后期至今，基于扩散工艺的NPT型IGBT，由于自身较PT-IGBT有更多的优点而被广泛采用，逐步取代PT-IGBT而成为市场主导，其最主要的优点之一就是：不产生过剩载流子，无电流拖尾现象。图3-8为双向全桥DC/DC变换器测实的IGBT关断过程电压、电流波形，可见，电流线性下降为零，无尾流，对IGBT关断过程的建模无需按电流分段描述，使建模变得更加简便。uCEuCE（200V/格）iC（10A/格）uCEiCt(2.5us/格)图3-8IGBT关断过程实际波形由图3-5和图3-6可见，在不同开关环境下的关断过程中，IGBT的电流、电压波形截然不同，因此同样需要分情况考讨论：1）纯阻性开关环境在纯阻性开关环境下，IGBT关断时间tf内电流从IC线性下降至0，电压从接近于0的水平（忽略正向通态压降）线性上升至UCE，由前文中的思路，以关断起始时刻为时间起点，很容易得出电压、电流瞬时表达式及关断损耗的表达式为： （3-17） （3-18） （3-19）从图3-5中可看出，在理想的开关环境中，IGBT的关断过程没有电压尖峰和振荡的现象出现，这对于用数学表达式逼近其波形并近似计算是有利的，但实际情况下，IGBT关断伴随有杂散电感上产生的电压尖峰和振荡，比理想情况要复杂的多，因此感性开关环境下关断损耗的计算才是研究的重点。2）感性开关环境关断过程中IGBT电流线性下降，在杂散电感上产生压降，使电流在整个下降过程中，IGBT两端电压被抬高至UCEP，如图3-6所示，在电流下降为零后，uCE才落回到稳态值UCE，由于电感、电容的存在，此过程中电压会产生频率很高的振荡。因此，电压、电流瞬时表达式及关断损耗可近似表示为 （3-20） （3-21） （3-22）由式3-22可知，在电路参数确定的情况下，关断损耗主要决定于电流下降时间和电压尖峰，因此要选取tf较小的IGBT，并在布线与安装器件时注意减小可能产生的杂散电感，以减小UCEP。（3）通态损耗IGBT的平均通态损耗功率即为通态压降与平均电流的乘积在一个周期内的平均值，若已知IGBT通态电阻，可由电流有效值计算通态损耗。 （3-23）通常为减小通态损耗，提高效率，选取数据手册上通态压降较小，即导通电阻较小的IGBT，特别是在低压大电流场合。（4）驱动损耗由于IGBT是电压型驱动器件，驱动损耗与前三种损耗相比数值较小，常常可以忽略。然而，随着开关频率的提高，器件电压、电流等级的增大，驱动所需功率随之增加，驱动功率可能成为不可忽略的一部分。平均驱动功率表达式为： （3-24）其中，QG为门极电荷，即为IGBT开通或关断过程中，驱动脉冲电流对开通/关断时间的定积分，△UGE为驱动栅压的正负摆幅，即正负栅压绝对值之和。在IGBT驱动过程中，驱动电路所提供的功率一部分直接消耗在栅极电阻和驱动电路内部发热上，另一部分暂时储存在IGBT输入电容上电能量，而这一部分能量最终还是会转化为热能耗散在栅极电阻。因此总体来说，驱动损耗绝大部分是消耗在驱动电路内部和栅极电阻上。值得注意的是，这里计算出的功率为驱动电流的平均功率，并非瞬时功率。3.3功率器件损耗分析在明确了IGBT和快恢二极管各部分损耗产生机理、特性及计算方法后，可以将前述分析方法应用于实际的双向全桥DC/DC变换器，通过实验判断各部分的损耗情况，可总结出实际电路在进一步提高效率和开关频率方面所面临的问题，便于找出优化损耗和效率的方法。采用如图2-1所示的电路进行实验，其参数指标如表2-1，本电路可以实现正常功能（充/放电切换，定电压/电流工作），但由于未加任何缓冲电路和采用任何软开关措施，没有合理改善功率开关器件的工作环境，电路在长时间运行时面临着发热、效率和EMI等不容忽视的问题。表3-1为恒压充电模式下，不同输入输出电压时，变换器在不同输出功率下稳定工作2小时后的整机效率、各散热器温度和IGBT电压尖峰数值；表3-2为放电模式不同输入电压下，以380V恒压输出，变换器在不同输出功率下稳定工作2小时后的各项参数。表3-1充电模式实验数据输入电压/V360380400输出电压/V430360300输出功率/kW271027102710整机效率/%92.3695.4495.7791.6894.7795.4291.2093.7093.65IGBT散热器温度/℃33.139.645.534.640.346.335.841.847.6二极管散热器温度/℃27.833.438.228.834.939.429.535.640.9IGBT尖峰电压/V364369373383391398408415423表3-1放电模式实验数据输入电压/V300360430输出电压/V380380380输出功率/kW714207142071420整机效率/%89.6288.6987.4389.8989.9189.1890.4890.5890.20IGBT散热器温度/℃43.151.559.241.949.357.239.447.855.2二极管散热器温度/℃38.642.646.336.740.744.534.138.542.1IGBT尖峰电压/V8951150132081092012507558701100图3-9为充电、放电模式下，Q1～Q4组成的全桥上下两端电压upn和Q8两端电压的波形uQ8（uD8）。t（25us/格）upn（5t（25us/格）upn（500V/格）uQ8upnuQ8（500V/格）upn（500V/格）t（25us/格）upnuD8uQ8（500V/格）（a）充电模式（b）放电模式图3-9充、放电模式下功率器件电压尖峰实测波形分析上述实验数据和波形，可得出如下结论：1）在放电方向工作时，变压器原边的四个开关管Q1～Q4发热量较大，关断时电压尖峰过高，功率器件产生的大量损耗使散热器温度超过环境温度30度以上，严重地影响了电路性能的提高和器件的使用寿命；2）无论是在充电模式还是在放电模式下，Q1～Q4两端都有较高的电压尖峰，而Q8由于电容Cd的钳位而尖峰较小，由上述损耗模型可知，较高的电压关断尖峰会加剧IGBT或二极管的关断损耗，因此抑制电压尖峰有利于减小开关损耗。由于充、放电模式下电路拓扑的对偶性，用于减小放电模式IGBT电压尖峰的措施同样会抑制充电模式二极管电压的尖峰；3）无论在充电还是放电，IGBT都是比二极管更加严重的发热源；4）在满载放电方向工作情况下，整机平均效率只维持在87%～90%附近的较低水平；满载充电方向工作效率也并不理想，仍有较大的上调空间；5）由于电压尖峰得不到抑制，电路母线电压本来就较高，造成的很高强度的EMI，影响周边设备和自身的正常工作。下面将分别针对充电和放电模式，分析不同的电路改进措施，旨在从不同角度、用不同方法改善功率器件、尤其是IGBT的开关环境和动态开关轨迹。3.4充电模式功率器件损耗及效率优化策略图2-1所示的双向全桥DC/DC变换器的变压器匝数决定了正常工作的占空比变化范围，IGBT和二极管的电压和电流应力，从而影响功率器件的损耗和选型。变压器匝比nr首先由充电模式的参数确定，然后代入放电模式的电压传递特性公式中校验最大占空比，反复调整nr可以同时满足充、放电输入输出电压范围的匹配，同时使放电模式的最大占空比不超过所设定的最大值75%。因此，本节将先从充电模式入手，在首先确定nr的基础上，讨论IGBT损耗的优化策略。本文研究的双向全桥DC/DC变换器充电额定功率10kW，放电额定功率20kW，器件的容量必然按照放电模式来选择，因而在充电模式工作的DC/DC变换器损耗和发热并不特别严重，效率比满负荷放电工作时要高，然而，充电模式下效率远没有达到理想指标，而且变换器效率和发热情况仍然有很大的提升空间，有必要针对充电模式的电路拓扑特点，采用合适的措施减小功率器件的损耗。在图2-1电路的基础上，可考虑两种措施以优化损耗：1）在硬开关电路上加缓冲电路，缓冲可采用有损耗形式，也可采用无损耗形式。缓冲电路可以改变功率器件的动态开关轨迹，将开关管上的损耗转移到缓冲电路中并在电阻上消耗，或者暂时存储在储能元件中，随后回馈给电源或释放给负载。工程上常用RC或RCD组成的吸收电路并联在开关器件两端。2）因充电模式的电路实为最常见的电压源输入隔离型全桥DC/DC变换器，可在电路中增加少量辅助电路，并采用PWM移相控制，在变压器原边实现ZVS或ZCS，改善开关环境，可减小功率器件的开关损耗，并且不会在辅助电路上产生热能耗散，大大提升效率并减小EMI强度。3.4.1硬开关加缓冲电路电路在硬开关充电工作情况下，IGBT控制极时序为：Q5～Q8占空比相同且不超过50%，Q5、Q8同相位，Q6、Q7同相位，Q5、Q8与Q6、Q7这两对斜对管相位相差180度，即半个周期。考虑到全桥变换器的电压较高，功率较大，可在Q5～Q8桥侧采用RCD缓冲电路，分为充放电型RCD缓冲电路和放电阻止型RCD缓冲电路两种分别讨论[51]。充电模式下Q1～Q4关断，D1～D4充当整流二极管，二极管在关断时电流迅速下降，寄生电感上产生很大电压，同时伴随着寄生电感和电容的谐振，往往会产生二极管反向关断过电压。由于绕组N3电感的恒流作用，使寄生电感电容的谐振能量较强，二极管反向关断过电压较高而不易抑制，产生较大的损耗，可在二极管D1～D4各自分别并联RC吸收电路。（1）IGBT充放电型RCD缓冲电路图3-10充电模式下加充放电型RCD缓冲电路的双向全桥DC/DC电路充放电型RCD缓冲电路如图3-10中阴影部分所示，每个桥臂使用一组缓冲电路，这种结构广泛应用在全桥、半桥电路中。缓冲电路工作原理为：IGBT在关断期间电流转移至缓冲电路，由于二极管和电阻并联，电阻在此期间被短路，相当于电容直接并在IGBT两端，电容的缓压作用使IGBT两端关断电压上升时刻推迟，并且减小du/dt，使IGBT电流下降过程中，其两端电压上升很小，减小了关断损耗，同时抑制了关断过电压峰值；关断过程结束后，缓冲电容两端电压被充至直流母线UDCbus甚至更高，IGBT在开通时，储存在电容上的这部分能量通过导通的IGBT和电阻构成的放电回路释放，以热能的形式消耗在电阻和IGBT上。图3-11为充电工作，输入360V，输出430V时，增加充放电型RCD缓冲电路前后的整机效率和IGBT散热器温度的对比。前后前后前后前后 （a）整机效率 （b）IGBT散热器温度图3-11充电模式下增加充放电型RCD缓冲电路前后实验数据分析实验数据可知，充放电型RCD缓冲电路在抑制开关损耗方有一定的效果，并且抑制了IGBT两端电压尖峰，使其损耗减小，温升降低，但随着功率的增大，这种效果逐渐减弱；充放电型RCD缓冲电路对充电模式下的效率影响不明显，甚至会随功率的提升，效率与未加缓冲时相比不升高反而降低。若在大功率时进一步加大电容，虽然会抑制IGBT温升和电压尖峰，但整机效率会进一步降低。综上分析，充放电型RCD缓冲电路具有如下特点：IGBT在一旦关断，缓冲电路立刻投入运行，缓冲电容的缓压作用在整个关断时间内一直保持并抑制关断损耗；缓冲电容在充电过程中，充电电流不流过电阻，相比相同参数的RC缓冲，电阻功率更小，因此可进一步增大电容，增强电压吸收效果；由于电容储能在IGBT开通过程中释放，增加了IGBT容性开通损耗PQ(ON)3；缓冲电路将IGBT关断损耗转移至缓冲电阻和IGBT通态电阻上，虽然减小了IGBT电压应力，降低了IGBT温升，但整机效率提升不明显，甚至可能使效率降低。（2）IGBT放电阻止型RCD缓冲电路图3-12充电模式下加放电阻止型RCD缓冲电路的双向全桥DC/DC电路放电阻止型RCD缓冲电路如图3-12中阴影部分所示，同上一种缓冲电路相比略有改进，这种结构可用在大功率的全桥、半桥电路当中。该缓冲电路的工作原理：在稳态时缓冲电容两端电压等于母线电压UDCbus，因此IGBT关断时缓冲电路并非立刻投入工作，当关断电压超过UDCbus时，缓冲电容开始对IGBT两端钳位，抑制关断电压进一步上升；当关断过程结束后，储存在缓冲电容的能量就立刻开始通过电阻向直流母线释放，其两端电压只下降到UDCbus为止，因此该电路被称为放电阻止型缓冲电路。图3-13为充电工作，输入360V，输出430V时，增加放电阻止型RCD缓冲电路前后的整机效率和IGBT散热器温度的对比。前后前后前后前后 （a）整机效率 （b）IGBT散热器温度图3-13充电模式下增加放电阻止型RCD缓冲电路前后实验数据由实验数据可知，放电阻止型RCD缓冲电路对IGBT损耗、温升和整机的效率都影响不大。结合该缓冲电路的特点和工作原理，分析可得放电阻止型RCD缓冲电路与充放电型RCD缓冲电路有三点区别：其一，本电路无法有效抑制IGBT关断期的电压上升率，关断期间负载动态轨迹与无缓冲时相差不大；其二，储存在电容中的能量释放时间不同，放电阻止型RCD缓冲电路在关断期结束后立刻放电，不对IGBT造成额外的容性开通损耗；其三，电容放电只放到电压等于直流母线，而不会放至电压为零，因此放电持续时间短，在电阻上产生能耗更小，可进一步增加电容值，减小关断电压超调值。（3）二极管RC吸收电路图3-14充电模式下二极管加RC缓冲电路的双向全桥DC/DC电路RC缓冲是二极管吸收电路中使用最广泛的电路，如图3-14阴影部分所示。RC吸收电路的工作原理：二极管关断时，其端电压过零反向后，RC电路即刻投入工作，电容的缓压作用抑制关断期的du/dt，并推迟了电压上升至最高点的时刻，减小了图3-1中阴影部分的面积，从而减小了二极管关断损耗，抑制二极管关断电压超调，降低了EMI强度；Q5～Q8关断期间储存在电容上的能量通过电阻释放给负载，随后四支二极管续流。图3-15为充电模式，输入360V，输出430V时，二极管增加RC缓冲电路前后的整机效率和二极管散热器温度的对比。前后前后前后前后 （a）整机效率 （b）二极管散热器温度图3-15充电模式下增加二极管RC缓冲电路前后实验数据分析上述实验数据可知，二极管两端并联RC吸收电路，从减小二极管关断损耗的方面来看，效果明显，同时抑制了电压尖峰；吸收电路储能的释放回路不经过开通的二极管，不会像IGBT充放型RCD缓冲电路一样增大开通电流，增加开通损耗；但是，整机效率并没有得以大幅提升，与原来相比反而有下降的趋势。对比以上各缓冲电路的工作原理和实验数据，可得出以下结论：1）本章研究的重点是减小功率器件的损耗，从这个角度考虑，尽管IGBT充放电型RCD缓冲电路增加了一部分开通损耗，但相比于放电阻止型RCD缓冲电路具有更大的优势；2）放电阻止型缓冲电路在抑制关断过电压方面的优势无法弥补它在减小关断损耗方面的不足，况且，关断过电压越低未必对应于关断损耗越小，只要电压上升时间获得足够的延迟，在较高的关断超调电压下仍然有较小的关断损耗，因此若采用有损缓冲抑制IGBT开关损耗，则充放电型RCD缓冲电路是优选；3）相比于未加任何缓冲前的电路，增加二极管RC吸收电路对其关断损耗有较大改善；二极管缓冲电路还有一种形式，即为串联小电感，再增加阻性放能电阻，但这种电路在DC/DC工作于放电模式时，会造成Q1～Q4关断过电压更为严重，故RC吸收电路是二极管有损缓冲电路的优选。3.4.2移相全桥软开关及辅助电路参数优化若使Q5～Q6的PWM驱动信号采用移相控制，即同一半桥上下桥臂驱动信号相位互补，占空比保持50%恒定（不计死区），通过调节两个半桥的驱动相位差来调节输出电压，这样做的好处是使Q5～Q6实现软开关。目前关于移相全桥软开关已有大量的文献，本文采用文献[15]提出电路结构，利用有源钳位支路实现ZVZCS，如图3-16，具体的工作原理将不再赘述。本节着重讨论几个主要模态的等效电路，从而得出软开关实现的条件，进而提出一种用于双向全桥DC/DC变换器软开关辅助电路参数优化方法。图3-16增加有源钳位支路的双向全桥DC/DC电路采用如图3-16所示的有源钳位DC/DC变换器利用副边的一个钳位电容Cc和一个有源开关（Qc+Dc）组成简单的辅助网络，无须其它能耗元件就可使原边实现软开关，同时将副边二极管反峰电压钳位在较低水平，大大减小du/dt，效率较高，适用于大功率场合。图3-16中变压器原边的Q5、Q7设为超前桥臂，Q6、Q8设为滞后桥臂。（1）移相全桥软开关工作原理图3-16中移相全桥ZVZCS软开实现原理简述如下：在滞后桥臂刚开通后，经一段很短的时间，变压器漏感和钳位电容发生谐振，钳位电容充电后保持其充电电压不再参与电路工作，一直到相应超前桥臂关断；超前桥臂关断瞬间由于并联电容的缓压作用，关断期间电压缓升，近似得出ZVOFF；由于副边整流后电压受电容Cc钳位，使其能够折合到原边，在原边漏感上产生压差，形成一个与原边电流方向相反的阻断电压源，强迫原边电流下降，在其下降至0之前，即将开通的超前桥臂并联电容上电荷被完全抽尽，反并联二极管导通，使该超前桥臂实现ZVON；钳位电容继续迫使变压器原边电流复位归零，在滞后桥臂开通和关断之前，电流已经复位为零，因此实现滞后桥臂的ZCON和ZCOFF。值得注意的是，通常移相全桥只关注原边开关管的软开关实现，但本电路的副边钳位电路使整流二极管在反向恢复时，由于变压器漏感和钳位电容的谐振，反向电压缓升，不再出现较大的电压超调和振荡，图3-2中阴影部分面积减小，二极管损耗大大降低。由于在此过程中，钳位电容的能量全部用来复位原边电流与释放给负载，没有有损元件参与，可大幅度提升整机效率。（2）关键模态等效电路模型重点讨论两个主要模态MODE1和MODE2（以Q5关断，Q7开通为例），这两种模态附近时刻的主要电路波形如图3-17：图3-17ZVZCS电路主要模态波形MODE1t0——t1，Q5在t0时刻关断，钳位开关Qc同时开通，钳位电容Cc开始通过电感绕组N3向负载放电，桥臂C5、C7开始充放电，uab减小，钳位电容电压uCc折射到原边的电压与uab相减，其差值加在原边漏感上，形成电流阻断源，原边电流开始减小，在t1时刻，C7中电荷被抽尽，即uab下降至零。此模态的等效电路如图3-18。图3-18模态1等效电路由等效电路的KCL和KVL关系，可列出下面的方程组 （3-25）这里的Io指充电模式的输出电流，方程组的初始条件为ip(t0)=nrIo，uCc(t0)=2nrUDC，其中uCc(t0)可由变压器漏感Llk和Cc谐振过程列式求出。解得 （3-26） （3-27）其中，，，为变压器漏感。由uab(t)的表达式容易解得本模态持续的时间为 （3-28）MODE2t1——t2，t1时刻uab下降至零后，D7自然导通，uCc折射到原边成为电流阻断源，迫使原变电流迅速下降，t2时刻ip复位为零，iCc上升到最大值，并且假设此时钳位电容并未放电完毕。此模态的等效电路如图3-19。图3-19模态2等效电路由等效电路的KCL和KVL关系，可列出下面的方程组 （3-29）初始条件为MODE1结束时的状态，设其为，解方程得 （3-30） （3-31）其中，，由ip(t)的表达式容易解得本模态持续的时间为（3-32）（3）ZVZCS软开关实现条件图3-16所示的电路中，超前桥臂Q5、Q7实现ZVS，滞后桥臂Q6、Q8实现ZCS，二者软开关实现条件并不相同，需分别讨论。超前桥臂Q5、Q7实现ZVS的条件有两个：1）将要开通的开关管必须在其反并联二极管导通后才给入导通信号，即在上下管死区时间内，缓冲电容Q5和Q7必须充放电完毕，uab降为零。从超前桥臂的开关管关断到同侧另一管并联电容放电完毕的时间，也就是MODE1经历的时间，设超前桥臂Q5、Q7死区时间为td57，因此有 （3-33）因uCc为变量不易确定，可将条件再缩小，得到使式3-33成立的充分条件为 （3-34）2）在超前桥臂的死区时间内，反并联二极管中电流不能为零，即变压器原边电流不能为零。因为原边如果电流减为零，放电完毕的缓冲电容会再次充电，相应关管开通会产生容性损耗，使零电压开通的条件无法实现，因此有 （3-35）滞后桥臂Q6、Q8实现ZCS的条件只有一个：在滞后桥臂的开关管关断之前，原边电流必须复位为零[52]，因此有 （3-36）其中，D为半周期内变压器原边电压的占空比。结合式3-33将上式的条件缩小可得 （3-37）同时将的表达式放大为 （3-38）将上面两式综合可得充分条件 （3-39）化简可得到ZCS条件成立的充分条件 （3-40）可认为 （3-41）综上所述，只要满足式（3-34）、（3-35）、（3-40），就可满足ZVZCS的条件。（4）ZVZCS软开关参数迭代优化策略在明确充电模式软