微波电子线路备课放大器v5学习资料

微波电子线路:放大器

放大器是射频与微波电路中最基本的有源电路模块常用的微波晶体管放大器有低噪声放大器、宽带放大器和功率放大器微波放大器的主要技术指标有：噪声系数与噪声温度功率增益增益平坦度工作频带动态范围端口驻波和反射损耗稳定性微波放大器概述在RF和MW系统中，放大是最基本和广泛存在的电路功能之一目的提高信号的功率和幅度早期放大器电子管负阻特性固体反射放大器（隧道二极管和变容二极管）速调管行波管磁控管微波放大器概述20世纪70年代晶体管器件SiSiGeGaAsInP(磷化铟)BJT(双极结型管)频率低功率大HBT(异质结双极管)FET(场效应管)HEMT（高电子迁移率晶体管）FETHEMT微波晶体管的特点：耐用价格低可靠性高易于集成10W小时以上耐温度加速度冲击体积小微波放大器概述晶体管适用范围：100GHz频段以下小体积低噪声系数宽频段中小功率容量放大器的设计主要依赖于晶体管端口特性S参数等效电路模型X参数小信号大信号输入输出功率很小（LNA）输入输出功率较大（功率放大器）微波放大器概述晶体管基本知识

为了得到性能优良的晶体管，必须保证管内结构：

①.发射区相对基区要重掺杂；

②.基区要很窄（2微米以下）；

③.集电结面积要大于发射结面积。晶体管基本知识

当晶体管处在发射结正偏、集电结反偏的放大状态下，管内载流子的运动情况可用下图说明(NPN管)。cICeIENPNIBRCUCCUBBRB15Vb

①.发射区向基区注入电子（发射区载流子浓度高，扩散作用）②.电子在基区中边扩散边复合（基区很薄，复合少，电流小）③.电子被集电区收集（集电结反偏，漂移作用）

IENIEP根据电荷守衡有ICN+IBN=IENICNIEP<<IEN，发射极电流IE≈IEN。形成基区复合电流IBN,为基极电流IB的主要部分

形成集电区收集电流ICN,为集电极电流IC的主要部分。

一.放大状态下晶体管中载流子的传输过程晶体管基本知识

通过对管内载流子传输的讨论可以看出，在晶体管中，窄的基区将发射结和集电结紧密地联系在一起。从而把正偏下发射结的正向电流几呼全部地传输到反偏的集电结回路中去。这是晶体管能实现放大功能的关键所在。cICeIENPNIBRCUCCUBBRB15VbIBNIEPIENICN④.集电结少子漂移集电结反偏，两边少子飘移形成反向饱和电流ICBO。反向电压很高，所有少子都参与导电，所以ICBO

不随电压变化。ICBO晶体管基本知识

二.电流分配关系

由以上分析可知，晶体管三个电极上的电流与内部载流子传输形成的电流之间有如下关系：

可见，在放大状态下，晶体管三个电极上的电流不是孤立的，它们能够反映非平衡少子在基区扩散与复合的比例关系。这一比例关系主要由基区宽度、掺杂浓度等因素决定，管子做好后就基本确定了。cICeIENPNIBRCUCCUBBRB15VbIBNIENICNICBO晶体管基本知识

1.为了反映扩散到集电区的电流ICN与基区复合电流IBN之间的比例关系，定义共发射极直流电流放大系数为其含义是：基区每复合一个电子，则有个电子扩散到集电区去。值一般在20~200之间。

确定了值之后，可得式中称为穿透电流cICeIENPNIBRCUCCUBBRB15VbIBNIENICNICBO晶体管基本知识这是今后电路分析中常用的关系式。

由于ICBO极小，在忽略其影响时，晶体管三个电极上的电流近似有：cICeIENPNIBRCUCCUBBRB15Vb晶体管基本知识根据上式，不难求得

2.为了反映扩散到集电区的电流ICN与射极注入电流IEN的比例关系，定义共基极直流电流放大系数为显然，<1，一般约为0.97~0.99。cICeIENPNIBRCUCCUBBRB15VbIBNIENICN晶体管基本知识

由于和都是反映晶体管基区扩散与复合的比例关系，只是选取的参考量不同，所以两者之间必有内在联系。由两者的定义可得晶体管基本知识三.晶体管的放大作用晶体管基本知识晶体管有三个电极，通常用其中两个分别作输入、输出端，第三个作公共端，这样可以构成输入和输出两个回路。实际中有共发射极、共集电极和共基极三种基本接法，如图所示。共发射极共集电极共基极其中，共发射极接法更具代表性，所以我们主要讨论共发射极伏安特性曲线。晶体管伏安特性

晶体管特性曲线包括输入和输出两组特性曲线。这两组曲线可以在晶体管特性图示仪的屏幕上直接显示出来，也可以用图示电路逐点测出。

mAVViBiCUCCUBBRCRB＋－uBE＋－uCE＋－mA

实测的共射输出特性曲线如图下所示:一、共发射极输出特性曲线共射输出特性曲线是以iB为参变量时，iC与uCE间的关系曲线，即晶体管共发伏安特性临界饱和线mAVViBiCUCCUBBRCRB＋－uBE＋－uCE＋－mAuCE/V5101501234iC/mA放大区40

A10

A0

A20

AIB=

30

AB＝－ICBOI截止区饱和区uCE=uBE在输出特性曲线上可分为三个工作区，分别对应于晶体管的三种工作种状态，即放大、截止和饱和状态。晶体管共发伏安特性

特点：①.基极电流iB对集电极电流iC有很强的控制作用，即iB有很小的变化量ΔIB时，iC就会有很大的变化量ΔIC。反映在特性曲线上，为两条不同IB曲线的间隔。1.放大区

条件：e结正偏（IB>0），c结反偏（uCE≥uBE）。uCE/V5101501234IB＝40

A30

A20

A10

A0

AB＝－ICBOiC/mAI放大区uCE=uBE为此，定义共发射极交流电流放大系数：晶体管共发伏安特性②②.

uCE变化对IC的影响很小。在特性曲线上表现为iB一定而uCE增大时，曲线仅略有上翘（iC略有增大）。

由于基调效应很微弱，uCE在很大范围内变化时IC基本不变。因此，当IB一定时，集电极电流具有恒流特性。原因：基区宽度调制效应（Early效应）或简称基调效应晶体管共发伏安特性临界饱和线iC不受iB控制，表现为不同iB的曲线在饱和区汇集。uCE/V2401234IB＝40

A30

A20

A10

A0

A放大区iC/mA

2.饱和区管子饱和时，c、e间的电压称为饱和压降，记作UCE(sat)。其值很小，深饱和时约为0.3~0.5V。uCE＝uBE饱和区条件：

e结正偏，c结正偏（uCE<uBE即临界饱和线的左侧）。特点：①.iB一定时，iC的数值比放大时小；由于c结正偏，不利于集电区收集电子，同时造成基区复合电流增大。因此：②.uCE一定而

iB增大时，iC基本不变。晶体管共发伏安特性

3.

截止区

当iB=0时，iC=ICEO=(1+)ICBO

。这时e结仍有正向受控作用，但对小功率管，ICEO很小，可以认为iB≤0时，管子截止。反映在特性上，即为iB≤0的曲线基本重合在水平轴上。对大功率管，由于ICEO很大，此时，为确保管子截止，e结必须反偏。条件：e结和c结均处于反偏。特点：三个电极上的电流均为反向电流，相当极间开路。晶体管共发伏安特性

共射输入特性曲线是以uCE为参变量时，iB与uBE间的关系曲线，即

iB/

AuBE/V060900.50.70.930UCE=1

(2).在uCE≥1V的条件下，正向特性存在导通或死区电压UBE(on)UBE(on)UCE>1输入特性曲线有如下特点：

(1).uCE增大时曲线基本重合。

UBE(on)≈

0.6V，硅管，

UBE(on)

≈0.1V，锗管晶体管共发输入特性(3).当uCE=0时，晶体管相当于两个并联的二极管，所以b,e间加正向电压时，iB很大。对应的曲线明显左移。iB/

AuBE/V060900.50.70.930UCE≥1

(4)当uCE在0~1V之间时，随着uCE的增加，曲线右移。特别在0<uCE≤UCE(sat)的范围内，即工作在饱和区时，移动量会更大些。

UCE＝0(5)当uBE<0时，晶体管截止，iB为反向电流。若反向电压超过某一值时，e结也会发生反向击穿。UCE>0晶体管共发输入特性 综上所述，晶体管是一种非线性导电器件，有三个工作区，对应三种不同的工作状态：

⑴.放大状态（iB>0，uCE≥uBE，即e结正偏，c结反偏）

特点：①.iC受iB控制，即IC=IB或△IC=β△IB

②.IB一定时，iC具有恒流特性。

⑵.饱和状态（iB>0，uCE

<

uBE，即e结、c结均正偏）特点：①.

iC不受iB控制

②.三个电极间的电压很小，相当短路，各极电 流主要由外电路决定。

⑶.截止状态（iB<0，uCE≥uBE，即e结、c结均反偏）特点：①.

iC≈iB≈iE≈0

。

②.三个电极间相当开路，各极电位主要由外电路决定。

晶体管共发特性

晶体管的三种工作状态，在实际中各有应用：

需要指出，使e结反偏而c结正偏时，这种状态通常称为反向放大（或倒置）状态，在模拟电路中这种工作方式很少采用。当管子饱和时，相当开关闭合；当管子截止时，相当开关打开。

在构成放大器时，晶体管应工作在放大状态；

用作电子开关时，则要求工作在饱和、截止状态。即c极端和e极端之间等效为一受b极控制的开关，如图所示。晶体管共发特性

一、电流放大系数1.共射极直流电流放大系数和交流电流放大系数β

2.共基极直流电流放大系数和交流电流放大系数

晶体管主要参数应当指出，β值与测量条件有关。一般来说，在iC很大或很小时，β值较小。只有在iC不大不小的中间值范围内，β值才比较大，且基本不随iC而变化。因此，在查手册时应注意β值的测试条件。尤其是大功率管更应强调这一点。

晶体管主要参数

二、极间反向电流

1.ICBO

ICBO指发射极开路时，集电极-基极间的反向电流，称为集电极反向饱和电流。2.ICEO

ICEO指基极开路时，集电极-发射极间的反向电流，称为集电极穿透电流。3.IEBO

IEBO指集电极开路时，发射极-基极间的反向电流。

三、结电容

结电容包括发射结电容Ce(或Cb′e)和集电结电容Cc(或Cb′c)。结电容影响晶体管的频率特性。晶体管主要参数

四、晶体管的极限参数

1.击穿电压

U(BR)CBO指e极开路时，c-b极间的反向击穿电压。

U(BR)CEO指b极开路时，c-e极间的反向击穿电压。

U(BR)CEO<U(BR)CBO

U(BR)EBO指c极开路时，e-b极间的反向击穿电压。普通晶体管该电压值比较小，只有几伏。晶体管主要参数

2.集电极最大允许电流ICM

β与iC的大小有关，随着iC的增大，β值会减小。ICM一般指β下降到正常值的2/3时所对应的集电极电流。当iC>ICM时，虽然管子不致于损坏，但β值已经明显减小。因此，晶体管线性运用时，iC不应超过ICM。晶体管主要参数

3.集电极最大允许耗散功率PCM

PCM与管芯的大小、材料、散热条件及环境温度等因素有关。PCM在输出特性上为一条IC与UCE乘积为定值PCM的双曲线，称为PCM功耗线，如下图所示。晶体管工作在放大状态时，在c结上要消耗一定的功率，从而导致c结发热，结温升高。当结温过高时，管子的性能下降，甚至会烧坏管子，因此有一个功耗限额。PC=IC·UCE晶体管主要参数uCEiC0工作区安全ICMPCMU(BR)CEO击穿电压U(BR)CEO

PCM=IC·UCE为了确保管子有效安全工作，使用时不应超出这一工作区。最大电流ICM晶体管主要参数

五.温度对晶体管参数的影响温度对晶体管的uBE、ICBO和β有不容忽视的影响。其中，uBE、ICBO随温度变化的规律与PN结相同，即温度每升高1℃，uBE减小（2~2.5）mV；温度每升高10℃，ICBO增大一倍。

温度对uBE、ICBO和β的影响，其结果反映在输出特性曲线上，表现为温度升高曲线上移且间隔增大。

温度对β的影响表现为，β随温度的升高而增大，变化规律是：温度每升高1℃，β值增大0.5%~1%(即Δβ/βT≈(0.5~1)%/℃)。晶体管主要参数晶体管工作状态及放大状态下管型、电极的判别

一.工作状态判别：放大状态饱和状态截止状态放大状态[举例]

判别图示中晶体管的工作状态晶体管工作状态二.

晶体管工作在放大状态下管型、电极的判别1.根据放大管的电极电流判别规律：电流从e极流出，从b、c极流入，则为NPN管；电流从e极流入，从b、c极流出，则为PNP管；[举例]

判别图示中晶体管的管型、电极并确定β值。eee

b

b

b

c

c

cPNP型NPN型NPN型β=4.9/0.1=49β=1.98/0.02=99β=3/0.05=60晶体管工作状态

2.根据放大管的电极电位判别

规律：e结电压为0.7V时为硅管，0.3V时为锗管；c极电位最高、e极电位最低，则为NPN管；

c极电位最低、e极电位最高，则为PNP管；eeeebbbb

c

c

c

c

硅PNP硅NPN锗NPN锗PNP[举例]判别图示中晶体管的管材、管型和电极。晶体管工作状态晶体管工作状态分析

由晶体管的伏安特性曲线可知，晶体管是一种复杂的非线性器件。在直流工作时，其非线性主要表现为三种截然不同的工作状态，即放大、截止和饱和。在实际应用中，根据实现的功能不同，可通过外电路将晶体管偏置在某一规定的状态。

因此，在晶体管应用电路的分析中，一个首要问题，便是晶体管工作状态分析以及直流电路计算。晶体管工作状态iBuBEIBQUBEQQICUCEQ

由外电路偏置的晶体管，其各极直流电流和极间电压将对应于伏安特性曲线上一个点的坐标，这个点我们称为直流(或静态)工作点，简称Q点。

IBUBEICQUCEQQQQQQ因此，对晶体管各极直流电流和极间电压的计算通常又称为工作点的计算。

晶体管直流模型CE0iCuiBuBE0UBE(on)UCE(sat)IB=00.7V(硅管)0.3V(锗管)UBE(on)=0.5V(硅管)0.1V(锗管)UCE(sat)=晶体管直流模型饱和状态UBE=UBE（on）UCE=UCE(sat)放大状态UBE=UBE(on)IC=β

IB

截止状态IB=0，IC=0晶体管的三种工作状态，可以分别用上述三个简单电路模型等效，从而简化晶体管直流电路的计算。举例如下：模型模型晶体管直流模型

晶体管是否截止的判别方法:RBUBBUEERERCUCC可见，晶体管是否截止，是根据外电路所确定的各极电位，通过判断而不是计算得出的。将晶体管接入直流电路，在通常情况下，围绕晶体管可将电路化为图示的一般形式。

由图可知，若

UBB≤UEE+UBE(on)且UBB<UCC。

因IB=0或e结反偏，c结也反偏，故晶体管截止。

此时IB=IC=IE=0UBE=UBB－UEE，UCE=UCC－UEE晶体管工作状态分析

若UBB>UEE+UBE(on)，则晶体管导通。是放大还饱和导通？

借助上式的结果，现在可对电路中的晶体管是处于放大还是饱和作出判别。？放大还是饱和的判别UBB-UEE-UBE(on)=IBQRB+(1+β)IBQRERBUBBRCUCCUEEREUBE(on)

IBRBUBBUEERERCUCC

现假定为放大导通，则直流等效电路：晶体管工作状态分析RBUBBRCUCCUEEREUBE(on)

IB因为处于饱和状态时，集电极电流所以在集电极回路，按ICQ计算UCE必然得出

若UCEQ≥UBE(ON)（硅管为0.7V锗管为0.3V），则放大导通的假定成立，即晶体管处于放大状态；若UCEQ<UBE(ON)，则晶体管处于饱和状态。

方法1

按假定为放大导通求出的UCEQ，可作如下判断：晶体管工作状态分析根据该IB(sat)值，与前式算出的IBQ比较可作如下判断：若IBQ

≤IB(sat)

，晶体管处于放大状态；若IBQ>IB(sat)

，则晶体管处于饱和状态。方法2假定晶体管临界饱和，此时的最大集电极电流IC(sat)为

RBUBBUEERERCUCC晶体管工作状态分析按以上方法判别，若晶体管处于放大状态，则由式算出的结果有效，即为晶体管的直流工作点。若晶体管处于饱和状态，则上式不再适用。此时按饱和状态下的模型，得出如下管子饱和状态时的直流等效电路：晶体管工作状态分析由图可列出如下方程组UBB－

UEE=IBQRB+UBE(on)+(IBQ+ICQ)REUCC－UEE=ICQRC+UCE(sat)+(IBQ+ICQ)RE显然，求解IBQ和ICQ将是很繁琐的。RBUBBRCUCCUEEREUBE(on)UCE(sat)如果晶体管是浅饱和，即IBQ不大，即IEQ

≈

ICQ，则ICQ的近似值可按下式估算：晶体管工作状态分析一.放大状态下晶体管中载流子的传输过程cICeIENPNIBRCUCCUBBRB15VbIENICN二.电流分配关系ICBO晶体管基础知识小结 综上所述，晶体管是一种非线性导电器件，有三个工作区，对应三种不同的工作状态：

⑴.放大状态（iB>0，uCE≥uBE，即e结正偏，c结反偏）

特点：①.iC受iB控制，即IC=IB或△IC=β△IB

②.IB一定时，iC具有恒流特性。

⑵.饱和状态（iB>0，uCE

<

uBE，即e结、c结均正偏）特点：①.

iC不受iB控制，

②.三个电极间的电压很小，相当短路，各极电 流主要由外电路决定。

⑶.截止状态（iB<0，uCE≥uBE，即e结、c结均反偏）特点：①.

iC≈iB≈iE≈0

。

②.三个电极间相当开路，各极电位主要由外电 路决定。

晶体管基础知识小结uCE/V5101501234IB＝40

A30

A20

A10

A0

AB＝－ICBOiC/mAI放大区饱和区截止区iB/

AuBE/V060900.50.70.930UCE1UBE(on)uCE＝uBE⑴.放大区（iB>0，uCE≥uBE，即e结正偏，c结反偏）⑵.饱和区（iB>0，uCE

<

uBE，即e结、c结均正偏）⑶.截止区（iB<0，uCE≥uBE，即e结、c结均反偏）≥晶体管基础知识小结

⑴.放大状态

特点：①.iC受iB控制，即IC=IB或△IC=β△IB

②.IB一定时，iC具有恒流特性。

⑵.饱和状态特点：①.

iC不受iB控制，即

②.三个电极间的电压很小，UBE=0.7V,UCE=0.5V,相当短路，各极电流主要由外电路决定。

⑶.截止状态特点：①.

iC≈iB≈iE≈0

。

②.三个电极间相当开路，各极电位主要由外电 路决定。

三种工作状态的特点：ICIB或β△ICβ△IB晶体管基础知识小结iBuBEQuiibic交流放大原理（设输出空载）假设在静态工作点的基础上，输入一微小的正弦信号uiib静态工作点iCuCEuce注意：uce与ui反相！共发射极放大原理uiiBiCuCEuo各点波形uo比ui幅度放大且相位相反共发射极放大原理结论：（1）放大电路中的信号是交直流共存，可表示成：虽然交流量可正负变化，但瞬时量方向始终不变（2）输出uo与输入ui相比，幅度被放大了，频率不变，但相位相反。uituBEtiBtiCtuCEtuot共发射极放大原理iCuCEuo可输出的最大不失真信号（1）选择合适的静态工作点ib共发射极放大原理iCuCEuoQ点过低→信号进入截止区称为截止失真信号波形共发射极放大原理iCuCEuoQ点过高→信号进入饱和区称为饱和失真信号波形截止失真和饱和失真统称“非线性失真”共发射极放大原理场效应管基础知识场效应管依栅极沟道结的类型分为：JFET（结型）、IGFET（绝缘栅）、MESFET（金属—半导体界）。在微波频段主要采用GaAsMESFET。N型砷化镓(GaAs)半导体材料(或其他III-V族及II-VI族化合物，如磷化铟InP、碲化镉CdTe、硒化锌ZnSe等)场效应管基础知识以高电阻率的半绝缘GaAs(接近于本征层)材料作衬底，在衬底上生长一层极薄的N型外延层，形成有源层沟道，在沟道上方制作源极(S)、栅极(G)和漏极(D)。源极和漏极的金属与N型半导体之间形成欧姆接触，栅极的金属与N型半导体之间形成肖特基势垒。图中L为栅极的长度，d表示N型外延层的厚度，一般d<L/3。场效应管基础知识在GaAsMESFET的漏极和源极之间加上正电压UDS，将会有多数载流子(电子)从源极经栅极到漏极形成电流ID。根据金半结的原理，栅极金属与N型半导体接触形成肖特基势垒后，将在N型半导体中形成空间电荷层(耗尽层)，如果在栅极和源极之间加上负电压UGS(栅压)，使金半结处于反偏，空间电荷层将展宽，使沟道变窄，从而加大沟道电阻，减小ID。控制栅压UGS可以改变耗尽层的宽窄，达到最终控制漏极电流ID的目的(压控放大)。这就是金属半导体场效应管的基本工作原理。场效应管基础知识工作原理（源漏电压电流关系）UGS=0。UDS=0时，整个器件处于平衡状态，N区中只有平衡状态下的空间电荷层，ID=0(在图中位于坐标原点)。UDS>0时，多子漂移形成自漏极流向源极的电流ID。当UDS较小时，没有对沟道形成影响，ID与UDS的关系是线性的。UDG相当于加在漏栅金半结上的反压，随着UDS的增大，反压越大，靠近漏极端的耗尽层加厚，沟道变窄，电阻增大，电流随电压的增加变缓，所以ID与UDS关系曲线的斜率减小，曲线变弯。场效应管基础知识工作原理（源漏电压电流关系）继续增加UDS使UDS=UP（夹断电压），导致在靠近漏极端处，沟道厚度减为零，沟道出现夹断状态。载流子到达夹断点后在电场的作用下掠过耗尽层，所以电流并不截止。继续增大UDS使UDS>UP，沟道被夹断的范围将扩大。UDS的增长主要加在较长的夹断区上，使得夹断点和源极之间的电场基本保持不变，沟道中的漂移电子流(与场强成正比)也基本保持不变，形成饱和电流。如果进一步加大UDS，将会发生栅结的雪崩击穿，导致电流突然增大。场效应管基础知识工作原理（源漏电压电流关系）若UGS<0，在源、漏极间已经存在一个固定反向偏压，这时源、漏极间的电压电流关系与UGS=0时的完全相似，只是由于存在反向偏压，栅结的空间电荷区将展宽，使沟道比UGS=0时窄，电阻更大。当出现电流饱和时，漏电压相应降低，饱和电流也减小。图所示为以UGS为参变量的MESFET的源、漏极间电压电流关系曲线族。同时，也可画出在固定的UDS下的转移特性曲线，UDS的值应取为大于夹断电压的UP值，即ID进入饱和状态后的某一UDS值。场效应管基础知识等效电路CGS是栅源部分的耗尽层结电容；CDG是栅漏部分的耗尽层结电容；Cd是沟道中电荷偶极层的电容，即畴电容，在一般简化电路中往往忽略；RGS是栅源之间未耗尽层的沟道电阻；gD是漏极的微分电导，表示漏源电压UDS对漏电流ID的控制，反映总的沟道电阻的作用，它与UDS和UGS都有关系；CDS是漏极和源极之间的衬底电容；RG、RS和RD分别为栅极、源极和漏极的串联电阻；gm是MESFET的小信号跨导，gmUGS表示受控电流源。晶体管的微波指标频率指标：在低频下，晶体管电流放大系数β和α保持为一个定值，频率提高到一定值时，其值会下降，如图所示。基极交流短路电流放大系数的截止频率fα表示α下降3dB时对应的频率。发射极交流短路电流放大系数的截止频率fβ表示β下降3dB时对应的频率。特征频率fT：晶体管共发电流放大系数β和场效应管共源极放大系数下降到1时的频率。晶体管微波指标噪声特性：波晶体管的噪声主要来源于三个方面：由基极电阻群引起的热噪声；由发射极电流引起的散粒噪声；由于IE分为IC和IB比例有起伏的分配噪声。低频时的闪烁噪声在微波频率下比较小，不起主要作用。当f>f2时，分配噪声起主要作用，噪声系数以近似6dB／倍频程的速率上升。场效应管噪声主要来源于两个方面：热噪声、高场扩散噪声和谷际散射噪声。描述MESFET最小噪声系数特性的常用近似表达式为MESFET的Fmin随频率的增长是近似线性的，速率为3dB／倍频晶体管的微波指标噪声特性：图为MESFET噪声系数F与漏电流ID/IDS的典型关系。可见：最小噪声系数对应的ID约为0.1～0.2倍饱和漏电流值。最小噪声与最大增益对ID要求的数值不同，使用时需根据具体情况合理选取。晶体管的S参数于S参量易于测量。在晶体管放大器中普遍应用。这时，将双极晶体管和场效应管看成二端口网络，可用S参数描述其外在特性，管子的S参数一般与以下条件有关。S参数与放大器连接形式有关，以共发、共源参数应用最多。与直流偏置有关。与频率有关。规定Z0=50Ω，只是管子的特性，与Zs和ZL无关。晶体管的S参数a1，a2为归一化入射波；b1，b2为归一化反射波有源器件二端口网络是非互易的，S21≠S12；S参数随频率、直流工作点变化。晶体管输出端接匹配负载时，输入端的电压反射系数。晶体管输入端接匹配负载时，输出端的电压反射系数。晶体管输出端接匹配负载时，正向传输系数。晶体管输入端接匹配负载时，反向传输系数。晶体管的S参数左图：当频率不太高时，BJT的S11和S22都是容性。频率升高时，S11变为感性。FET的输入输出在较大范围内都是容性的。右图：两者S12都随频率的升高而增大，但FET的内部反馈比BJT好，因此FET的工作稳定性比BJT好。BJT的S21随频率的升高下降比较快，FET的S21在1-12GHz变化很小。放大器的功率关系放大器的功率关系放大器输入口入射功率：反射功率：放大器输入功率：信号源资用功率：设信号源接匹配负载时归一化入射波为as,则因此放大器输入功率和信号源资用功率为放大器的功率关系负载输入功率：设放大器输出归一化入射波为a0,则负载得到的输入功率为a0是as经输入匹配网络、晶体管、输出匹配网络后的结果放大器的功率关系那么源输出信号as,到达负载的功率为当放大器输出端共轭匹配时,放大网络输出资用功率网络输出资用功率只与网络内部参数有关，与负载无关 根据信号源阻抗Zs和负载阻抗ZL与网络的关系,可以定义以下三个功率增益: (1)实际功率增益:负载吸收功率与二端口网络输入端吸收功率之比,与源阻抗无关,与负载阻抗有关,即

(2)资用功率增益:二端口网络输入资用功率与输出资用功率之比,源端和负载端均共轭匹配,与源阻抗有关,与负载阻抗无关。它是放大器增益的最大潜力,即

放大器的功率关系

(3)转换功率增益:负载吸收功率与二端口网络输入端的资用功率之比,与两端阻抗都有关,即转换功率增益GT在放大器设计中最为常用，它表示电路中加入放大器后负载上得到的功率比无放大器时得到的功率的增加倍数。资用功率增益GA为放大器增益的最大值功率增益GP为放大器实际工作时的增益放大器的功率关系放大器的功率关系放大器的功率关系放大器的功率关系放大器的功率关系当双共轭匹配时才能达到传输功率最大GTmax放大器的功率关系82放大器的功率关系83放大器的功率关系84放大器的功率关系—单向化(单向化转换增益)85放大器的稳定性由于放大器件内部S12产生的负反馈导致放大器工作不稳定！86放大器的稳定性87放大器的稳定性稳定条件两者是分式线性关系由，得到|Гin|=1的圆映射到ГL平面上仍是圆放大器的稳定性Гin复平面上的单位圆映射到ГL平面仍是圆，称为S2圆S2圆将ГL平面分为两部分，一部分为圆内，另一部为圆外ГL=0时，Гin=S11，而|S11|<1是稳定的，所以ГL平面上，S2所分的两部分中，包含原点的那部分是稳定的。放大器的稳定性稳定性判断举例：a，b是绝对稳定，其他为潜在不稳定放大器的稳定性S2圆的圆心和半径存在以下关系图a的绝对稳定条件是上式可推出稳定系数放大器的稳定性对于图b的稳定条件同样可推出稳定系数稳定系数K>1是放大器稳定的必要条件K>1时无法保证无条件稳定，因为图f也满足K>1，但并非是绝对稳定的还需加上充分条件r2>1，由此可推出绝对稳定的充分必要条件是93放大器的稳定性另一组稳定条件，可通过同样的分析方法，将|Гout|=1的圆映射到Гs平面上，称为S1圆，同样可推出稳定充要条件放大器的稳定性放大器两端口绝对稳定的充分必要条件为95放大器的稳定性96放大器的稳定性放大器的稳定性98放大器的噪声系数99放大器的噪声系数100等噪声系数圆101等噪声系数圆102最大增益设计当放大管的输入端共轭匹配时，即，Gs达到最大；当放大管的输出端共轭匹配时，即，GL达到最大；当放大管输入和输出端同时满足共轭匹配条件时，传输功率增益达到最大：某一频点的增益达到最大！103最大增益设计

对于的情况，注意：（1）最大传输功率增益仅在放大管无条件稳定时才具有意义；（因为K<1状态下，无法同时实现源和负载的共轭匹配！）（2）对于条件稳定的器件，最大稳定增益（K=1状态下所能实现的增益）104最大增益设计1051、意义：使增益小于最大增益，以增进带宽，或者降低噪声系数2、设计工具：需要借助等增益圆→给定固定增益Gs和GL对应的源反射系数Γs和负载反射系数ΓL的轨迹3、主要考虑讨论单向放大器件的情况给定增益下的设计106给定增益下的设计1071、圆心位于幅角给出的直线上；2、最大增益点对应于点；3、0dB增益圆总是通过Smith圆图的原点；4、可选择的值不止一个；给定增益下的设计108给定增益下的设计109低噪声放大器设计放大器是射频与微波电路中最基本的有源电路模块。常用的放大器有低噪声放大器、宽频带放大器和功率放大器。本堂课讨论低噪声放大器的设计110放大器指标-噪声系数与噪声温度111放大器指标-噪声系数与噪声温度112放大器指标-功率增益113放大器指标-功率增益与噪声系数114放大器指标-增益平坦度增益平坦度是指工作频带内功率增益的起伏，常用最高增益与最小增益之差，即△G(dB)表示，如下图所示。115放大器指标-工作频带考虑到噪音系数是主要指标，但是在宽频带情况下难于获得极低噪音，所以低噪音放大器的工作频带一般不大宽，较多为20％上下。工作频带不仅是指功率增益满足平坦度要求的频带范围，而且还要求全频带内噪音要满足要求，并给出各频点的噪音系数。116放大器指标-动态范围117放大器指标-端口驻波比和反射损耗低噪声放大器主要指标是噪声系数，所以输入匹配电路是按照噪声最佳来设计的，其结果会偏离驻波比最佳的共扼匹配状态，因此驻波比不会很好。此外，由于微波场效应晶体或双极性晶体管，其增益特性大体上都是按每倍频程以6dB规律随频率升高而下降，为了获得工作频带内平坦增益特性，在输入匹配电路和输出匹配电路都是无耗电抗性电路情况下，只能采用低频段失配的方法来压低增益，以保持带内增益平坦，因此端口驻波比必然是随着频率降低而升高。118微波放大器基本电路结构如果只关心放大器的外部特性，放大器可当作一个二端口网络，其输入、输出之间的关系可表示为式中a1

、b1分别为输入端口P1面上的归一化入射波、反射波电压；a2、b2分别为输出端口P2面的归一化入射波、反射波电压。1191、增益与负载有关，输入输出匹配时输出最大如果输入匹配电路和输出匹配电路使微波器件的输入阻抗Zin和输出阻抗Zout都转换到标准系统阻抗Z0，即Zin=Z0，Zout=Z0（或

S=

1*，

L=

2*）就可使器件的传输增益最高。等噪声圆和等增益圆120等噪声圆和等增益圆2、输入、输出匹配时，噪声并非最佳。相反有一定失配，才能实现噪声最佳。对于MESFET（金属半导体场效应晶体管）来说，其内部噪声源包括热噪声、闪烁噪声和沟道噪声。这几类噪声是相互影响的，综合结果可归纳为本征FET栅极端口的栅极感应噪声和漏极端口的漏极哭声两个等效噪声源。这两个等效噪声源也是相关的，如果FET输入口（即P1面）有一定的失配，这样就可以调整栅极感应噪声和漏极噪声之间的相位关系，使它们在输出端口上相互抵消，从而降低了噪声系数。对于双极型晶体管也存在同样机理。根据分析，为获得最小的FET本征噪声，从FET输入口P1面向信源方向视入的反射系数有一个最佳值，用

out表示。当改变输入匹配电路使呈现

S=

out此时，放大器具有最小噪声系数Nfmin，称为最佳噪声匹配状态。121等噪声圆和等增益圆输入、输出不匹配时，增益将下降。因为负载是复数，有可能在不同的负载下得到相同的输出，经分析在圆图上，等增益线为一圆，这个圆叫等增益圆。当输入匹配电路不能使信源反射系数

S和最佳反射系数

opt（噪声系数最小时的反射系数）相等时，放大器噪声将增大。由于

S是复数，不同的

S值有可能得到相同的噪声系数，在圆图上噪声系数等值线为一圆，叫等噪声圆。122等噪声圆和等增益圆等噪声源、等增益圆是我们设计输入输出匹配电路，尤其输入匹配电路的依据。123低噪声放大器设计原则和步骤在优先满足噪声小的前提下，提高电路增益，即根据输入等增益圆、等噪声圆，选取合适的

S

，作为输入匹配电路设计依据。输出匹配电路设计以提高放大器增益为主，

out=Z0

（

L=

2*）满足稳定性条件结构工艺上易实现124低噪声放大器设计原则和步骤依据：满足规定的技术指标噪声系数（或噪声温度）；功率增益；增益平坦度；工作频带；动态范围2. 输入、输出为标准微带线，其特征阻抗均为50

步骤：晶体管选择电路形式和工作状态稳定性判断设计输入输出匹配电路低噪声放大器设计原则和步骤126匹配电路输入匹配电路模块 输出匹配电路模块低噪声放大器一般不止一级，还有级间匹配电路模块。127输入匹配电路——要求要求：Zout=Zopt

out=

opt128输入匹配电路——结构类型并联导纳型匹配电路阻抗变换型匹配电路129微带电路拓扑结构的选择原则（1）微波的高频段，比如工作频率在X波段或更高，宜选用微带阻抗跳变式的阻抗变换器类，（2）对于微波的低频段，例如S波段或更低端，宜选用分支微带结构。（3）微波管输入阻抗为容性时，此时s11处在史密斯圆图下半平面，匹配电路第1个微带元件宜用电感性微带单元；反之，当s11处在史密斯圆图上半平面时，宜用电容性微带单元。（4）微波晶体管输入总阻抗为低阻抗时，即s11处在史密斯圆图第2、3象限，微带变换器应采用高特性阻抗的微带线；反之，s11处在史密斯圆图第1、4象限时，为高输入阻抗，微带变换器宜采用低特性阻抗微带线。130输入匹配电路拓朴结构选择原则以上介绍了微带匹配电路的多种基本单元。应该注意的是，实际放大器都有一定的工作频带，不同频率时微波管有不同的输入阻抗（即s11）。从理论上讲，一个频率点上，复数阻抗可以匹配到实数信源阻抗，而整个频带内多个频率点的复数阻抗不可能都匹配到实数信源阻抗。因此，上述各种匹配电路形式往往是综合运用的。根据上述原则，不同输入阻抗（即不同的s11情况），微波管的适宜电路可归纳如图6-8所示。图中微带线宽度表示了微带线特性阻抗的高或低，线越宽表示特性阻抗越低。这里所指高特性阻抗是指高于50

而言，反之是指低于50

。具有不同s11的微波晶体管适宜的匹配电路结构131输入匹配电路举例132输出匹配电路—基本要求输出匹配电路的基本任务是把微波管复数输出阻抗匹配到负载实数阻抗50

。图6-12放大器输出匹配电路输出匹配电路应解决的目标有以下几项。1、提高增益2、改善整机增益平坦度3、满足放大器输出驻波比4、发送放大器稳定性133输出匹配电路—提高增益输出电路和输入电路的区别仅是右端为实数负载。由于放大器具有一定宽度的工作频带，不可能全频带内都达到共轭匹配，尤其是对于存在潜在不稳定的微波管更不可能达到共轭匹配。因此输出匹配电路设计的目标是在保持稳定的前提下有尽可能高的增益。低噪声放大器总增益至少要大于30dB，才能抑制掉后级电路设备噪声的影响。有时低噪声放大器后接数十米长电缆或后级设备噪声很大，尤其在整机噪声要求严格时，总增益要求都在40-50dB以上。当输出电路与微波管达到共轭匹配时，即Zin=ZT*时，功率增益最高。134输出匹配电路—改善增益平坦度微波晶体管的自身增益都是随频率升高而下降，下降比例大体上是每倍频程下降6dB。放大器前两级的主要目标是最佳噪声匹配，因此频带内功率增益随频率变化曲线是向右下倾斜，因而末级放大增益特性曲线必须向右上倾斜才能弥补整个放大器增益的不平度。如果增益不平度较大，而且末级还要照顾到驻波比指标，这就需要两级甚至三级才能校正前级增益的下跌倾斜。这就是低噪声放大器经常包含4级或5级的原因。其实，如果只有噪声这一项要求，放大器增益为40-50dB时，后级噪声影响已完全不存在了。但是，为了增益平坦，必须级数较多，这时总增益可能要高达60-70dB。135输出匹配电路—改善增益平坦度图6-13（b）中的虚线是未加陷波电路时的频带特性，实线是加陷波器以后的频带特性。陷波电路只能适当调整频带形状，它是电抗性单元，只能用于末级或末前级，不能用于前级。若用于前级，相位不合适时，会使输入驻波比变坏，甚至放大器不稳定。（a）陷波电路；（b）幅频特性的改善。为获得良好频带特性，有时要加陷波电路或吸收电路。陷波电路就是一段

g/4的终端开路微带线，并联在输出电路任意处。

l是待吸收频率的波长。136输出匹配电路—输出驻波比输出驻波比的指标主要是靠输出匹配电路解决。一般的微波管s22比s11要小些，所以比较容易达到良好匹配。匹配完善时，输出驻波比很小，但增益又成为向右上倾斜，因此要兼顾这两项指标。如果是5级放大器，末级可以只考虑驻波比，而增益平坦度指标由末前2级承担。137输出匹配电路—改善稳定性通过对R阻值和分支微带特性阻抗Zr的调整，可以控制频带形状和对增益压缩的大小，这样就能使倾斜增益得以校正，而且对带外增益抑制更多。由于有阻性损耗，就比纯电抗匹配法对驻波比的影响小，更有利于改善输出驻波比。有耗网络匹配方法，将对放大电路引入电阻热噪声，因此只能用于输出电路，不能用于前级。用有耗匹配电路改善稳定性前述匹配电路大都是电抗性匹配。如果加入电阻就形成有耗匹配，例如图所示。在主微带线上并联电阻R，电阻R后面再接一段

u/4的微带线，微带线终端通过电容C构成微波接地。

u是频带内高端频率fu的波长。在频率fu时，由于

u/4的作用，电阻无损耗；在频率低于fu时，相当于在主线上并联一个包含电阻损耗的分支电路。频率偏离fu越多，损耗越大，增益就越低。138级间匹配电路—基本要求其基本任务是使后级微波管输入阻抗与前级微波管输出阻抗匹配，以获得较大增益。在达到级间共轭匹配时应有Zin=ZT1*Zout=ZT2*放大器的级间匹配电路由于级间匹配电路是电抗性匹配，它的输入和输出必然同时达到共轭匹配。如果级间电路是第1级微波管后面的电路，除了增益匹配之外，对它还有两个要求：（1）按低噪声设计，使第2级要有足够低的噪声（2）要兼顾第1级输入驻波比。139级间匹配电路—第二级按LNA设计第二级按低噪声设计，使第2级要有足够低的噪声随着技术的进步，第一级微波放大的噪声越来越低。相对来说，第2级噪声对整机的噪声附加值愈加突出。举例来看，具体参数是：第1级噪声温度 T1=25K（FdB=0.36dB）第1级相关增益 G1=12（G=11dB）第2级噪声温度 T2=120K（FdB=1.5dB）整机噪声温度 T=25+120/12=35K这时整机噪声温度增大10K，即增大了40%。若第2级按低噪声设计，使T2'=40K，整机噪声温度T'=25+40/12=28.3K，此时整机噪声温度仅增大3.3K。因此，对于要求较高的低噪声放大器，必须第2级也按低噪声设计。140级间匹配电路—第二级设计时兼顾第1级输入驻波比第1级设计在最佳噪声匹配状态下，放大器输入驻波比一定不很好。利用微波管反向传输系数s12有可能适当调正第1微波管的输入反射系数

o1，见图6-10中标注。反射系数

o1是式中，

1=(Zin-Z0)/(Zin+Z0)是级间匹配电路输入反射系数；Z0=50

。在级间匹配电路设计时，使之略有失配，

1的变化将改变

o1（公式6.27），而

o1又将引起放大器输入驻波比的变化。只要得到合适的

o1，即可适当改善放大器输入驻波比。但也应该知道，通过s12的反馈，由于受到相位和衰减影响，仅能对放大器驻波比略有改善，不可能改善很多。141级间匹配电路—典型的几种级间匹配电路142四级LNA电路举例图出一个完整的C波段低噪声放大器微波电路。为了便于分析，图中未画出偏置电压的引线和电源部分的电阻电容元件。四级低噪声放大器微带电路第1级FET按最佳噪声要求设计。第2级也是最佳噪声设计。第3级和第4级用直接移相线段作级间匹配电路。143四级LNA电路举例-微带电路部分第1级FET按最佳噪声要求设计。为了改善稳定性，在FET的两个源极和地之间各串联一段微带线构成串联负反馈。负反馈微带接地方式是在基片上打孔，基片是聚四氟乙烯纤维板，孔壁金属化后与底面金属地层接通。栅偏压由扇线短路点引入，短路点上焊装了稳定电阻，用以抑制频带外过高增益，增加放大器的稳定性。主微带线两侧各加有一排方形小块，是微调小岛。可用焊锡把一部分小岛联通，用以改变主微带线宽度。微调小岛一般置于电路敏感度高的地方，可用来微调电路，从而可补偿有源元件和焊装的工艺参数离散性。第2级也是最佳噪声设计。第1级和第2级之间用两个分支电路进行匹配。第2级FET也加了源极串联负反馈。两根细微带都是偏置电流引入线。开路分支顶端有一排小岛，可用来微调分支微带长度。第3级和第4级用直接移相线段作级间匹配电路。这两级采用另一种型号的FET，未加负反馈。电路中的横向缝隙是直流断开点，用于焊装隔直流电容器。C波段隔直流电容常用20-100pF片式电容器。电容器在焊装前都要用微波网络分析仪测量其微波S参数，以确保隔直流电容器在工作频段内损耗足够小。144低噪声放大器版图示例图是光刻工艺完成的原始电路板，尚未焊装FET和直流供电电路元件。白色是微带线条，各黑色小点是通孔，孔壁金属化与地板导通。主微带电路正中部位的缝隙处焊接微型隔直流电容，左右两个正方小空间焊装微波晶体管。图6-18低噪声放大器微带版图实例图给出了一个两级低噪声放大器微带版图实例。此放大器用于微波中继通信站接收设备前端，频率为f=3.7~4.2GHz；包含铁氧体器损耗的噪声系数为1dB；功率增益G=23

0.5dB。145放大器外盒与机械结构盒体常用铝合金整体压铸造成形，单件试制时有时用铝材铣挖成盒。盒内宽度A是个关键尺寸，必须满足式中

H是工作频段高端频率的波长。为进一步减小每级之间的耦合，各级之间加有金属隔板，隔板置于微波管的位置上，隔板下面有凹槽，骑在微波管上。微波放大器盒体结构 功率放大器147功率放大器主要指标-工作频带工作频带是指放大器应满足全部性能指标的连续频率范围。硅双极型晶体管功率放大器和硅金属氧化物场效应管功率放大器的工作频率是从300MHz到4GHz（注：以上数据是1995年前水平），砷化镓场效应管功率放大器的工作频率是从一GHz到几十上百GHz。148功率放大器主要指标-输出功率1．饱和输出功率当功率放大器的输入功率加大到某一值后，再加大输入功率并不会改变输出功率的大小，该输出功率称为功率放大器的饱和输出功率。2．1dB压缩点输出功率P1dB功率放大器增益压缩1dB所对应的输出功率称为1dB压缩点输出功率，记作P1dB。149功率放大器指标-功率效率和功率附加效率150功率放大器主要指标-交调失真151功率放大器主要指标-三阶交调152功率放大器主要指标-三阶交调153功率放大器主要指标-二阶交调(1)二阶交调系数两个角频率为

1和

2的等幅基波信号同时输入微波功率放大器时，非线性引起的二阶交调（

2

1）失真。此外，在窄带系统中，二阶交调分量偏离基波信号频率较远，可以采用滤波技术减小它对系统的影响，故设计窄带功率放大器时并不考虑这一项技术指标。而在多信号宽带传输系统（如电缆电视系统）中，二阶交调产物是落在信号通道内，此时，无法用滤波器去减小它对系统的影响，因此，设计宽带功放时必须考察这一项技术指标。二阶交调系数式中P2'——频率为

2

1的二阶交调功率；

P1和P2——对应角频率

1和

2的信号输出功率。因此，在多信号宽带传输系统中，二阶交调系数也是功率放大器非线性的一项重要指标，它的大小取决于电路结构及其工作状况。154功率放大器主要指标-二阶交调二阶交调交截点：同三阶交调交截点一样，二阶交调交截点是二阶交调特性延长线与基波信号输出功率特性延长线的交点。用符号IP2表示。二阶交调产物与基波信号输入功率呈2:1(dB)变化关系，即基波信号输入功率增加1dB，使二阶交调系数恶化2dB。155功率放大器主要指标-调幅调相转换1．调幅-调相效应：大信号通过微波功率放大器时，输出信号会产生相移，相移大小随输入信号功率的大小而变化，这种现象称之为调幅-调相效应。微波功率放大器可以看成是一个三阶非线性系统，它的载波输出信号同时含有一阶及三阶成分 式中

s：基波信号的角频率；k1和k3：非线性系统的一阶和三阶系数；A：基波输入信号幅度。如果电路中包含容性非线性元件，则一阶和三阶系数之间就有相位差（既不是0

，也不是180

）。载波输出信号的相位与输入信号幅度有关。显然，调幅-调相效应是增益压缩直接表现的结果，增益压缩得越厉害，调幅-调相效应就越强，电路进入饱和状态后，调幅-调相效应将非常严重。在通信系统及图象传输系统中，调幅-调相效应的存在，会使群时延失真，微分相位、微分增益和交调失真变坏。因此希望尽可能减小功率放大呖呖的调幅—调相效应。156功率放大器主要指标-调幅调相转换157功率放大器主要指标-谐波失真158功率放大器主要指标-输入输出驻波比大功率管的输入阻抗和输出阻抗都很低，BJT的输入阻抗实部只有几个欧姆，与50

系统失配得比较厉害。而MESFET的输入阻抗较高，与50

系统失配得也很大，失配严重时，会损坏功率管。输入、输出驻波比变坏还会使系统的增益起伏和群迟延变坏，因此功率放大器的输入、输出驻波比应该满足一定要求。在大容量数字通信系统中，功率放大器的输入、输出驻波比取1.2:1，而在一般系统中，功率放大器的输入、输出驻波比可以取到2:1。它也是设计微波功率放大器时必须考虑的一项技术指标。159功率放大器主要指标-增益平坦度1．增益平坦度：增益平坦度是一项普通指标，它说明功率放大器增益在一定频率范围内的变化大小。160功率放大器主要指-寄生杂波仔细地设计和充分地试验就可以把寄生杂波减到最小，但是要把所有可能引起寄生杂波的条件合在一起去同时检验是不可能的。例如，滤波器在工作频带内匹配性能较好，同时在带外恰好是严重失配，这种情况就比较复杂，也不好模拟。如果怀疑系统存在寄生杂波，最好先检查功率放大器。图7-3谐波及寄生杂波寄生杂波是系统中不需要的那些信号，是功率放大器放大过程中引起的一种信号失真，它与输入信号不是谐波关系，如图所示。这些寄生杂波绝大部分是在高驱动电平或输入与输出严重失配时出现的。161功率放大器主要指-寄生杂波无寄生杂波动态范围无寄生杂波动态范围是在这个输入功率范围内，系统中将不存在寄生杂波。无寄生杂波动态范围的最大功率主要取决于系统的增益、三阶交截点和噪声电平；而最小功率主要取决于噪声系数和噪声带宽。这个范围可以确保从放大器输出的信号不会有任何失真。为了实现一个较好的无寄生杂波动态范围，要求功率放大器噪声尽可能小，三阶交截点尽可能高。然而低噪声器件的输出功率较低，而高功率器件的噪声系数较大，需要折衷考虑。3．技术指标寄生杂波是以载波参考电平，以dBc为单位。一般要求在–60dBc以下。162功率放大器主要指-微波辐射大功率放大器的微波辐射将直接干扰系统的正常工作。产生微波辐射的主要原因是功率放大器的屏蔽不好，也可能是连接用的电缆外导体屏蔽性能不好或者接头安装不好等原因而引起的泄漏。因此在设计功率放大器时要注意接头的安装，结构设计要有良好的屏蔽性能，电缆应选用屏蔽性能较好的产品。163功放分类微波晶体管功率放大器工作状态与低频晶体管功率放大器一样，有A类、B类、AB类及C类四种工作状态，目前还出现开关型的D、E类。164功放分类（1）A类工作状态功率放大器在信号周期内始终存在工作电流，即导通角为360

。A类功率放大器的优点是线性好、失真小，较好的噪声系数，。它的缺点是效率不高（理论极限50%，实际在30%以下）、较大的热损耗和尺寸大。165功放分类（2）B类工作状态功率放大器在信号周期内只有半个周期存在工作电流，即导通角

为180

。它的理论效率可达78.5%，实际在60%左右。图7-14乙类功放的交越失真166功放分类(3)AB类工作状态（介于A类和B类之间）AB类功放的优点是输出功率功率较大，可以高达几千瓦，有较高的效率，尺寸紧凑，线性也比较好，失真小，工作温度较低，因而可靠性也高，用得比较广泛。167功放分类C类功放的优点是效率非常高，尺寸紧凑，输出功率高，可达几千瓦，工作温度比乙类还要低，可靠性较高，在要求失真不严的系统中得到广泛应用。它的最大缺点是动态范围非常窄，只能在0dB到6dB范围内变化，如果信号减小到额定电平以下，C类功放将呈现急剧变化的趋势。（3）C类工作状态功率放大器在信号周期内存在工作电流的时间不到半个周期，即导通角

小于180

。理论效率可达100%。168匹配电路成功地设计固态微波功率放大器的关键是设计阻抗匹配网络。在任何一个微波功率放大器设计中，错误的阻抗匹配将使电路不稳定，同时会使电路效率降低和非线性失真加大。在设计功率放大器匹配电路时，匹配电路应同时满足匹配、谐波衰减、带宽、小驻波、线性及实际尺寸等多项要求。当有源器件一旦确定后，可以被选用的匹配电路是相当多的，企图把可能采用的匹配电路列成完整的设计表格几乎是不现实的。设计单级功率放大器主要是设计输入匹配电路和输出匹配电路；设计两级功率放大器除了要设计输入匹配电路和输出匹配电路外，还需要设计级间匹配电路。169输入匹配电路和输出匹配电路输出匹配电路输出匹配电路主要应具备损耗低，谐波抑制度高，改善驻波比，提高输出功率及改善非线性等功能。①谐波抑制。功率放大器的非线性特性使输出不仅包含基波信号，同时还存在各项谐波，谐波幅度大小与基波信号大小呈一定的比例关系。在大功率放大器中，由于基波功率比较大，因此谐波功率也比较大，特别是2次谐波和3次谐波，它们对系统的影响是不可忽略的。为了减小谐波功率输出，通常输出匹配电路采用低通结构或带通结构。在采用带通结构时，应消除寄生通带的影响。当要求谐波输出非常小，单靠上述匹配电路是不能满足对谐波的抑制，还需要加带阻滤波网络。②改善驻波比。功率放大器匹配电路设计不完善会使功率放大器输出驻波比较大，因此会加大带内增益起伏，产生寄生信号，严重时会产生自激振荡和烧毁功率管。因此，在设计输出匹配电路时必须使驻波比较小。170输入匹配电路和输出匹配电路输出匹配电路③低损耗。在