用于电力线路高压大功率信号源的研究与设计

摘要高压大功率信号源是一种信号变换装置，可将输入的工频交流电转换成所需的高压摘要高压大功率信号源是一种信号变换装置，可将输入的工频交流电转换成所需的高压信号，且输出高压信号的电压、频率在一定范围内可调。近年来，由于地下电缆的故障频发，高压大功率信号源逐渐运用于电力系统作为地下故障电缆的检测信号发生器，检测效果良好。随着高性能处理器DSP的飞速发展，性能更加优异、功能愈加强大的高压信号源设备在地下故障电缆的检测、工业控制等方面应用更加广泛。本文提出了一种基于DSP处理器TMS320F2812的高压大功率信号源系统的设计方案，采用双PWM控制方式，通过分别控制斩波电路和逆变电路从而实现输出电压和频率的可调。首先介绍了数字高压信号源的设计基本原理、关键技术和系统结构，研究了正弦脉宽调制技术原理及SPWM波的实现方式，通过比较，采用了双极性SPWM技术和规则采样法完成SPWM波的数字式实现，并讨论了逆变电路死区时间的产生原因、影响及补偿方法。文章还介绍了系统的控制策略一模糊PID控制技术，并设计了信号源模糊PID控制器。接着文章对系统硬件部分进行了详细的设计，包括由整流滤波电路、斩波电路、逆变电路、升压变压器、交流滤波电路组成的主电路设计、以DSP为核心的控制电路的设计以及人机界面设计。然后文章进行了软件设计，软件设计部分是系统的关键部分，设计的好坏直接关系着系统能否正常工作，主要由主程序、SPWM波产生程序、模糊PID控制子程序、采样子程序、SCI串行通信子程序以及人机界面程序组成。最后，根据设计方案，利用MATLAB／Simulink仿真工具搭建了高压大功率信号源系统仿真模型，通过多次仿真，得到的结果验证了设计方案的合理性和有效性。关键字：高压大功率信号源；故障电缆；正弦脉宽调制技术；模糊PID控制技术ABSTRACTHiABSTRACTHi曲-voltagepowersourceisasignalconversiondevice，itcanconverttheinputfrequencyalternatingcurrenttotherequiredhi曲voltagesignal，Andthevoltageandfrequencyofhighvoltageoutputsignalcanbeadjustedwithinacertainrange．Inrecentyears，duetothefrequentfaultofundergroundcables，hi曲-voltagepowersourceisgraduallyappliedtothepowersystemasundergroundcablefaultdetectionsignalgenerator，thedetectionresultsisgood．Withtherapiddevelopmentofhigh-performanceDSPprocessor，intheapplicationofundergroundcablefaultdetectionandindustrialcontrol，moreexcellentandmorepowerfulhigh-voltagesignalsourcedeviceisbecomingmoreextensive．Thispaperpresentsadesignprogramofhi曲voltagesignalsourcebasedonDSPprocessorTMS320F2812，dualPWMcontrolmode，bycontrollingthechoppercircuitandinvertercircuitinordertoachieveanadjustableoutputvoltageandfrequency．Thispaperdescribesthedesignofthebasicprinciplesofdigitalhi曲-voltagesources，keytechnologyandsystemarchitecture，studytheimplementationsinusoidalpulsewidthmodulationtechnologyprincipleandrealizationofSPWMwave，bycomparison，usingbipolarSPWMtechnologyandrulesforsamplinginordertoCompleteSPWMwavedigitalrealization，thendiscussingthecauses，theInfluenceoftheinvertercircuitdeadtime，andcompensationmethods．Thearticlealsodescribesthesystemcontrolstrategy-fuzzyPIDcontroltechnology，anddesignedfuzzyPIDcontrollersource，thenthearticlehascarriedonthedetailedhardwarepartsforthesystemdesign，includingthemaincircuitdesigncomposedoftherectifierfiltercircuit，achoppercircuit，invertercircuit，step-uptransformer，ACfiltercircuit，thedesignofthecontrolcircuitwithDSPasthecoreandtheman—machineinterfacedesign．Thenthearticlecarriesonthesoftwaredesign，softwaredesignisakeypartofthesystem，designqualitydirectlyrelatedtothesystemCanworknormally,mainlycomposedbythemainprogram，SPWMwaveprograms，fuzzyPIDcontrol-productionprogram，SCIserialcommunicationroutinesanduserinterfaceprograms．Finally，accordingtothedesign，usingMATLAB／Simulinksimulationtoolstobuildalli曲一voltagepowersourcesystemsimulationmodel，throughtherepeatedsimulation，theresultverifiedtherationalityandvalidityofthedesign．IIKeyKeyword：High-voltagepowersignalsource；Faultycable；Sinepulsewidthmodulationtechnology；FuzzyPIDControlIII目录摘要目录摘要 IABSTRACT ．II第一章绪论1．1课题研究背景及意义 ．．11．2国内外研究现状及发展趋势 ．．21．2．1电力电子技术的发展现状 21．2．2逆变技术的发展现状 21．2．3高压大功率信号源研究现状 31．2．4高压大功率信号源的发展趋势 41-3高压大功率信号源设计技术指标 ．．41．4本文所做的主要工作 ．．5第二章高压大功率信号源基本原理及控制策略2．1信号源基本结构 72．2SPWM波数字式实现方法 ．．82．2．1脉宽调制原理 82．2．2SPWM波实现方法 ．112．3死区时间分析及补偿方法 ．132．3．1死区时间产生原因及其影响 132．3．2死区时间的补偿方法 ．．142．4控制策略选择．模糊PID控制技术 ．．152．4．1PID控制原理介绍 162．4．2模糊PID控制的基本原理 ．．172．5模糊PID控制器设计 172．6模糊PID控制器的工作过程 222．7本章小结 ．24第三章系统硬件设计3．1系统结构框图 ．253．2主电路组成 253．3整流及直流滤波电路设计 263．3．1单相桥式整流电路 ．．263．3．2功率器件选型 一273．4直流斩波电路的设计 ．283．5逆变电路的设计 293．6交流滤波电路的设计 303．7变压器设计 303．8控制电路组成 333．9驱动电路的设计 ．343．10反馈电路 一353．3．10．1输出电压、电流采样电路 353．10．2反馈信号调理电路 363．11人机界面电路设计 363．12本章小结 38第四章系统软件设计4．1开发环境 ．394．2DSP程序设计部分 ．394．2．1主程序 394．2．2SPWM脉冲的产生 ．404．2．3模糊PID控制算法实现 ．．414．2．4采样子程序 ．．424．2．5串行通信子程序 ．．434．2．6过流保护子程序 ．．444．3单片机程序设计 454．3．1人机界面程序 ．．454．3．2串口通信子程序 ．．454．4本章小结 46第五章系统仿真5．1仿真工具选择 475．2控制脉冲信号仿真 475．3整体系统仿真实验 ．495．4本章小结 51第六章总结与展望6．1总结 ．．536．2展望 53参考文献 ．．55致谢 ．．59附录A系统各部分电路图 ．60附录B攻读硕士学位期间发表论文 ．64第一章绪论第一章绪论第一章绪论第一章绪论1．1课题研究背景及意义高压大功率信号源也称为高压信号发生器，是一种将低压信号变换为高压信号的电力电子转换装置【l】，按其输出的信号类型可分为两大类：高压直流信号源和高压交流信号源。顾名思义，高压直流信号源输出的是高压直流信号，高压交流信号源则输出高压交流信号。随着科技的快速发展以及高性能DSP处理器的更新换代，高压大功率信号源的各方面性能都有了很大的提高，在许多领域发挥的作用也日益显著。如医院里的一些特殊检测设备、科研单位的高级试验装置、军事领域的精密设备都对其输入的电源信号在精度等方面有着特殊的要求【2】，而高压大功率信号源不仅能满足这些特殊设备的供电要求，还可以作为测试电源使用，其作用主要体现在以下几个方面：1、作为进口产品的供电电源，也可作为某些对电源要求较高设备的供电电源。2、高速铁路系统、高速电梯、高速机车等的测试电源。3、交流电机、UPS系统、马达等设备的测试电源。作为检测电源，高压大功率信号源的作用不仅在以上几个方面，其在电力系统中也发挥着日益显著的作用，如用于电力电缆的故障检测。目前，随着城市电网建设和改造力度的不断加大，城市用地不断减少与线路走廊急剧扩大的矛盾不断加深，地下电力电缆在电力线路中所占的比重也越来越大【3]。但设计安装不良、绝缘老化、施工破坏等因素造成电缆发生故障也时有发生【4】，一旦发生故障，如果不能快速地找出故障位置并排除故障，将会给社会带来巨大的损失。电力电缆故障测距工程现场一般采用应用较为广泛的离线测距法，主要包括经典电桥法【5】和行波法[131。电桥法的优缺点都比较明显，优点就是测量精度较高，现场接线方便，但要事先得知故障电缆的实际长度【6]。缺点是使用范围小，当发生高阻或闪络性故障时线路中电流很小，电桥法灵敏度不高不易测量，导致电桥法不适用于高阻或闪络性故障。行波法在工程现场应用较为广泛，也发展得比较成熟，主要有低压脉冲反射法、脉冲电流法、二次脉冲法等【7】。以上方法中，二次脉冲法应用最广、效果最佳，因为二次脉冲法可记录长线路的信号波形且不受故障点闪络时的电磁干扰，故精确度较高。采用行波法进行电力电缆故障检测，首先向被测电缆施加一个高压交流信号，高压交流信号在传输中遇到故障点后，立刻向输入端返回一个反馈信号，通过计算高压信号的传输时间以及分析接硕士学位论文收到的返回信号，可得到电力电缆的故障位置，所以高压信号源在电缆故障检测中起着硕士学位论文收到的返回信号，可得到电力电缆的故障位置，所以高压信号源在电缆故障检测中起着非常重要的作用【9】。在当前国内市场上，也存在着型号各异、功能不同的信号发生器，但由于技术不够成熟、制造工艺不好等方面的因数，这些信号源设备也有着各式各样的缺陷，主要表现在以下几点：输出电压幅值较低、电压可调范围窄甚至不可调、工作效率不高、输出波形畸变率高【8】。当信号发生器运用于电缆故障检测时，这些缺陷导致检测的效果不佳，误差较大。1．2国内外研究现状及发展趋势1．2．1电力电子技术的发展现状电力电子技术是-f3以“变流技术’’为基础而形成的科学【10】，通过电力电子器件实现对电能的控制和变换，目前已成为许多工科专业里一门必修的学科。电力电子技术的发展分为两个阶段‘n】：传统电力电子技术和现代电子技术。传统电力电子的兴起是以汞弧整流器件为基础的整流器，随着晶闸管的诞生，电力电子技术得到了快速的发展，但是由于晶闸管的缺乏自我关断能力、开关频率比较低等缺点，很大程度上限制了它的广泛使用。20世纪70年代至80年代，可自我关断的新一代大功率半导体开关器件横空出世，主要有可关断晶闸管【12】、双极型大功率晶体管[13]、大功率场效应管等‘141。它们不但具有自关断能力，开关频率也得到了极大的提高。此时，传统电力电子技术逐步步入现代电力电子时代。80年代以后，绝缘门极双极型晶体管(简称IGBT)[15]、MOS控制的晶体管(简称MCT)[16】、高频大功率静电感应式晶体管(简称SIT)[171等功率器件被相继开发出来标志着第三代大功率半导体开关器件的面世，第三代功率开关器件有着更高的开关频率(可达到几十甚至几百KHz)，耐压等级也变得更高，由此功率开关器件已经进入了到高频时代。近年来，功率集成电路(PowerIC，简称PIC)【191从面世到现在，已经在很多行业得到了广泛应用。PIC是微电子技术与电力电子技术相互渗透相互结合而产生的[201，在一个或几个芯片上集成了功率器件及其保护电路、驱动电路、接口电路等外围电路。与功率器件相比，PIC在体积、可靠性等方面都有很大的优势。1．2．2逆变技术的发展现状逆变技术是电力电子技术中的一个重要分支，目前人们普遍采用的是脉宽调制技术2第一章绪论(Pulse第一章绪论(PulseWidthModulation，简称PWM技术)[22]，即通过控制逆变电路开关器件的通断，得到一系列幅值相等且可以用来代替正弦波的脉冲。因为SPWM调制技术有着许多其他调制方法难以比拟的优点，使得其在在逆变电路中被广泛使用。1964年外国学者在实验中把通讯系统中的调制技术应用到逆变电路中而产生了正弦脉宽调制技术【2引，随着国内外学者的不断研究，进行了大量的改进和完善工作，使SPWM调制技术得到了快速发展。SPWM调制技术就是将调制波和载波叠加在一起并进行比较从而得到等幅不等宽的脉冲信号，其中载波为高频三角波，调制波为标准正弦波。SPWM调制效果明显，大大减少了高次谐波含量的产生，在控制和调节性能也有较大的优越性[25]。1．2．3高压大功率信号源研究现状上世纪70年代左右，日本的研究人员通过逆变技术，将工频交流电整成直流再逆变为3KHz左右的交流信号，最后经升压环节输出高压信号【231。1980年，新型的电力电子器件的出现推动了高压信号发生器的快速发展。SIMENS公司以新型功率晶闸管作为电路的开关器件，从而使高压信号发生器的工作频率达N20KHz，并用干式变压器替代了原来的油浸式变压器，使信号发生器的总体积大大减小。90年代中期，高性能功率半导体器件的发展同时也带动了推动了高压信号发生器的高频化进程。如由飞利浦公司研发的30KW以下的移动式X光机的射线发生装置，其工作频率高达30KHz，霍夫曼公司生产的高压信号发生器输出的信号更是达到40KHz及以上的高频。信号发生器高频化的同时，功率也在逐渐增大。俄罗斯于90年代末成功研发出用于雷达发射机测量的额定容量为150KW的高压信号发生器，EEV公司也相继诞生了300KW的大功率电源。与国外相比，我国对于高压信号发生器的研究起步较晚，但作为中国科学院的重点攻关项目，经过我国科研人员的刻苦研究，同样也取得了不小的成果。上世纪90年代末期，中科院成功研制出50KW的恒流信号源，相继不久，规格为50KV／4A的高压信号源也诞生于西北核技术研究院。21世纪初，中科院物理研究所以50KW恒流信号源为基础成功研发出功率为20KW、输出电压为200KV的高压直流信号源。在实际应用方面，最为成功的是南京电子技术研究所将其研制的24KW高压信号源应用于雷达发射机上，使用效果良好。国内对于高压信号源的研究，虽然也取得了一系列的成果，但与国外成熟的技术相比，依然存在不小的差距。目前国内生产的高压信号源设备普遍存在着工作效率不高、输出波形畸变、精度低等通病，这些不足大大限制了信号源的广泛应用。3硕士学位论文1硕士学位论文1．2．4高压大功率信号源的发展趋势(1)模块化‘25】：主要为功率器件和相关外围电路的模块化。一般常见的器件模块，含有一单元、二单元、六单元甚至七单元。近年来，许多公司将驱动电路和开关器件一起集成到功率模块中，形成了新型的功率模块(IPM)，这样一方面方便减小了整机体积，另一方面整机设计也得到了简化。也有一些厂商创新研发的“用户专用”功率模块(ASPM)，几乎所有的硬件设备都被集成到一个安装模块中，这样可将寄生参数大大降低，从而提高了设备的可靠性。(2)数字化‘26】：控制电路、驱动电路等采用集成组件，控制手段用DSP等高性能微处理器为核心组成的软件控制方式，使其智能化水平达到较高的程度，可进一步提高设备的稳定性。(3)高频化‘28]：在一些比较特殊的应用领域，比如国防军事、航空飞机、高速铁路所需要的检测信号可达到几十甚至几十千赫兹，这就使得信号源向高频化发展以适应行业的需求。(4)绿色化‘291：当代社会，人们追求绿色食品、绿色环境、绿色生活，当然，绿色能源亦是不可或缺的，人们对“绿色”的渴望空前膨胀。所谓的绿色能源，就是指能源在产生或者消费过程中，对人类的生态环境不会产生任何污染或者低污染。信号源的绿色化有以下两个方面的内容：节能，即耗能低；对电网的污染少甚至没有污染，输出信号高次谐波含量少。1．3高压大功率信号源设计技术指标基于目前国内外高压大功率信号源的研究现状，为解决电力部门在电力电缆故障检测方面的困扰，本文提出了一种三相交流高压信号源系统的设计方法。该方法可实现信号源输出电压、频率在较宽的范围内可调，由于采用高性能DSP芯片控制模拟主电路的工作方式，数字化程度较高，信号源输出波形稳定、纹波含量低，且工作效率大大提高。根据实际需要，本文设计的交流信号源指标如下：(1)220V_T_频交流电输入；(2)输出信号为三相正弦波；(3)输出的高压幅值在1500～9000V内可调；．(4)频率可调，范围为50Hz～5KHz；4第一章绪论(5)第一章绪论(5)输出电压误差在2％以内；(6)输出电流限制在10A以下；1．4本文所做的主要工作根据以上组技术指标，本文提出了一套基于DSP控制器的三相高压大功率信号源系统的设计方案，各章节内容安排如下：第一章绪论部分，主要介绍信号源设备的研究背景及现实意义、国内外电力电子技术、逆变技术的发展历史和研究现状以及信号源设备的发展趋势，并确定了信号源的主要技术指标。第二章首先介绍了信号源系统设计基本原理，并重点介绍了信号源设计所需的关键技术，如正弦脉宽调制技术、SPWM波生成方法及逆变电路中IGBT开断时产生的死区效应及其补偿方法。接着确定了系统的控制策略，简单介绍了PID控制技术，然后详细介绍了在PID控制上加入模糊控制得到的模糊PID控制技术，最后重点分析了模糊PID控制器实时跟踪调整信号源系统输出电压的过程。第三章根据系统的技术指标，给出了信号源系统总体框架构成，对硬件系统进行了详细的设计，首先是主电路的设计，包括电路结构确定及电路中主要功率元件的计算选型，如整流电路、斩波电路、逆变电路、升压变压器等。然后是控制电路的设计，包括DSP控制芯片的选取及IGBT驱动电路、反馈电路、人机界面等各个子电路。第四章软件部分相当于系统大脑，本章重点进行了以DSP及单片机为核心的各软件子模块的设计。第五章本章为仿真实验，通过搭建SPWM仿真模型和信号源整体系统仿真模型，进行多次仿真，并对仿真波形进行详细分析，验证了设计方案的有效性。第六章主要为总结和展望。5硕士学位论文6硕士学位论文6第二章高压大功率信号源基本原理及控制策略第二章高压大功率信号源基本原理及控制策略第二章高压大功率信号源基本原理及控制策略第二章高压大功率信号源基本原理及控制策略2．1信号源基本结构信号源是一种信号发射装置，确切地说，更是一种信号变换系统，其功能是将普通电源信号转换为指定的电源信号。根据结构不同，主要分为以下两种，交流．交流(AC．AC)型和交流．直流．交流(AC．DC-AC)型。交流．交流称为直接式结构[311，如图2．1所示，即将输入的交流信号直接转变为所需的交流信号，省略了中间直流变换环节；而交流．直流一交流称为间接式结构，如图2．1所示，先将输入的交流信号整定为直流信号，再将直流信号逆变成所需的交流信号。图2．I交交结构根据直流滤波方式的不同，交一直一交型信号源系统可以分为电压型和电流型。电压型使用电容滤波，电压波形脉动小；电流型使用电感滤波，电流波形脉动小，如下图2．2所示。AC乜，，AC／DC TDC／ACAC ——n八’LdAC／DC DC／AC图2．2交直交结构由于交．直．交型转换系统中间直流环节采用的滤波形式不同，导致电压型交．直．交转换系统和电流型交．直．交转换系统性能差别很大。电压型交．直．交转换结构的优点有：(1)直流变换环节采用电容滤波，直流电压信号更趋稳定，系统输出阻抗较小，电压信号脉动小。7硕士学位论文(2)硕士学位论文(2)对桥臂的四支开关管耐压值要求降低。电流型交．直．交转换结构的优点有：(1)直流变换环节采用电感滤波，直流电流信号更趋稳定，系统输出阻抗大，电流信号脉动小。(2)对桥臂的四支开关管耐压值要求增加。结合系统的结构和控制方式，本信号源系统采用的是电压型交．直．交结构。2．2SPWM波数字式实现方法2．2．1脉宽调制原理脉冲宽度调制(PulseWidthModulation，即PWM)[321，是对脉冲宽度进行调制的一种技术，对幅值相等形状不同的脉冲信号的进行宽度调制，获得面积相等的等效脉冲。面积等效原理【331是PWM脉宽调制技术的理论基础，脉冲面积相等也可以说是冲量相等，等效脉冲施加在同一个惯性环节上，输出响应是等效的。|．L J JL弱 L 叁。 匡园△圉。■r(a) (b) (c)图2．3不同形状而冲量相同的脉冲将信号正弦半波等效分割成面积相等的N个冲量，因此半波信号就可以由这N个面积相等的脉冲序列等效而成。等效的脉冲宽度均为z／N，则各个脉冲的幅值按正弦规律变化。同理，将等效的脉冲序列用一系列相等面积、相同幅值但宽度不等的方波代替，这些方波脉冲的宽度也是按正弦规律变化的。由等效原理可知这些矩形波与正弦半波是等效的，即为正弦脉冲宽度调制技术原理【3J。给定一正弦波，其频率和幅值为已知量，若己知正弦半波的等效脉冲数N，则每个SPWM波的脉冲间隔就能计算出来，所以每个脉冲的宽度也可以得到。用得到的等效脉冲系列控制逆变桥中开关器件的开通及关断时间‘331，得到的输出就是SPWM波。但是这种获得SPWM波的方法计算太过复杂，操作起来困难较大，尤其是需要改变SPWM8第二章高压大功率信号源基本原理及控制策略波的参数时，调制波的脉宽和间隔需要重新计算，处理过程复杂，实际应用不具备可行第二章高压大功率信号源基本原理及控制策略波的参数时，调制波的脉宽和间隔需要重新计算，处理过程复杂，实际应用不具备可行性。实际采用具有可行性的调制法，产生$1，W1VI波形。$1，WM波的产生原理是以标准正弦波作为调制信号，三角波(等腰△)作为载波信号，将这两种波形叠加在同一水平线上进行比较分析，得到一系列的方波脉冲，即$1，WTVI波。作为载波的三角波(等腰A)的两腰的宽度随着调制信号的幅值而变化，当调制正弦波与三角载波叠加相交时，产生一系列高度相等、宽度正比于正弦波幅值的脉冲序列。根据选择的载波与调制波的极性不同，$1，W1VI技术主要有两种方式，单极性和双极性【34】。若载波和调制波极性相同为单极性，否则为双极性。以单相全桥逆变电路为例分别介绍其工作过程，原理图如图2．4。图2．4单相全桥逆变电路(1)单极性$1，WiVI如图2．5所示，图中三角载波信号为正时，正弦调制波信号同样为正；三角波载波信号为负时，正弦波调制波信号同样为负，两种波形始终保持相同极性。当调制波Ur和载波l_Jc处于正半周期，两种曲线相互叠加比较后产生正半周期的脉宽调制信号，此时，开关器件Q：和Q3一直处于关断状态，当ur>uc时，开关器件Ql和Q。导通，负载上为正向电压，输出也为正电压，当1．Jc>l_Jr时，Q】和Q。关断；当两调制波ur和载波uc均为负半周期，经过比较电路后输出负向调制信号，此时Q1、Q。关断，当l,Jc>1．Jr时，Q：和Q，处于导i直-r-_作状态，负载两端为正向电压，输出电压也为正，当Uc<1．Jr时，开关管Q】和Q4关断。9硕士学位论文燃硕士学位论文燃獭鍪l0口口口0i：i!』：；． u；02l!l 0口口口0 厂图2．5单极性调制原理(2)双极性SPWM双极性SPWM是指等腰三角载波信号Uc与正弦调制信号Ur都为完整的波形信号‘31，等腰三角波Uc为正负对称脉冲，正弦波为周期性波形，两种信号置于一起进行比较，得到双极性的SPWM波，如图2．6所示。当正弦波蹄处于正半周且Uc<Ur时，开关器件Ql、Q4导通，开关器件鲮、Q3关断，输出在负载两端的为正向电压u。；当ue>Ur时，开关器件Q：、Q3导通，开关器件Q1和Q4关断，输出负载两端的为正向电压．U。。图2．6双极性调制原理lO第二章高压大功率信号源基本原理及控制策略(3)第二章高压大功率信号源基本原理及控制策略(3)单极性SPWM双极性SPWM比较第一、效率方面。当功率不大时，开关器件消耗的能量占有总损耗的很大比例，这种情况下单极性SPWM调制较双极性调制的效率要高出很多，因为运用双极性SPWM调制时，开关器件都以很高的频率进行导通关断间的切换；而单极调制时，工作中两只开关器件高频开断，另外两只开关器件工作在低频状态，可见单极SPWM调制效率更高；但是当功率较大时，选择双极性调制则更加合理。第二、谐波方面。通过对这两种调制方法原理的分析，并结合已有的实践经验可知，采用单极性调制技术时输出电压的谐波含量较双极性要小。第三、过零点畸变‘351。采用单极性调制时，工作在低频状态下的桥臂使得正弦波过零点时很容易发生畸变。而双极性调制中，开关器件以相同的频率导通关断，IGBT门极信号对称互补，使得正弦调制波过零时基本不会畸变，综合考虑单极性与双极性调制的特点，结合本文信号源容量大小，选择双极性SPWM调制。2．2．2SPWM波实现方法传统的SPWM实现方法是通过模拟发生电路产生标准的正弦波和等腰三角波，再将这两种波形输入比较器中得到交点位置，在交点位置控制开关器件的通断，就得到了SPWM波。但这种实现方法由于发生电路复杂且精确度不够导致难以实施。目前运用比较广泛的方法是使用微机控制技术通过软件算法获得SPWM波形。下面主要介绍几种通过控制器生成SPWM波的基本方法。(1)自然采样法根据前面介绍的双极性SPWM控制的方法原理，在载波和调制波的交点位置时刻控制开关器件的开通与关断，这种方法称为自然采样法。图2．7详细描绘了自然采样法形成SPWM控制波的过程。图2．7自然采样法11硕士学位论文t硕士学位论文t爿时刻两种波形曲线的交于A点，此时发出脉冲，交点B时刻tB结束脉冲，t：为脉宽，f1+f3为脉宽间歇时间，乏=fl+f2+t3为载波周期，M=兰盟为调制度，【，。为调I"T。cm制波幅值，％为载波幅值。设U册=1，则M=u瑚，正弦调制波甜，．=Msinwt，其中w为调制波的频率，所以很容易得到脉冲的时间宽度。t2=乏／2[1+M／(sinwt一+sinWt占)】 (2．1)很明显，上述方程一个超越方程，其中参数t』、t8也是与其他载波比和调制度等相关的未知数，不容易求出，同时f。≠f，，使得问题更加复杂，所以自然采样法不利于控制器对SPWM波产生阶段的实时控制。(2)规则采样法图2。8为规则采样法1【36】。如图所示，找到三角载波每个周期的正向最大值，以此点向下作一垂线必与正弦调制波相交于一点D，此点电压设为U。，再以D点作一平行线与三角波交于A、B两点，贝,lJt彳、tB就是SPWM波形脉冲的发出和结束时刻。脉宽时间t：，也就是图中A、B之两点的距离，可以看出规则采样法1的计算与自然采样法相比要简单容易，但是这样所得的脉冲宽度将比实际宽度偏小使得在控制过程中会造成较大的误差，这是因为A、B之两点都位于调制波的同侧。瓜------A-如。inwt，7勺A＼也 tB／BrV么“卜T。图2．8规则采样法1图2．9为规则采样法2。与规则采样法l相似，在三角载波每个周期的固定时刻找到正弦调制波上的采样电压值，但不同的是，此时是在三角载波负峰值处向t轴作一垂线，垂线与正弦调制波交于一点E，此点电压为采样电压甜。。再以E点作平行于t轴12第二章高压大功率信号源基本原理及控制策略的平行线，该平行线必与载波曲线交于第二章高压大功率信号源基本原理及控制策略的平行线，该平行线必与载波曲线交于A、B两点，t一、tB就是发出和结束脉冲的时刻，A、B两点的距离确定了脉宽时间的长短t：。由于A、B两点位于正弦调制波的异侧，大大减少了脉宽生成误差，产生的SPWM波形也比较准确。／卜AE BAk，位＼。．。／I V∥sT。图2．9规则采样法2实际上，规则采样法就是用阶梯波来替代正弦波，这样可使算法明显简化。所谓规则采样，就是三角波的每个周期的采样时刻都是确定的。这里以规则采样法2的采样时刻为例，其采样时刻分别为Msinwte、Msin(wte+Tc)、Msin(wte+21b)所以得到脉冲宽度：t2=rc／2(1+Msinwte) (2．2)间歇时间：tl=t3 1／2(Tc—t2) (2．3)II根据本文本系统设计需要，最终采用了便于控制器实时控制且控制误差较小的规则采样法2。2．3死区时间分析及补偿方法2．3．1死区时间产生原因及其影响一般来说，相同型号的功率开关器件的开通时间都小于其关断时间[37】，这是由开关管的固有存储时间等因数造成的。所以，桥式逆变电路工作时，其同一个桥臂上的上下两只功率开关管就会在某段时间内同时导通而发生直通现象，发生直通故障瞬间会产生很大的冲击电流从而对功率器件、电源等设备造成损坏。为了避免同一桥臂上下两个功率开关管同时导通发生短路故障，常用的方法是当功率开关管关断后延迟一个时间￡再开通同一桥臂的另一只开关管，这样就可以确保功率开关管开通前同一桥臂的另一开关13硕士学位论文管已经可靠关断。从保护逆变电路方面来说，死区时间很有必要，但是死区时间的存在硕士学位论文管已经可靠关断。从保护逆变电路方面来说，死区时间很有必要，但是死区时间的存在也会导致输出波形产生误差，所以，综合这两方面的因数，在保证逆变电路中各个桥臂不发生直通故障的前提下，死区时间应越短越好，输出的波形也越精确。乃≥td(够)+t，一td(㈣ (2．4)上式中：tdto矿)代表功率管闭合后的延迟时间，ti代表功率管的下降时间，tdto．)代表功率管导通前的延迟时间。由于功率开关管寄生结电容的固有充放电时间的也会对死区时间产生影响，一般死区时间的设置都会留有合适的裕量，通常乃≥2(td(够)-I-tf) (2·5)死区时间的设置在确保逆变电路及其功率开关管避免损坏从而能正常工作方面有着巨大的作用，但是过大的死区时间使得开关管的开通时间明显减小，这样带来的不良影响就是：谐波分量增加，输出电压波形容易产生畸变。所以选择合适的死区时间尤为重要。逆变器的驱动信号的基本参数也会对到死区效应[31带来很大的影响，以下为影响死区效应的几个重要因数：(1)基波频率【381。在调制度和载波比保持不变的条件下，如果基波频率过高，会使得基波电压削减过大，低次谐波幅值也会变宽，输出波形就会越不准确。(2)载波比【39]。在调制度和基波频率保持不变的条件下，如果载波比越大，逆变电路就会输出近似于标准正弦波【31的电压信号。随着载波比增大到一定的程度，会导致逆变器输出信号的基波幅值大幅缩减，而各低次谐波幅值却会大幅增大。这里有一个最佳载波比的问题，当载波比逐渐变大的过程中，输出波形中含有的低次谐波幅值首先会逐渐增大，但是达到一个峰值后又会逐渐减小。(3)调制度‘401。在基波频率和载波比保持不变的条件下，如果调制度变大，逆变器输出信号基波幅值也会随之增大，但所含低次谐波的含量与幅值大小不会变化，输出波形失真度减小，从而可以减小死区效应带来的不利影响。2．3．2死区时间的补偿方法对于死区效应及其所引起的一系列问题，近年来，许多研究人员进行了大量的研究与实验，也取得了丰富的研究成果。目前减小死区效应的方法措施主要可从两个方面着手：硬件电路方面和软件方面。硬件电路方面补偿分为电压反馈型补偿法‘411和电流反馈14第二章高压大功率信号源基本原理及控制策略第二章高压大功率信号源基本原理及控制策略型补偿法【421，下面分别具体介绍这两种方法。l、电压反馈型补偿法。所谓电压反馈补偿法，首先通过采样电路采集逆变电路的实时输出电压值，将采集的电压值与用户事先设置的指令电压进行比较，将得到的电压差与正弦调制波叠加得到修正后的SPWM波，最后在修正后的SPWM信号中加入死区时间就获得了最终的控制驱动信号。理想状态下，通过采样电路采集电压并经闭环反馈后应该可以消除包括死去时间等引起的所有输出误差，但是死区时间一般都设置为微秒级别，这样就对采样电路的精确度提出了很高的要求。所以若采用电压反馈补偿法，高精度电路结构臃肿元器件种类繁多，而且在实时反应方面也有致命的缺陷。2、电流反馈型补偿法。电流补偿法的原理与电压反馈补偿法相似，不同的是电流反馈补偿法是通过电流检测装置检测到输出电流的极性，从而为死区效应设定了合适的补偿时间。然而在实践过程中，因为输出电流中存在一定的噪声谐波含量，使得正弦变化的电流波形在经过零点时会产生模糊现象，这对检测电流极性的准确性有较大的影响。为了获得准确的电流极性从而从死区时间进行合适的补偿，也可以通过滤波的方法获得输出电流的极性。但是由于滤波环节有一个巨大的缺陷，它的滞后性会使采集到的信号严重滞后于实际信号，可能导致选取不合适的补偿时间。通过以上分析，采用电压反馈型补偿法或电流反馈型补偿法对死区效应的补偿效果都不理想。目前效果较好的补偿方法是软件补偿法，主要有基于脉冲的死区时间补偿法、电压输出时间补偿法等。本文采用基于脉冲的死区时间补偿法，可通过DSP编程实现。系统采用的芯片TMS320F2812内含有PWM波形发生器，在编写SPWM波产生程序时，只需在死区时间计数器之前调整波形发生器的脉冲时间，也就是改变开关时间来进行补偿。这种方法的优点是方便简单，只需己知输出电流极性并送入DSP芯片即可，无需考虑相位等其它因数。2．4控制策略选择．模糊PID控制技术信号策略的主要功能是使系统输出理想的三相高压交流信号，当输出信号出现较大偏差时，控制器能够利用控制策略及时地调整输出信号。本文设计的高压大功率信号源中，输出电压和电流经过采样反馈电路输入控制器，控制器接收到采集的电压电流经过分析，计算出控制量，并以控制量为依据调整SPWM控制信号的占空比，就可以达到调整输出波形的目的。以信号源输出电压为例，当信号源的输出电压因为某种原因波动过大超出误差范围时，控制器通过将输出电压反馈值与设定值进行比较后及时修正直流15硕士学位论文斩波电路中硕士学位论文斩波电路中IGBT的控制脉冲信号，从而将输出电压调整到理想范围内。2．4．1PID控制原理介绍随着计算机技术的不断发展进步，控制理论经历了三个阶段[43】：从经典控制理论到现代控制理论，再到智能控制理论。其中，智能控制理论主要有人工神经网络控制、模糊控制、遗传算法等。在经典控制理论中，PID控制以其算法简单、可靠性好等优点被人们广泛使用。PID控制目前是一种比较主流的控制技术【删，基本原理是根据最优化原则对系统偏差进行一系列的比例、积分和微分的运算，实现系统的最优整定。在连续系统中，PID控制的传递表达式为：川)=kpM卅廿∽dt+kD掣] (2．6)传递函数为：甙s)=kp(1+士+kos) (2．7)其中，丸为比例系数，砖为积分系数，％为微分系数。PID校正环节的作用分别如下：(1)PID控制器中的比例环节可以通过分析系统的偏差信号从而做出反应，但是如果比例系数太大可能会导致系统输出超调振荡，所以选择合适大小的比例系数十分重要。(2)通过积分环节基本可以达到消除静态误差的目的，而且系数0的大小对消除静态误差的能力取决定性作用，如果f，越小，则消除误差能力越强，反之，如果f，越大，则消除误差能力越弱。然而，积分环节起消除静态误差作用的同时，也会使系统具有滞后性，响应速度变缓，所以，要正确选择积分时间系数。(3)微分环节是通过预测偏差信号的变化趋势，从而缩短调节时间。但考虑到微分环节具有超前的性质，可能会对输入的噪声进行放大，甚至影响系统的稳定性。PID控制器参数吒、t、％以及采样周期乃的整定根据采样定理，当采样频率f≥丘时，系统可真实的恢复原来的连续信号。从理论上讲，采样频率越高，信号还原度越高。但数字控制器是依靠偏差信号e∞进行调节计算的，当采样周期Z很小时，偏差信号e(1()的也会过小，此控制器将会失去调节作用。16第二章高压大功率信号源基本原理及控制策略因此采样周期第二章高压大功率信号源基本原理及控制策略因此采样周期Z必须综合考虑。实际系统中Z的整定多用凑试法。即根据被控对象的特点和参数，先粗选一个采样周期Z，送入微处理器控制系统进行试验，根据对被控对象的实际控制效果，反复修改Z，直到满意为止。对比例系数k。、积分时间系数砖和微分时间系数％的整定一般采用归一整定法。首先，令kl、％为0，增加比例放大倍数尼。，直到系统振荡，即使系统的闭环极点位于z平面的单位圆上，此时的比例系数为尼。，系统振荡频率为Wm。因此露。、砖、k可由下式确定：k=0．6k k。：—kpW—2i％尼。：kj_L (2．8(2·8)p=m 4u2．4．2模糊PID控制的基本原理模糊控制是以模糊逻辑为理论基础而发展起来的[45】，与传统的逻辑系统相比，它更贴近于我们的思维想象方式，而且对于世界上的一些抽象的不确定事物有特殊的确定方法。模糊控制基本思想是：通过将人类的决策描述语言转化为一系列的条件语句，一般由一些模糊性词语，如“偏小”，“较大”等组成，也就是控制规则，然后运用程序实现对这些规则的软件化，进而可以模拟人的思维实现自动控制。它的优点是不用建立复杂的数学模型。实践证明，当有些系统的信息不确定、不精确的情况下，使用模糊控制能达到更好的控制效果。模糊推理系统主要由模糊化、规则库、模糊推理过程(对数据进行处理)、去模糊化等部分组成[5】。模糊推理系统对输入和输出数据的精确度要求都非常高。模糊控制过程的第一步是模糊化，将实际确定的输入数据替换成相应模糊集合里模糊量。输入量经模糊处理后，模糊推理环节才能对它进行处理。模糊推理是模糊推理系统的核心环节，也是最重要的部分。它具有与人相似的模糊推理能力，根据已经模糊化的输入量，通过模糊控制规则实现模糊推理，并解出模糊关系方程从而得到模糊控制量。最后一步是去模糊化，因为模糊推理得到的模糊控制量不能直接运用于控制对象。去模糊化与模糊化相反，就是把模糊控制量转换成实际控制量。2．5模糊PID控制器设计模糊PID控制器是在一般PID控制系统的基础上，加上一个模糊控制环节，利用模糊控制规则在线对PID参数进行修改的一种自适应控制系统。它以误差e和误差变化ec作为输入，可以满足不同时刻的e和ec对参数自整定的要求。它将模糊控制和PID控17硕士学位论文制器两者结合起来，扬长避短，既具有模糊控制灵活而适应性强的优点，又具有硕士学位论文制器两者结合起来，扬长避短，既具有模糊控制灵活而适应性强的优点，又具有PID控制精度高的特点，它无须建立复杂的数学模型，对复杂控制系统和高精度伺服系统具有良好的控制效果，整体结构如图2．10所示。图2．10模糊PD控制结构图图中，r、Y分别为给定输入输出，e、ec为误差和误差变化。PID参数模糊自整定是找出PID3个参数与e和ec之间的模糊关系，在允许中通过不断检测e和ec，根据模糊控制原理来对3个参数进行修改，以满足不同e和ec时对控制参数的不同要求，而使被控对象有良好的动、静态性能。模糊PID控制器的设计步骤(1)确定输入、输出量，并定义模糊集本文设计的是两输入、三输出模糊控制器，以偏差信号e及偏差信号变化率ec作为输入量，％，酏，△％作为输出量。依据模糊PID控制器的控制规律以及经典PID的控制方法，同时兼顾控制精度，论文将输入的误差(e)和误差微分(ec)分为7个模糊集：NB(负大)，NM(负中)，NS(负小)，ZO(零)，PS(正小)，PM(正中)，PB(正大)。即模糊子集为e，ec={NB，NM，NS，ZO，PS，PM，PB}将输出的量％，△磅，△％也分为7个模糊集：NB(负大)，NM(负中)，NS(负d、)，zo(零)，PS(正小)，PM(正中)，PB(正大)。即模糊子集为△％，酏，屹2{NB，NM，Ns，zo，PS，PM，PB)(2)确定输入输出变量的实际论域根据控制要求，对各个输入，输出变量的论域取值如下：e，ec论域：(．3，．2，．1，0，1，2，3)E，EC论域：<．3，．2，．1，0，1，2，3)啦，酏，嘞论域：(-1．0，一0．67，-0．33，0，0．33，0．67，1．o)应用模糊合成推理PID参数的整定算法，第k个采样时间的整定为：18第二章高压大功率信号源基本原理及控制策略Kp(k)2第二章高压大功率信号源基本原理及控制策略Kp(k)2巧。+峰(尼)，Kr(尼)=K。+峨(尼)，髟(尼)=心。+AKd(k)(2．9)式中Kp。，墨。，亿。为经典PID控制器的初始参数。为了便于系统输入，输出参数映射到论域内，根据实验和相关经验，确定模糊化因子为：ke=kec=l，解模糊因子为：KI=K2=Ks=I。(3)输入输出量隶属函数的确定为了计算机处理和实现的方便，输入偏差E和偏差变化率EC和输出隶属度函数均采用线性函数。涉及模糊偏差E、偏差变化率Ec和心p，她，叱的论域所对应的模糊语言变量的隶属度函数分别如图2．11、图2．12所示。谳—坚 掣 N； >_0．67>0．33图2．11输入量E、EC隶属度函数 图2．12输出量嘞，△吃，△屹隶属度函数(4)确定模糊控制规则根据工程设计人员的技术知识和实际操作经验，得到啦，△砖，嘞的模糊规则如下：1．If(EisNB)and(ECisNB)then(啦isPB)(她isNB)(屹isPs)2．If(EisNB)and(ECisNM)then(啦isPB)(酏isNB)(AkdisNS)3．If(EisNB)and(ECisNS)then(％isPM)(酏isNM)(AkdisNB)4．If(EisPB)and(ECisPB)then(啦isNB)(酏isPB)(△％isPB)i49．If(EisPB)and(ECisPB)then(啦isNB)(酏isPB)(AkdisPB)将以上49条规则定义成模糊规则控制表，见表2．1、2．2、2．3。嘞作为P1D控制的比例环节，其对控制系统影响是最大的。所以其作为主要的参数需要认真调试。首先可以在刚开始调节的时候把啦设置得适当大一些，这样有利于19硕士学位论文找出系统的状态稳定点；然后可以调小一点屹，使系统兼顾控制的精细度；最后可以硕士学位论文找出系统的状态稳定点；然后可以调小一点屹，使系统兼顾控制的精细度；最后可以稍微增大啦，使系统的调节时间缩小。表2．1比例系数修正量放p的模糊规则吨C4局 ＼NB NM NS ZO PS PM PB>JNB PB PB PMPMPS ZO ZONMPB PB PM PS PS ZO NSNS PMPMPM PS ZO NS NSZO PMPM PS ZO NS NMNMPS PS PS ZO NS NS NMNMPM PS ZO NS NMNMNMNBPB ZOZO NMNMNMNB NB酏作为PID控制的积分环节，其典型特征就是对过去的信息进行累计。其调节需要遵循先慢后快的节奏。首先，△砖可以取得稍微小一些的值，这样可以让比例环节发挥更大的作用；然后可以再增大一点，这样可以实现信息的有效累计；最后，适当调大她，使整个系统处于稳态运行状态。表2．2积分系数修正量Ak，的模糊规则＼ECAKi ＼NB NM NS ZO PS PM PB≯J．NB NB NB NMNMNS ZO ZONM NB NB NMNS NS ZO ZONS NB NMNS NS ZO PS PSZO NMNMNS ZO PS PMPMPS NMNS ZO PS PS PMPBPM ZO ZO PS PS PMPB PBPB ZO ZO PS PMPMPB PB嘞作为PID控制的微分环节，其主要是用来改善系统的动态性能。首先，需要适当调节△％处于一个适中的位置，其可以产生早期的修正信号，用于改善控制系统的稳定性；然后，需要适当再调大一些屹，微分信号作为典型的中期信号，将其作用于中频带具有明显的效果；最后，调小一下△％可以有助于系统更快的达到稳定。20第二章高压大功率信号源基本原理及控制策略表第二章高压大功率信号源基本原理及控制策略表2．3微分系数修正量瓴的模糊规则＼EC4局 ＼NB NM NS ZO PS PM PB>心，NB PS NS NB NB NB NM PSNM PS NS NB NM NM NS Z0NS ZO NS NM NM NS NS ZOZO ZO NS NS NS NS NS ZOPS ZO ZO ZO ZO ZO ZO ZOPM PB NS PS PS PS PS PBPB PB PM PM PM PS PS PB(5)求出模糊控制查询表将(4)的模糊控制规则和(1)(2)(3)中确定的输入输出量以及隶属函数求出模糊控制器的输出。这些输出值是PID参数的调整量，把它们与输入量在一个表中按一定关系列出就构成了模糊控制查询表，PID三个参数一般是独立调整，所以有三个模糊控制表，如下所示。表2．4比例系数修正量叱查询表N，．3 ．2 ．1 0 1 2 3＼EC4晦 ＼．3 ．1 ．1 ．0．67 ．0．67 ．0．33 O 0．2 ．1 ．1 ．0．67 ．0．33 ．0．33 O 0．33．1 ．O．67 ．O．67 ．0．67 ．0．33 0 0．33 O．330 ．0．67 ．0．67 ．O．33 0 O．33 0．67 0．671 —0．33 ．0．33 0 0．33 O．33 0．67 0．672 ．O．33 0 0．33 0．67 0．67 0．67 ．13 0 0 0．67 O．67 O．67 ．1 ．1表2．5积分系数修正量龇，查询表＼EC■≤．3 ．2 ．1 0 1 2 3．3 ．1 ．1 ．0．67 ．0．67 ．0．33 0 0．2 ．1 ．1 ．O．67 ．O．33 ．0．33 O 0．1 ．1 ．O．67 ．O．33 ．O．33 0 O．33 0．330 ．O．67 ．O．67 —0．33 O 0．33 0．67 0．671 ．O．67 ．0．33 O 0．33 0-33 0．67 l2 O O 0．33 0．33 0．67 1 13 0 O 0．33 0．67 0．67 1 121硕士学位论文表硕士学位论文表2．6微分系数修正量战查询表N：．3 -2 ．1 0 1 2 3＼EC么妫 ＼．3 0．33 ．0．33 ．1 ．1 ．1 ．0．67 O．33．2 O．33 ．0．33 ．1 ．0．67 ．0．67 ．0．33 O．1 O ．O．33 ．0．67 ．O．67 ．0．33 ．0．33 0O O ．0．33 ．0．33 ．O．33 ．O．33 ．0．33 O1 0 0 O 0 0 O 02 1 ．0．33 0．33 0．33 O．33 O．33 13 1 O．67 0．67 0．67 0．33 0-33 1(6)解模糊解模糊也为去模糊化，实际上就是一个从模糊控制作用空间到精确控制作用空间的映射，即解模糊判决，判决的方法很多，较常用的有以下几种：最大隶属度法、取中位法、加权平均法等。本文采用的是加权平均法，也就是重心法。它针对论域中的每个元素ui(i=l，2n)，对控制作用模糊集的隶属度U@)为权系数进行加权平均而求得结果。设U={U，Ii=ln}有：“o=鼍∑u(“f)“f(2．10)∑u∽)2．6模糊PID控制器的工作过程下面分析模糊PID控制器对信号源系统输出电压的调节过程，如图3．3所示(1)将实时采集的输出电压U和预先设定的理想电压U。进行比较后得到电压偏差信号e及其变化率ec。(2)将偏差e及其变化率ec模糊化得到E和EC，根据模糊控制规则进行模糊推理，得到△％，然，嘞，再进行解模糊，从而获得精确的△％，她，△％，运用加权平均法对模糊量进行解模糊，步骤如下：根据隶属函数，获得庇力属于七个模糊集的隶属度，分别记为U、呸、％、乩、虬、氓、％；根据隶属函数，获得△岛属于七个模糊集的隶属度，分别22第二章高压大功率信号源基本原理及控制策略记为巧、第二章高压大功率信号源基本原理及控制策略记为巧、K、巧、v4、K、圪、巧；根据隶属函数，获得嘞属于七个模糊集的隶属度，分别记为％、％、呢、w4、形、w6、％。比例系数修正量触。为：△＆：=x(-0．6)+W3x(-0．3)+—W40+W50．3+W60．6+W70．9 (2。13),ak。：堡兰!二!：!!：坠兰!二!：旦±坠兰!兰：!!±坠兰!±坠兰!：!±坠三!：!±坠兰!：!(2．11)U+％+％+％+％+吒+％△后。：—W1积分系数修正量fiJ'：i为：巧×(-o．9)+％×(-o．6)+巧x(-o．3)+■×0+蚝×0．3+圪×0．3+巧×o．9 r，'1，、Vl+％+圪+巧+蚝+％+巧微分系数修正量战为：x(-0．9)+W2％+％+呢+呢+％+％+％(3)误差e及其变化率列以依次经过PID调节器、占空比调节器及反馈电路，获得占空比调整信号△万。占空比调整信号△万随电压偏差信号△u而调整的公式为：△万=軎(一Ab"一kSAV) (2．14)占空比调节器的传递函数为：G1∽=器一嘉 眨㈣上式中，参数稚为占空比的调整增益，?为电压调整时间常数。根据终值定理，单位阶跃响应，即AU=1时，占空比调整信号△万为：△万=l，i．m。A艿(f)=l，i+m。sA万(s)=7盔sG10)△u。)=l。i．m。s×(一高)×j1=一k(2．16)即稳定状态下，占空比调整信号与电压偏差信号AU的关系为：△万=一％2一％xl=一％xAU (2·17)故反馈电路传递函数为：∞)=尝=一i1 (2．18)为减少输出电压的修正时间，实现对电压的实时跟踪及调整，采用模糊PID控制。利用模糊推理对PID调节器的参数进行实时在线修正。PID调节器的传递函数为：23硕士学位论文G3(s)硕士学位论文G3(s)：后口+笠+饬s (2．19)(4)占空比调整信号△万与占空比寄存器中的占空比瓯相加后得到新的占空比6，并将其寄存到占空比寄存器，更新占空比瓯。(5)根据更新的占空比，系统生成新的PWM控制波，经驱动电路驱动开关器件的通断，从而调整系统输出电压。图3．3模糊PID控制器调整输出电压流程图2．7本章小结本章主要介绍了高压大功率信号源的设计基本原理，介绍了信号源主电路常用的两种结构：交交结构和交直交结构，对这两种结构进行分析比较后选择了交直交结构作为本信号源主电路的电路结构。接着详细介绍了正弦脉宽调制技术和SPWM波数字式实现方法，并对逆变电路中逆变桥的死区效应进行了分析并提出了补偿方法。然后提出了信号源控制器需要解决主要问题，在此基础上，选择了模糊PID控制技术作为信号源的主要控制策略。简单介绍了PID控制原理、模糊PID控制原理并详细给出了模糊PID控制器的设计过程，最后将模糊PID控制技术应用于高压大功率信号源系统，重点分析了模糊PID控制器实时跟踪调整高压大功率信号源系统输出电压的过程。24第三章系统硬件设计第三章系统硬件设计第三章系统硬件设计第三章系统硬件设计3．1系统结构框图高压大功率信号源的整体结构如图3．1所示，220V单相工频电经整流滤波后变成稳定的直流电，经斩波电路调压后供给三相逆变电路，通过控制逆变电路中IGBT的通断，使得系统输出交流信号的电压、频率在一定范围内实现可调，然后经滤波电路降低谐波含量，最后经升压变压器升压后输出高压信号。以DSP为核心的控制电路通过接受采样反馈电路的反馈回来的输出信号，通过分析计算后会输出新的SPWM控制波，从而可以在线实时调控输出信号。主电路广一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一I控制电路图3．1系统整体结构3．2主电路组成本文的设计方案是将幅值220V的交流工频电，经整流滤波、直流调压电路、再经逆变电路后通过三相变压器变换为电压幅值在1500．9000V内可调，频率在50Hz．5KHz内可调的高压交流信号，额定容量为6KVA。主电路拓扑结构如下图所示：25硕士学位论文i硕士学位论文i ∞∞就升降压槠 艘槠 黻电路交跚压电路图3．2系统主电路拓扑结构3．3整流及直流滤波电路设计3．3．1单相桥式整流电路整流电路一般可分为可控型与不可控型471，而可控型整流电路又包括全控型和半控型两大类。整流电路中开关器件全部由晶闸管等可控器件组成的电路则为全控型整流电路，半控型整流电路由晶闸管和二极管构成，不控型电路中的开关器件则全部为二极管。因为不控整流与可控整流相比，电路中的谐波污染大大减少且功率因数较高，同时考虑到本文逆变部分采用的是SPWM控制，故采用单相不控整流桥对输入交流进行整流。单相工频交流电通过整流电路后形成直流电压，但仍有一些波动幅度较大的谐波存在，可能会导致系统输出波形发生畸变。通常情况下，逆变电路除了将直流信号逆变成交流信号的作用外，还能将负载侧的能量回馈到电源侧。但是本文采用的单相不可控整流桥电路只能实现单相导通，能量无法回馈给电源，这对于后面的电压型逆变电路来说是不允许的。考虑到以上几点因素，本文在整流环节后增加了直流滤波电路。综合系统的体积、成本等因数，最终采用电容滤波。滤波电路由两个并联的电容器组成，分别为Cl和C2，C1为大容量电解电容，作用是减小直流电压中的交流分量并使电压波形更加平滑；C，为高频无极性小电容，可减小电解电容C1的等效串联阻抗。当开关器件通断瞬间，由于电路中分布电感的存在，使得开关器件两端会产生尖峰电压，加在开关器件两端的电压会大大超过其安全电压，从而损坏开关器件，高频无极性电容可以起到抑制尖峰电压保护开关器件的作用一26第三章系统硬件设计由图第三章系统硬件设计由图3．2可以看出，在整流电路与直流滤波电路之间串联了一个电阻冠，其两端并联了一个开关。电阻足的功能是起限流作用，当系统上电瞬间，滤波电容两端的电压值几乎为零，整流输出侧相当于短路状态。如果上电电压为输入电源电压的峰值，那么将会在整流电路中产生很高的浪涌电流，其值远远大于整流二极管的最大耐流值，浪涌电流不仅会使电压波形塌陷，更会烧坏整流二极管。为了限制上电时刻的浪涌电流过大，在直流滤波环节之前加装了一只限流电阻，可大大降低浪涌电流起到保护电路的作用。然而，当上电结束系统正常工作时，限流电阻限流的作用已经完成，只会起到消耗电能使得系统功率因数降低。所以，在限流电阻两端并联一只开关，当限流电阻完成其限流作用后，开关闭合从而将电阻短路。3．3．2功率器件选型(1)二极管的选择系统采用单相不控桥对工频交流电进行整流，得到直流侧的输出电压：Ud=220×√2=311V二极管的耐压值：uRPM=1．1a％=1．2x1．5x311=560V上式中1．2为电压波动系数，安全系数ot=1．5。信号源的三相输出额定功率为6KVA，功率因数为0．9，工作效率为O．85，则直流侧的平均功率：P=——=6356000×0．9 WO．85直流侧电流：P 63531，=—-—d=——=20．4AU， 311所以‰=KzML=1．5x20．4=30．6A，其中％为电流安全裕度系数。因此，根据以上分析选用型号为KBPC5010的整流桥模块，其耐压值可达1000V，平均电流为50A，满足要求。(2)滤波电容的选型滤波电容包括两个并联电容C1、C2，C1一般为容值较大的电解电容，可以滤除一些低频的交流分量；c，则为较小的高频无极性电容，用来滤去高频谐波。夕7硕士学位论文假定输入市电电压范围为硕士学位论文假定输入市电电压范围为200．240V，信号源功率因数11为0．9，则在一个周期内电容可吸收的能量E=!N卜12Cm(‰一％) (3．1)变换得 q2而车2P历 (3．2)代入数据得已：———垒堕雩L：2691uF，其中P为信号源输出额定功率，0．9×50x(373二一200二1％为峰值电压。所以，综合多方面的考虑，最终选用耐压值400V、大小为3300uF的电解电容。C．为高频无极性电容，一般选用耐压值400V、102pF的电容即可。(3)限流电阻的计算因为当系统上电时，会对C1、C．充电而产生较大的浪涌电流，为了限制浪涌电流过大而损坏二极管等器件，串联一限流电阻冠，当充电完成系统稳定后通过开关切除冠，避免消耗能量。冗：坠：里：18．3Q』d 20．4考虑到安全裕量，足的阻值取50Q。3．4直流斩波电路的设计为了信号源输出电压幅值能在较大的范围内可调，本设计在整流滤波电路后的直流环节串联了改进型的Buck．Boost电路【481，结构如下雨所示：图3．3直流升降压电路通过分别控制IGBT管El、E2的通断即可使电路工作在降压模式或者升压模式。电路中El、E2由同一个PWM控制电路控制。当关断E2，控制El的开通关断，电路工作于Boost电路模式，输出电压高于输入电压；若关断El，控制E2开通关断，Buck电路28第三章系统硬件设计工作，输出电压低于输入电压。输入输出电压变比为：第三章系统硬件设计工作，输出电压低于输入电压。输入输出电压变比为：M=D2+(Dl／1．D1)；其中，Dl为Buck电路占空比， D2为Boost电路占空比。3．5逆变电路的设计本文所采用的三相桥式逆变器[491是目前应用最广泛的逆变电路之一，该电路构成简单，主要由三个并联桥臂组成，每个桥臂有上下两个IGBT，一共有6个IGBT。通过DSP产生的SPWM波经驱动电路分别控制各个IGBT的通断，从而将直流电逆变成电压幅值、频率可调的交流电。拓扑结构如下图所示：图3．4逆变及滤波电路选择合适的IGBT，主要考虑以下几个因数：1、当其关断时，集电极峰值电流必须小于两倍的额定电流，且工作时的内部温度始终低于150度。2、安全工作区的选择，实际上是防止因过电压过电流引起的工作不稳定甚至顺坏。信号源额定容量S为6KVA，功率因数为0．9，则额定输出功率eo=SCOS6p=60000．9=5400W当输出相电压为最小值1500V时，此时逆变电路输出电压为100V，则流过每个IGBT的电流：I： 墨 ： !竺竺 20A3UoC铘矽3×100x0．9当输出相电压为最大值9000V，此时逆变电路输出电压为600V，则流过每个IGBT的电流：I： 墨 ： =3．3A3UoCOSq， 3×600×0．9所以，k=√2‘=28．3A29硕士学位论文当逆变电路桥臂导通时，硕士学位论文当逆变电路桥臂导通时，IGBT两端的电压最大约为600V，考虑安全性，采用两倍电压裕量。因此选用德国英飞凌公司生产的型号为IHW40T120、40A1200V的IGBT。3．6交流滤波电路的设计三相逆变器输出的三相正弦信号仍然会存在一些谐波导致波形畸变，因此必须在输出端加装滤波电路。滤波电路一般采用L型或7c型滤波器。其中L型滤波器形式简单，也能满足滤波要求，故采用L型滤波电路。忽略电容漏电阻及电感内阻的影响，设带负载R的L型滤波电路的传递函数g(s)2茸2i万菘丽_丁面2，、：丝： ：鱼 ：一； 堕一一 (3．2㈡2’其中％为无阻尼震荡频率，％=了翥1 ，孝为阻尼比，孝=去√丢，所以RL(3·3)f擎i=由上式可以看出，高频信号通过L型滤波电路时其衰减倍数为—W二2L—C，而低频信号则不会衰减。所以L型滤波器是低通滤波器，截止频率厂：堕：—名 (3．4)2zc 2zrdLC当输出波形频率五<<尼时，允许其通过，而谐波频率以>厶时，滤波器对其阻力大，不允许其及更高频率的谐波通过。如果截止频率定得过高，会导致很多谐波通过从而滤波效果不好；反之，若选得过低，L、C过大，则滤波器的体积也随之增大，经济上也不划算。因此，在保证滤波效果的前提下，尽量提高滤波电路的截止频率。三c=丽1=面X志1本系统输出信号频率在50Hz-5kHz内可调，所以可将截IE频率定为5100Hz，所以：(2矾)2 (23．×5100)≈去1最终选择滤波器的参数为：L为1．0mH，C为1．OuF。3．7变压器设计在电力电缆故障检测工程现场，所使用的高压检测信号电压等级一般达到几千甚至30第三章系统硬件设计上万伏，为使信号源设备更好地进行电缆故障检测，本文根据实际需求设计一套适用于第三章系统硬件设计上万伏，为使信号源设备更好地进行电缆故障检测，本文根据实际需求设计一套适用于本信号源的变压器装置，可将逆变输出的低压信号转换成高压信号，因此，变压器也是信号源系统的重要组成部分。它的设计好坏直接影响信号源的工作效率、内部损耗以及输出波形的稳定性，其主要由三部分组成：磁芯选择、绕组计算、绕组的绕制方式。(1)磁芯选择信号源输出频率为50Hz'----5kHz，故变压器也运行在中高频状态，工作时磁芯损耗较工频变压器会大幅增加。涡流损耗B与工作频率厂、磁感应强度B、磁芯电阻率P的关系如下B：—kf2—B2 (3．5)Pk为磁芯的形状系数，由公式3．5易得，涡流损耗与工作频率厂、磁感应强度B成正比变化。工作于高频状态下的变压器，磁芯一般选择铁氧材料，因为铁氧材料的电阻率可达到惊人的106—109Q．cm，使得磁芯涡流损耗大大降低。目前实际应用中，锰