2025直驱风力发电网侧逆变器的双模式运行控制平滑切换

2025目第1章绪 第3章基于改进虚拟功率的主动预同步控 VPS补偿环 第4章基于改进自恢复下垂的多维度优化控 孤岛运作时ω与V的自恢复机 第5章网侧逆变器双模式控制实验与分 11--PAGE1--PAGE21系统近年来得到了迅猛发展[1-3]。中国水电水利规划设计总院与国际能源署IEA(InternationalEnergyAgency)20222021》和《Renewables2022Analysisandforecastto20272021年全球可再生能源装5年内的可再生能源以及光伏风电在总体能源结构中的占比走势[5]荷及保护和监控装置整合起来的微电网概念[6,7]1-2所示。在微电网结构下，蓄电池1-2GidSidenvt)在储能系统的能量支撑前提下，可实现风机侧直流母线与交流电网的能量持续双向14系统一旦因主电网故障而发生非计划孤岛时，确定孤岛后，微电网通过断开网侧开关，进入孤岛运行模式，通过网侧逆变器保障关键负载的供电。因此在并网模式和孤岛模式之间切换时，需要通过网侧逆变器采用有效的双模式平滑切换策略来保证微网功率平衡和电压幅值、频率稳定，并且对并网或脱网瞬态过程中产生的电压、电流冲击进行抑制151-311--PAGE11--PAGE10 网侧逆变器机侧变滤波器蓄电池变换器传输线变换器 网侧逆变器机侧变滤波器蓄电池变换器传输线变换器传输线直流母线电压控制及功率并网/脱网双就直驱风力发电系统微电网内部的单台逆变器而言，有恒功率(PQ)控制、电压V/f控制、下垂(Droo控制、虚拟同步电机控制itulsynhronousgnrto，VSG等控制策略17。PQ控制的分布式电源是不能独立运行的。PQ控制框图1-4所示。PdrefQqref固定时，uoduoq由随大电网给定进行d、qidref、iqrefiLd、iLq进行比较，PIuoduoq前馈补偿生成调制信号。-βdq0 2PrefuodQrefuoqidref 3uoduoq 2PrefuoqQrefuodiqref 3uoduoq1-4PQV/f控制策略的主要作用是使分布式电源实现参考电压的幅值和频率的给定值提供电压和频率支撑，V/f1-5所示。uαuoq-+odrefuod uoq Rlineuod1-5V/fEEk(qQ Ldq0iLabciLabc dq0dref+iLdq01-7VSG根据微网安全运行标准[22,23]ΔUΔU计划脱网或非计划脱网计划脱网或非计划脱网主动并网切换且稳定1-8另外，系统的脱网切换主要包括计划孤岛与非计划孤岛两种，计划孤岛是指在已知切换时间，按计划控制逆变器脱网，因此可以根据实际脱网时的运行情况主动调整工作状态，易实现平滑切换6]。非计划孤岛是由于人为或故障导致电网的继保装置跳开断路器后，被迫进入孤岛模式，需要通过孤岛检测做出判断才能确定系统1。在孤岛检测过程中，大电网断开导致并网功率突变，很可能会使风力发电系统输出电压幅值、频率发生波动，甚至可能会造成保护装置的误动作而使系统停机27。针对下垂控制的预同步并网切换，近些年有很多学者做出深入研究。其中一个Phseokdoop，PL实现相位和幅值跟踪的直接预同32和文献33等给出了理想电网环境下的锁相环预同步方法，同步原19所示，m、ωmmg、gg分别为电网电压幅值、频率和相位，通过控制补偿微网电压幅值、频率以及相位，使33讨论了相位预同步与频率同步环节的34在自恢复下垂控制基础上给出了基于35详细的分析了频率与相位的强耦合，在相位突变时，锁相环频率检测误差较大，对预同步控制产生干扰。针对电网电压畸变情况，文献36]和文献37]给出由PL与二阶广义积分SondOrdrGnrlidntgrtorSOSOI38θm1-9PLLPLL线性、工程实践中检测误差，难以取得理想控制效果391]。为此，有学者展开了无42PL43提出了一种基于虚拟转矩和虚拟磁SG功44]ofCommonCouplingPCC45给出了基于虚拟功率的自同步控制策略，把相角差转化为虚拟功率，保证相角控制器输出信号的连续性，但该方法无法实现幅值同步，需额外设计幅值同步控制器，并且相角同步需在幅值同步完成4647给出了虚拟功率自同步方案的控制环路参数设计原则。文献48在虚拟阻抗但是非计划孤岛情况的预测比较困难，孤岛确定的时间存在延迟，孤岛后的功率差额也不确定，所以实现非计划孤岛的平滑切换仍具有挑战性49。P/f导致系统的电压、频率失稳0]。针对并脱网采用不同控制策略的情况，众多学者对51提出了预先正弦波形检测用于孤岛检测，并通过快速换向电流补偿和预测传输电压辅助控制实现了非计划孤岛的平滑切换。文献5253提出一种电压电流协同控制策略，通过电流环和电压环的并列协同参与负荷和并网功率的维持，实现非计划孤54提出了一种附加电流控制器配合主电压控制器的组P/f控制在非计划孤岛的平滑切换。

孤孤 故运 检 闭 运下垂系数减小V/f下垂系数恢复1-10文献[62]针对多储能逆变器孤岛运行功率分配问题，一方面可以引入虚拟阻抗提高功率分配精度66,7]，但线路阻抗的测量增加了使用虚拟阻抗解决功率分配问题的控制复杂性。另一方面，可以对下垂控制本身进行改进，文献6869和70V̇下V̇器频率稳定在额定值，文献[34]提出的自恢复下垂控制(Self-recoveryDroopControl，SRDC)Q-V̇V̇恢复机制，引入频率恢复机制，保证逆变器输出频率为1章：详细阐述了本课题的选题背景及研究意义、介绍了基于储能的直驱风步控制策略，并对虚拟阻抗的选取及控制参数对系统稳定性的影响进行了研究。在34章：针对网侧逆变器在传统下垂控制运行下的缺陷，从孤岛运行使得功率控制与频率稳定、并网运行时的并网功率控制以及非计划孤岛的平滑切换三方面考虑，在自恢复下垂控制的基础上进一步优化，提出了改进的自恢复下垂控制。在自恢复下垂控制上引入偏差比例前馈，保留了其频率稳态无差控制的优势，同时显著从而实现并网模式下的入网功率精确可控以及非计划孤岛的平滑切换。最后，通过MTLB仿真验证了所提出的改进下垂的多维度优化控制的正确性和可行性。5章：以基于储能的直驱风力发电系统实验平台为对象，首先介绍了实验平SRDC的网侧逆变器多维度优化控制方法分别进行了实验验证。22-12-1中，CF为直流侧储能电容；ABC三相桥臂从左向右排列；uA、uB、uC分别为A、B、C三相桥臂的桥臂电压；Lf为滤波电感，r为滤波电感的等值电阻；Cf为滤ioabcuoabc。传输线传输线22--PAGE13--PAGE142-1的主电路拓扑结构，iLuo作为状态变量，根据基尔霍夫ClarkeParkdq0LdiLd

L f

fLdiLq

L f

f

C od

Cf

f oq

Cf

f式(2-1)即为三相电压源型逆变器在dq0坐标系下的数学模型。其中uod，uoq由sLi(s)u(s)ri(s)u(s)Li f f

sCu(s)i(s)i(s)Cu f fudud iLd CfuqiLqCf LfsLfs2-2PIusam-+irefLd+isam-usam-+udCusam-usam-isam-isam-refLq+usam-Ls+Cusam-isam- 2-3图中，usam_odusam_oddq轴的采样值；isam_Ldisam_Lq为电感电流dq轴的采样值；Gsamv(s)Gsami(s)分别为电压和电流采样系数；kpwm为逆变器桥臂迟；GPIv(s)GPIi(s)PI调节器传递函数。2-3d2-4所示。图中，Gsami(s)为电流1/(Lfs+r)Ts，由于逆变器开关频10kHzTs=1×10-4s。u1d+u1d+irefLd+Lfssam-uod-2-4d

(s)

式中，ωsami为二阶低通滤波器的截止频率；Q为二阶低通滤波器的品质因数，一般0.707；TD为数字滤波环节引起的延时时间；ksi为电流采样系数。

(s)

式中，TdelayI型系统，控制器GPIi(s)PIG(s)

kii=kii(s

(s)GPIi(s)Gsami(s)Gdelay(s)kpwm

s(Lfsr)(TΣi式中，TƩiTƩiTDTdelay+1/(ωsamiQ)将电流内环设计成典型Ⅰτs+1Lfs+r，得到电流环开环

(s)ksikpwmkcs(T

s(Ts+1)

式中，kckii/rkip/Lf

kciLf2Vcmci

2Vk cm

fci10倍，低于开关频fci=0.1fs=1kHz(fs10kHz)。 (s) Gopeni(s)

k1

kTs2+s si

(s)

性能，添加电压外环，将其设计为典型Ⅱ型系统，d2-5所示。图器组成；1/CfsPI控制器的传递函数为 (s)

urefodiLd+urefodiLd+Cf+

iod-2-5d

(s)GPIv(s)Gclosei(s)Gsamv(s) kopenv(kvpskvikopenv(kvpskvi TƩv=TD+1/(ωsamvQ)；ksv为电压采样系数。1/5~1/1020lg

openv

20lgkvp40lgkvp

由式(2-13)kopenvωcvkvi/kvpkopenv=kvi/Cfkopenvωcvkvi/kvp，确PIP参数，kvp

-2-6典型Ⅱkopenv=ωcvz/ω2，利用闭环幅频特性峰值最小准则，ωcv、ωcvzω2之间的关系为：

2hhh

cv kk

vp vph电压前文进行了电压电流双闭环的参数设计，这里功率环采用传统下垂控制，所以下文

0式中，ωo为逆变器输出角频率；Vo为逆变器输出电压幅值；ωref为给定参考角频率；Vref为给定参考电压幅值；Po、Qo分别为逆变器输出有功、无功功率；Pref、Qref分别为逆变器参考有功、无功功率；mP、nQ分别为有功、无功下垂控制系数；θo为逆变根据式(2-17)2-7所示。同时，uref,aVosin(o Vsin(

Vsin(P-ωP-ω

Q-V2-7

usam-+irefL+isam-usam-isam-+Lfsusam-+irefL+isam-usam-isam-+LfsCf2-82-8uoGvo(s)urefZo [kks2(kkkk)skk

Ls3(k r)s2k

ip ip vp iiAs4Bs3Cs2Ds

uref

ippwm iipwmioAs4Bs3Cs2DsEA=LfCfB=rCf+kpwmkipCfC=1+kpwm(kiiCf+kipkvp)D=kpwm(kvikip+kvpkii)2-8uoGvo(s)(urefZv(s)io)Zo(s)ioGvo(s)uref(Gvo(s)Zv(s)ZoZov(s)Gvo(s)Zv(s)Zo

(L kkL)s3[k kr L(kkk

(s)

pwmipvp pwm pwm ip iiAs4Bs3Cs2DsEkpwm(kiikiikviLv)sAs4Bs3Cs2Ds

kvp=0.006，kvi=1.95，kip=250，kii=39.2，根据式(2-22)绘制未加虚拟阻抗与加90°Zv使得系统呈感性。另外，虚拟阻抗Lv4mH。无虚拟阻抗幅值幅值-相位相位相位 相位相位相位

-10-

频率2-9Bode2-10为网侧逆变器简化模型，L为传输线路等效电感，R为其等效电阻。接下来对下垂功率外环进行参数设计。 逆变器等效2-102-10中，电网与下垂控制逆变器之间的电压差动态相量模型如式(2-23)V(t)E(t)RI(t)LdI

qo动态相量表达式(2-24)p

sL

(V2

EVsin (sLR)2 (sLR)2 L sL

q (V2EVcos)

EVsin

(sLR)2

(sLR)2 poKpfoqKK

式中，Kpf、Kpu、Kqf、Kquθo-po、Vo-po、θo-qoVo-qo 3(sLR)sinoLcoso

(sLR)2 3(sLR)(2VoEcoso)LE(sLR)2 Lsin(sLR)

3 o

(sLR)2 L(2VEcos)(sLR)E

3 (sLR)2

(sLR)2Kpu

Kqu(sLR)2利用式(2-17)poqo引入低通滤波器(Low-passFilter，LPF)PoQo，LPF表达式为：

s

2-7(2-17)与式(2-28)m osVn

os1

1kpkq

整合式(2-25)和(2-30)2-11 qKK主电路功率向量小信号ΔVoVkqk 下垂控制小信号2-112-11ωo~poVo~qoGpo(s)

Cs

G(s)

Bs3Cs2Ds根据式(2-31)ωo~poVo~qo的闭环特征方程如式(2-32)Bs4Cs3Ds2Fs+A 根据建立的下垂功率环动态相量模型，得到式(2-32)P-ω下Q-V2-12a)b)所示。图2-12a)和b)中可分别看出系统中都存在两个靠近虚轴的特征根，分析可得，随着mPnQs 0

2RR22L22L22L2

R,L,,E 0

3E2L22R 2RR22L22L2

FR,L,,E

通过求解式(2-33)FpFq FR,L,,E

3E2R(R

2L2R2

0.180.130.080.8140mPmP≈1e-0.8100 0.180.130.08

nQ1_maxFqR,L,f,Emin

-140-120-100-80-60-40- 20

-300-250-200-150- - 400400100 0.240.153500.05520-100-400 0.240.15a)mP变化P-ω下垂控制根轨迹 b)nQ变化Q-V下垂控制根轨迹图2-12下垂控制特征根分布变化轨迹同时根据式(2-17)mP、nQ ref Vref

mP、nQ的取值范围，需同时考虑系统稳定性要求和电能质量要求。因此，

0n , Q2_max2-12-1P值LC滤波器电感I值LC滤波附加电阻P值LC滤波器电容I值2-1为电网线路阻抗；PCC为公共连接点；VPCC∠θPCCPCC点电压；Vg∠θg为电网电Z2-134种。其中，逆变器在孤岛检测期间无法同 SW闭

并网运行孤岛检测孤岛运行电网预同 恢

SW

2-14而不需要切换控制策略。在主动并网时，只需要引入预同步控制完成对理想电网的同步就能够实现并网平滑切换；在非计划脱网时，不需要添加额外的控制就能实现2-15中给出了传统下垂双模式切换的简要控制结构图，预同步方案采用基于虚拟功率的预同步控制策略。图中，Lf、CfLC滤波器电感和电容；uPCC为PCC点电压；poqo分别为逆变器实际输出的瞬时有功和无功；LPF为低通滤波器；ΔVs和Δωs分别为基于虚拟功率的预同步控制策略的电压幅值和频率补偿uPCCugabc之间的预同步补偿，从而实现并网平滑切换；Ssync为预同Ssync=0Ssync=1；V*ω*分别为未接入预同步控制补偿量的下垂功率环输出电压幅值和频率；uref为下垂环节生成的三相参dqudref和 θo双闭环uqref电压udref iodq02-15uaVPCCsinPCCtPCCVgsingtg

u2Vcos(PCCgtPCCg)sin(PCCgtPCCg

根据式238PCCua2，同时，并网线路阻抗较小，若不进行预同步控制直接进行并网，在切换瞬间会产生较大的冲击电流，导致逆变器并网切换失败。因此，在并网之前需要将电网电压与PC(ωPCC+ωg)/2，由于ωPCC≈ωg，ωPCC+ωgωPCC-ωg，所以这里包络线的周期变化相对于交流频率(ωPCC+ωg)/2可以近似忽略。STSVg Vg 2-16Sv=Pv+jQvPvQvivZvPvQvPvuPCCaivauPCCbivbQv[(uPCCbuPCCc)iva(uPCCcuPCCa)ivb(uPCCauPCCb)ivc

式中，ivj(j=a，b，c)Zva、b、cc)PCCa、b、cP V )XV R2X

v

Q X V

R2X

v 式中，θLgθPCCθgPCC由上式(2-40)PCC点电压与电网电压幅值相等，相位差为零时，虚拟PvQv0。VPCC=VgθLg=0PvQv0≠0时虚拟阻抗的选取。当虚拟线路阻抗呈纯感性(Zv=jXv)VPCC≈VgV、ωPCC=ωg=ωθLg0≠0PCC点与电网的三相电压差的时域表达式为uaVsin(tLg0

Vsin(tVsin(t

2)2)

jXviXi(i=a,b,c) Vsin(t )dtV

L

Vsin(t 2)dtV 2)cos(t 2)](2-

L

Vsin(t 2)dtV 2)cos(t 2

L

将(2-42)iXiiX,ACi(i=a,b,c)iX,DCi(i=a,b,c)两部分，如iXiiX,ACiiX

式(2-43)iX,DCi(i=a,b,c)θLg0≠0时，纯虚拟电感上的三相虚拟

V

iX,DCbLcos(Lg03

V

2)将式(2-44)Pv、Qv的计算公式中，可以得到直流电流分Pv,DCQv,DC，表达式如下 3VPv,DC2Lsin(tPCCLg0

2

ω的交流分量，不利P (h R(1m2

(sinR(1m2

LgmhmcosLg式中，Vg311V；h90%~110%；mRv=0.6，m的范围这里设置为[0,20)。Pv、Qv同时为-8-6-- 虚拟有功虚拟无功相位差虚拟有功虚拟无功功率功率功率功率 a)m=0时，虚拟功率Pv和Qv的三维 b)m=0且h=1时，(0,1,z)纵切面曲虚拟有功Pv虚拟无功Pv、Qv同时为纵切面-0.9--4- 024相位差-虚拟有功虚拟无功功率功率功率/k功率/kVA-50- - - - 相位差c)m=1时，虚拟功率Pv和Qv的三维 d)m=1且h=1时，(0,1,z)纵切面曲--虚拟无功虚拟有功-Pv、Qv同时为-6-4-2024相位差虚拟有功虚拟无功功率功率功率功率--40- - - - 相位差e)m=5时，虚拟功率Pv和Qv的三维图 f)m=5且h=1时，(0,1,z)纵切面曲线图2-17不同阻抗比m下虚拟功率值与相角差θLg和电压幅值比h的关系图根据式(2-46)m=0,1,5Pv、QvθLg2-17a)m=0PvQv2-17b)2-17a)中2-17e)f)m=5时的三维分布关系图和θLg0的影响，这里不考虑m>5的情况。2-17Pv和VPCC=Vg)PCC点两侧电压相位及幅值均达到一致，闭合并网开关即可实现无缝切换。PhV2(h

g(hcos

sinLg0h=1θLg=2kπ(k=0,1,2…)虚拟无功虚拟无功-无功功率 - - - 相位差

虚拟有功虚拟有功 有功功率有功功率 电压幅值比a)虚拟无功功率Qv与θLg关系 b)虚拟有功功率Pv与h关系图2-18虚拟功率与θLg和幅值比h关系图hQvθLgθLg=2kπ+ΔθLg(k=0,1,2…ΔθLg很小)时，Qvh值的影响，虚拟无功功率的

Q Zv=Rv代入式(2-40)可得：PVPCC V

QVPCCV

由式(2-49)

Q 根据式(2-50)可知，虚拟无功变化量ΔQv与-ΔθLg成正比，虚拟有功变化量ΔPvPvPCCPI控制器调节纯虚拟电阻下的虚拟有功功率为零，控制器补偿输出用于补偿电压幅值差(VPCC-Vg)；同时使用PI控制θLg，PCC点两侧电压相位与幅值的同步，从而实现网侧逆变器由孤岛转为并波器(LPFs)PvQv。LPFs2-PAGE31--PAGE32式中，ωfs

s

- - (式2-2-19表2-2信号Sgrid与Ssync置位状态对应系统运行模式 ΔVsVo；类似地，在相位同步环路中，-Qv0PI控制器环节形ωo。ΔVsΔωs的作用导致电压幅值和s下sVVoXsVPCC-sVoX 图2-20虚拟功率预同步过控制环路传递函数 VPCCnVgnsinLgn

VQˆPCCn Lgn Lgn

G(s)2VPCCnVgncosLgn kpvps

s

V sG(s)PCCn Lgn qvp

s 22--PAGE33--PAGE34 s2VPCCnVgn s VgnVPCCnVgn图2-21 G

(s)

1

1

sin2

Lgn

G GQvc(s)GQv(s)1 sin2Lgn

1G2-3 幅值--相角-相角 频率

幅值幅值--相角-相角- 频率 相位-相位110

相位-相位--

幅值幅值-相位-相位-

幅值幅值相位-相位--

频率- 频率

-

频率

图2-22预同步控制有功和无功环路的Bode根据式253)以及图222b)表明，在合理选择PI参数的情况下，低通滤波带宽频率ω的选取会对系统的稳定裕度产生较大影响，这里选取ω的值为100rd/s根据式253)以及图222)分析，网侧逆变器PCC点电压与电网电压之间的相位差稳定值Ln同样会影响系统的稳定裕度，gn过大时，会造成相位裕度减小影响系统的2-142-152-19所结合的传Vref分别为参考电压频率和幅值；ωgVg分别为电网电压频率和幅值，这里假设与Qsync为预同步之后的孤岛有功和无功，PgQg为并网稳定运行时的入网功率。2-23SWωoVo逆变器运行在②工作点，预同步补偿了本地负载与电网之间的电压误差，确保PCC点电压和频率跟踪上电网电压幅值和频率，此时逆变器输出功率大小分别为Psync和QsyncPgQg都为零。Sgdsωsgg0，同时失去了电网电压的钳位，逆变器输出电压频率和幅值跟随下垂曲线轨迹由工作电网恢复，STS闭合，等待下一次预同步并网。为了验证网侧逆变器基于下垂控制的双模式平滑切换的有效性以及参数设计的2152192123MTLAB/Simlink2s10k5k1kvarLv1.5s时刻，为了便于分析预同步控制的调节过程，仿真过程中去除了控制策略中补偿量输0.5sSc置1、gd1s时刻启动并网控制，Sgd1、SsycsΔωs2240.51ssωsPCC点电压与电网的同步；在启动并网后，由于电网电压的钳位作用，所以不再需要预同步225PCCauCaauga226PCC2-242-252-26ΔVsΔωsPCC点电压与电幅值补偿量频率补偿量 孤岛运 主动预同 并网运幅值补偿量频率补偿量 时间图2-24孤岛运 主动预同 并网运 非计划脱网运虚拟有虚拟有 虚拟无 时间图2-25电压相位(rad电压相位(rad)电压幅值A相电压A相电压--

电网电压幅值电网电压相位电网A相电压PCC点A相电压

主动预同步PCC点电压幅值PCC点电压相位 时间并网时刻网侧逆变器输出电压、电流以及并网电流波形如图227所示。在1s时刻闭合并网开关时逆变器输出电压不会产生畸变，输出电流中入网电流部分缓慢主动预同 并网运

时间2-271.5s时刻发生非计划脱网，得到了系统仿真的输出电压电流结果，电压电压-电流电流-

非计划脱网运行 时间2-28孤岛运 主动预同 并网运 非计划脱网运 时间图2-29功率

孤岛运 主动预同 并网运 非计划脱网运 时间图2-30根据图229和图2300.51s的主动预同步11.5s的并网切换时，并网电流在暂态期间虽然有较小的超调，但最终趋于稳定，对系统在152s33--PAGE41--PAGE4233-1预同步控制期间(0.5s-3s) 线电压有效值380(V) 线电压有效值370(V) 线电压有效值370(V) 线电压有效值380(V) 电压频率50(Hz) 电压频率49.8(Hz) 电压频率49.8(Hz) 电压频率50(Hz) 电压初相位π/12(rad) 电压初相位π/3(rad) 电压初相位π/3(rad) 电压初相位π/6(rad)电压的幅值、频率和相位跳变干扰条件，如表3-1所示；在3sT1 T4频率补偿量孤T1 T4频率补偿量--量量 时间图3-1T1 T4孤岛运T1 T4 时间图3-2T1 T1 T4 有功功率无功功率功率

孤岛运 主动预同 并网运行非计划脱 时间图3-3根据仿真结果可知，当在预同步控制期间发生电网电压幅值、频率、相位突变时，会对预同步控制环路引入干扰，而引起同步补偿量产生波动，对逆变器的电压频率和幅值造成干扰，不利于逆变器的稳定运行和平滑并网，尤其当相位发生突变T5T6F()err

)dt

ejt

cos2()cos2()[sin()F(Lg)

F()err

dF

cos2 cos2

F V2π()2π(

2j 2jΔV2jF(V)

π

θLgΔV发生变化，从而引起对预同步控制系统的冲击。33--PAGE45--PAGE44dFπ,V

π,VΔωsΔVs补偿到下垂功率环之前使用ωo。-0- pv(式2-0 3-4PIQv环路的非线性PIGQctrlPvPIGPctrlQctrlQctrl P 式中，KIωKIVGQctrlGPctrl的积分系数；KPωKPVGQctrlKPKP0KQ

KPV

KP控制比例系数的调整参数；KPω0KPV0分别为比例系数的初始值。8)0值的远近大小动态地调节比例系数。ΔωsΔVs的补偿分量为s0(KP0KQQv

V P

PV

式中，Δωs0ΔVs0ΔωsΔVs非线性Qv-传统比例曲线

-

非线性Pv-传统比例曲线

-

a)Δωs0补偿环路 b)ΔVs0补偿环路图3-5Δωs0和ΔVs0随虚拟功率的动态变化的非线性曲线33--PAGE47--PAGE46VPS 1-1 1-111 11 13-6虚拟功率稳定器(VPS)VPS补偿环节分为虚拟无功和有功两个环路，各自由一个比例环节、超前模qv反相后得到-qv，LPF2处理后，得到-Qv2，经过超前模块(1+sT1)/(1+sT2)和暂态保持s/(1+sTω)处理后得到-Qlv2，再将-Qlv2KωΔωQs；pvLPF3Pv2，经过超前模块(1+sT3)/(1+sT4)s/(1+sTV)Plv2Plv2经过比KVΔVPs。LPF2LPF3

s

=GLPF3

s

LPF2LPF33-2LPFsωfs<ωf2=ωf3=2ωfsωfs2ωfs带宽范围的虚拟功率信息。GleadqGleadp是为了补偿由LPF2LPF3 1

1

1 1LPF2LPF3

1sT101sT21

f3 1(3-12)ωfsT1、T2、T3T4VPS仅在预同步暂态条件下响应，需要提供暂态保持模块来消VPS补偿环路中的超前补偿的稳态偏置分量，暂态保持模块表达式为：G

1

G 1块的传函，TωTVGtqGtp的时间常数。幅值幅值--相位相位

频率3-7BodeLPF2LPF3参数相Bode3-7所示。qvpvVPSΔωQsΔVPs，计算公QsK(Qlv2

K V ΔωQsΔV |Qs||Ks

1 f21sT21

qv

1 |V||K p|

Vs1sT1 3-8所示。a)VPS有功环路 b)VPS无功环路图3-8VPS有功环路与无功环路的矢量图3-8中，θLPFsLPFs引入的滞后相角；θLPF2LPF2LPF2LPF3引入的滞后相角；Δωsv为针对-qv的理想频率补偿矢量；ΔVsv为针补偿矢量；ΔVssVPS有功环路后，ΔVs0ΔVPs合成的幅值补偿矢量。3-8a)PI控制器积分环节的作用时，将-qv响应-qvLPF2，-Qv2滞后了-qvθLPF2，所以-Qv2KV的选取来满足控制要求。3-2PI与VPSLPF2截止频率LPF3截止频率T1T3T2T4根据上述仿真条件，得到了传统虚拟功率预同步、只加入非线性PI控制的虚拟功率预同步以及加入非线性PI控制与VPS补偿环节的改进虚拟功率预同步的三种预同步控制策略在预同步期间引入电网电压跳变干扰时的预同步控制补偿输出对比波形，如图39所示。暂态调节过程要明显短于只加入非线性PI20 20非线性0.40.50.60.70.80.911.11.21.3

b)T3-T6时间图3-9得到了在此期间改进虚拟功率预同步的非线性PI比例系数变化波形，如图310311中给出了改进虚拟功率预同步非线性P补偿分量与VPS312给出了传统虚拟功率预同步与改进虚拟功率预同步在PCCu的对比波形。

图3-10改进虚拟功率预同步非线性PI根据图310性P比例系数的减小而降低虚拟功率对预同步环节的冲击，当预同步调节稳定后，虚拟功率调节到0，使得比例系数回到初始值。根据图3-1预同步控制的VPS环节能够在电网电压突变瞬间产生相对于非线性PI补偿分量相反的补偿分量，相对减小了非线性P补偿分量对系统的冲击，同时加快了响应速度，最后VPS环节与非线性P相互作用生成了预同步补偿量ω和312分析可PCCuu15-- -- VPS非线性PI频率补偿时间

图3-11非线性PI补偿分量与VPS

时间ΔωsΔVs对逆变器系统的冲击，同时，能PCC点与电网电压的预同步精度，为并网平滑切换奠定基础。44--PAGE53--PAGE544自恢复下垂控制(SRDC)里的Q-V̇下垂减小了线路阻抗对逆变器功率控制的影SRDCSRDC只讨论SRDCSRDC的多ΔPoΔQo分别为逆变器在本地负荷波动时的输出有功功率变化量和无功功率变化量；ω*V*分别为负载变化前逆变器稳定率和无功功率；ΔωΔV为逆变器本地负荷变化时，通过下垂控制计算出来的施加ω*V*上的变化量。2-15，得到网侧逆变器在孤岛运行时考虑负载发生变化时的功率环下垂 m(PPP

n(QQQ 式中，Δω、ΔVΔPo、ΔQoVn

差值(ωref-ω*-Δω)为负。逆变器并网运行前需要进行预同步，ωoωωω。在负载变化时，频率差值也发生变化，频率差值越大，越难以实现相位和频率的同步。同理，在负载变化41VωV逆变器输出电压动态响应振荡。为了缓解该问题，对传统下垂控制进行改进，提出自恢复下垂控制SRDC策略34ωωω下垂组成，V̇V̇V̇下垂组成，使得逆变器稳态频率保ωrefV̇0* m(PPV*

(QQ

s(ref Qres

s(VrefV式中，ω为逆变器角频率；V̇为逆变器电压幅值变化率；ωref为参考角频率；V̇ref为参考电压幅值变化量，V̇ref=0；Pres、Qres分别为恢复有功、无功功率；mP、nQ分别为有功、无功下垂控制系数；kresP、kresQω、V̇恢复机制中的恢复系数。VoθoV V tV

o0式中，Vref为参考电压幅值；ΔV4-1P-ωVVQ-V Q-V̇4-1Δω和ΔV̇在s域的表达式(s)mlim (s) P Ps

smPkns2

V(s)nlim (s) Q(s) Qs

s

式中，EPst(s)Po的跟踪误差；EQst(s)QoP(s)M1M

Q(s)1

将式(4-6)代入式(4-5)可得到Δω和ΔV̇在引入负荷有功和无功功率斜坡后的稳定Δω(∞)V̇(∞)的表达式：()V()

根据式(4-7)Δω44--PAGE57--PAGE56SRDC相对于传统下垂控制能更有效的抑制负荷功率变化造成的逆变器输SRDC能够缓解预同步期间负载变化对预同步控制的干扰，但是在预同步完成后并网开关闭合时，由于SRDC的恢复机制以及电网的钳位作用，直接使用SRDCω、V̇P-ω、Q-V̇改进下垂控制的双模式逆变器控制策略如图P-ω、Q-V̇自恢复下垂控制组成，根据逆变器运行模式不同，Pres、Qres、Vrefωref不同。双模运行的具体实现方法如下。P-ω Q-V

4-2Sint=0，系统独立运行，下垂控制的功率设Sint=1，为了实现逆变器并网稳定以及功率PresQres式中，PintQint

PloadQload PPVoVPCCL

V2V

QQ oPCC PCC

式中，θLθoθPCCPCC点电压的相位差；θLgθPCCθgPCCPo=PloadQo=QloadZ比较小[73]PoLoPCCoQV V

0V'g∠θ'g，PCC点V'PCC∠θ'PCCZg0V'PCC∠θ'PCC≈Vg∠θgQVV V

Q(VV)

式中，ΔθL为与电网同步后存在并网有功时的电压相位差增量；ΔVo为与电网同步后ΔVoSRDCPCC PCC pgpgiLdq0PoPg双闭环预同步改进自恢复下垂4-3dudrefqVqvir作差得到。虚拟阻抗控制主要起实现线路阻抗呈纯感性的作用，pgqg计算公式如下：pgugaigaugbigbq

1

i

gbc gca gab VrefVlimit 4-444bSRDC可实现并网有功功率和无功功率的精确控制、孤岛运行时逆变器输出频率的无差控44中整体为本文增加的附[Ⅱ]为带偏差比例前Ks44b中整体为本文增加的为带偏差比例前馈的负荷和44sωs为并网前的基于改进的虚拟功率预同步控制补偿输出量，但这里在并网前一时刻需要保持预同步补偿量不变，而不034stΔVs(t)

Ssync1,SgridV(t)=V(t

2-134-4中逆变器控制策略中负荷有功功率、PloadQload的计算公式：

式中，Po、Qo分别为逆变器输出有功功率和无功功率；Pg、Qg分别为并网有功功率4-44-34-42-14逆变器运行状态时序，SRDC的控制机理。4-1I、II、Ⅲ、ⅣSgridSsyncSgridSsyncωV̇此时只有[Ⅱ][Ⅳ]SW0，实际并网有功pgqg0，根据式(4-15)Pload=PoQload=Qo。4-5SRDC控制原理图。该控制在传统自恢复下垂的基础上引进了偏差比例前馈K(s)，能够优化其暂态P-ω下垂 偏差比例前馈偏差比例前馈偏差比例前馈 VQ-V Q-V̇下垂控制框图4-5孤岛运行时改进SRDC控制原理图根据图refmP(PloadPres resP

*K

V n

Q

resQ

V*VK

式中，ω为逆变器角频率；V̇为逆变器电压幅值变化率；ωref为参考角频率；V̇ref44--PAGE63-PAGE62参考电压幅值变化量，V̇ref=0；Pres、Qres分别为恢复有功、无功功率；mP、nQ分别为有功、无功下垂控制系数；kresP、kresQω、V̇恢复机制中的恢复系数；K(s)ω*=ω=ωo、V̇*=V̇V*=VoVoθoV V tV

oref Pload、Qload进行控制。下文将详细分析带偏差比例前馈的自恢复下垂在孤SRDCSRDCωo2-13Pload、Qload的计

V2V

o 根据式(4-16)ωodo[1K(s)]m(d

d

Pdt dtdom (1K(s))VoVPCCm K(s)m P

PresP P (t)CmCeC

式中，Cm=mPkresPωrefK(s)mPωrefVoVPCC/Z；Cω=mP(1-K(s))VoVPCC/Z+mPkresP；C为任意常数；CωCm都为固定值。根据式(4-16)ωo(0)=K(s)ωref+(1-K(s))mP(Pres(0)-Pload(0))(t)Cm((0)Cm)eC

K(s)来保证频率变化不越限。

[1K(s)]n(d d

结合式(4-17)(4-18)VPCCkVodV

nQ(kresQ

VV*(t)V*(0)eCdotv

式(4-26)结合式(4-17)，这里假设VrefΔVt≈0，计算得到输出电压稳定值Vo()

kresQ2(1k)VrefkresQ2(1k)Vref同理，虽然传统自恢复下垂控制不存在偏差比例前馈K(s) CV(t)V

(Q(0)

2(1k)Vref44--PAGE65--PAGE64ω'o(0)=ωref+mP(Pres(0)-Pload(0))；V̇*'(0)=nQ(Qres(0)-Qload(0))；都为固定值。通过式(4-22)与(4-28)ω范围为[0,1)h=VoVPCC/ZCm(kresPhK

kresPhhK

kresP节过度，导致频率变化范围越限的问题[74]。根据式(4-29)，以及C'ω>Cω>0，所以偏K(s)ωo瞬时变化趋势，减小其变化范围。0,1]V̇(t)K(s)Vo(∞)K(s[0,1)Vo(∞)Vref之间的差异。

(1K(s))Qmax 2(1k)Vref

可以根据式(4-30)K(s)kresQ等控制参数来满足电压幅值变化的要求限制。为了更直观的分析K(s)ω*为例，根据控制框图4-6传统自恢复下垂负载有功功率增加角频率角频率 时间当系统启动或存在负载有功功率增加等干扰时，相对于传统自恢复下垂，Ks)ω的暂态响应，恢复过程中频率的超调明显小于传统自恢复下Ks在0,1]Ksω变化的效果更明显，ω*K(s)1

(s)

mP(1K

根据式(4-31)4-5a)P-ω下垂框图，绘制有功功率控制环路的小信号4-7所示。4-74-7PCCKpf(s)K(s)

sGP,c(s)

s2s

K

4-8所示。 0.58K(s) K(s) 0.58虚轴(s虚轴(s- 实轴(s-综上，孤岛运行时改进SRDC在兼顾传统自恢复下垂在孤岛稳态时的效果[14]的同时，通过引入偏差比例前馈K(s)，使得逆变器输出的频率和电压幅值变化具有良K(s)的引入同样会降低有功控制的动态响应速度，K(s)值越大，K(s)=0.6。ΔVs、ΔωsPCC点电压与电网电压的同步。Sgrid=1Ssync=1，ΔVsΔωs被保持，[Ⅰ][Ⅲ]附加ΔVgΔωg接入到[Ⅱ][Ⅳ]控制部分。有功和无功功率的精准控制。并网初始时刻，在预同步作用下，V*+Δωs和ω*+ΔVsPCCuPCCugabc之间没有误差。 4-9ΔωgΔVg，实现并网有功和无功功率的4-9可得到逆变器输出电压频率、幅值为：

VV*V 此时保留预同步补偿值Δωs，不启动附加并网控制环路而并网，并网有功为零，逆变器输出有功大小为Psync；如果需要使得并网有功Pg保持在④时刻，需要附加并网有功控制环输出Δωg，对逆变器频率ωo进行控制补偿，使得逆变器输出有功为gg0grefmP2(PgPgrefV n(Q

4-10Δωg0ΔVg0d(g0) (P )K

g0K(Q )K

V式中，KIω为附加有功积分系数；Kω为频率误差补偿修正系数；KIV系数；KV联立式(4-35)和式(4-36)，当系统稳定时，ωo与Vo波动很小，其微分量dωo/dtPI0ωoVo微分PrefQref。RDC并网运行时需要切除恢复机制来避免系统振荡。然而该并脱网过程中启动和切除恢4-11Sint为恢复机制中断使能信Sint1；Qint为并网时的参考无功。SintQ-V 4-11Q-V̇Vo=Vg+ΔV'Vg，此时：V

式中，ΔV'T时刻电网非计划故障，逆变器输出功率突变且恢复机制未接入，同时失ΔV''的公式为：4--PAGE69--PAGE70V

Tt0

Q

ΔQ''以及式(4-37)和(4-38)

)

(VV)(1K(s))(Qres(Tt0)Qload(Tt0

SRDC在非计划孤岛检测之后的逆变器孤岛运行后的电压稳态Vo(T∞)：V(T)

(1K(s))(Qres(Tt0)Qload(Tt0

2(1k)Vref Sgrid=1，Ssync=1，根据逆变器控制结构，ΔVsΔωs仍保持为并当电网发生故障时，STSSgrid仍limit0达到限幅值，并由式(4-35)得到下式：glim0grefmP2(PgPgrefV

n(Q

Q Vmin0Vmax0。

4-12非计划孤岛时的附加并网控制框图的预同步，ω*≈50Hz，但考虑到电网频率的正常波动范围[4]Δωlim0的范围设0.5Hz=min0lim0max0

ΔVlim0的设计，虽然已经规定了微电网电压幅值的正常波动范围，由于并网之前的预同步，V*Vref，但为了减小控制并网无功时的电压幅值波动范围，可以根据式(4-9)PCCΔVg0值

QgZ

并考虑电压幅值的最大正常波动范围[4]ΔVlim0的范围为： 1.1QgrefZ

1.1QgrefZ

max

根据上式(4-44)可知，ΔVlim0考虑到电网电压频率和幅值的波动，以及实际工作中微网电压频率和幅值范围要求。为防止附加电网控制环路在非计划孤岛时的调节，导致电压频率和幅值波动ωooω、ωxn、ax

V 和Qgmin的给定，设置了调节过程中有功和无功功率的最大波动范围，可以根据式

*

V

*

Pg-

V

Qg-

b)无功控制工作范围区间图4-13附加并网控制工作范围区间图Δωg0ΔVg0ΔωgΔVg给定的并网附glim0+mP2V n

Q2同时，式(4-46)ΔωgΔVg *

V*V V ΔωgΔVg的调节下，使得逆变器能够适应Sgrid=0Ssync=0，在此期间电网恢复，STS闭合，等待下一次预同步并网。mP2=mP，nQ2=nQ。这里将介绍附加并网有功控制环路的参数设计方4-144-14HPIω(s)HPIV(s)

(s)(s)

PCCKPf(s)KQV(s)K(s)

(s)

根据图4-14，分别得到附加并网功率环路的小信号模型的有功闭环传递函数 (s)Pg HPI(s)KPf

s

(s) g

1

式中，ωfLPF4-2数 控制参1e- LPF1e- 2e- 4-2Simulink中搭建了离散仿真模型。4-3直流母线电压线路阻抗线电压有效值基波频率滤波器电感开关频率滤波附加电阻并网有功参考值滤波器电容并网无功参考值10kW、1kVar。ω*t1t2的负荷干扰作用下，K(s)=0.6时输出角频率电压变化量电压变化率电压变化量电压变化率 时间4-15K(s)ω*、V̇*VoV̇*ΔVt1t2的大小要小于传统自恢复下垂。所以，在偏差比例前馈K(s)的作用下，能够有效解决Q-V̇V̇恢复机制动作缓慢，调节时间长等问题，减小电压幅值变化；同时保Q-V̇下垂减小线路阻抗对逆变器功率分配的影响的优点，与前文分析一致。PCC预同步未启动，电压相位差和幅值差随时间变化；在t3时刻，启动主动预同步，经t44-16所示。4-17PgQg波t5381V5kW、1kVar。相电压(V)电压有效值(V相电压(V)电压有效值(V)相位

PCC点电压相位

电网线电压有效值PCC点线电压有效值PCC点A相电压-

电网A相电压

时间4-16

fgfg

4-17根据图4-17的仿真结果可知，从t5时刻开始并网，并网功率由于附加功率控t6t7时刻的负载干扰与电t8cbcb7.467.487.5

7.5时间 t8时刻，电网功率突变为零后，由于并网功率控制环路的作用，逆变器输出ωV̇加并网控制环路，提出了改进自恢复下垂的多维度优化控制策略。该优化方案能很好地解决孤岛运行时自恢复环节暂态响应性能差以及孤岛/并网运行模式间的平滑切换的问题，并详细分析了该优化方案控制下逆变器的全部工作状态：孤岛运行时，V̇下垂减小线路阻抗对逆变器功率分配的影响的优势，同时保证了系统工作频率恢复为额定频率；引入偏差比例前馈，优化了自恢复过程的暂态性能，提高ωV̇并给出了Ks值的选取方法；并网运行时，通过引入附加并网控制环路保证逆变器并网有功和无功均处于可控状态，不受电网电压频率和幅值波动的影响。当系统非计划脱网时，控制策略利用下垂特性实现系统并网向孤岛的平滑切换。55--PAGE77--785逆变器电路LC功率IGBT逆变器电路LC功率IGBTDSP控制板接触器电阻箱5-15-1所示。LANLANRS485Udc,UA,UB,UC,IA,IB,Uab,Ia,接触器IPM变压器接触器IPMDSPDSP直驱+5-255--PAGE79--PAGE80 30°

a)电力变压器的联结方式图 b)输入输出电压的向量关系图图5-3三相隔离电力变压器联结示意图Cf9.5μFCBB电容。率模块)将开关器件与门级驱动电路和快速保护电路集成，IPM型号为三菱公司的ePWMPWMPWMIPM之间接入光耦隔离元件形TMS320F28335为核心的控制电路。LL5-4LM219DSPTZPWM脉冲，对电路进行硬件过电流保护。 5-55-6DC+，DC-5-7所示。5-75-8usam

5-8 Rd3||1/Cs

Rd3u

Rd3Rd43kΩ240倍，与此同时，电CBB母线电流。电流传感器选了两种类型，一种为托肯的TBC10BS，电流放大比例为100m/1000.66/1520m/100。由于霍尔传感器输出为电流信号，所以首先将电流变为电压信号。平台的电流检测59所示。5-9AICH0up0。up0前端电路RCAICH0表达式如式(5-2)所示：5-PAGE83--PAGE84R35-10

AI0

R1R2

3F2833516ADC，由于采集的三相电压和三相电流为正弦波形，有正5-11REF3.0V3V电压，XCH1为外部输入，ADCINA1DSPADC输入引脚，这样可以得到VADCINA1=0.5×(3+VXCH1)，这样就可以将±3V电压范围变为了0-3VC53和电阻又形成了一阶滤波电路，便于滤除高次谐波。DACDSPDSP控制算法DACDSP内部变量以模拟信号输出，DACDAC7612U5-12为其工作原理图。5-12DAC基于储能的直驱风力发电双模式实验平台的软件部分主要包括主程序、系统参数初始化子函数预声明中断配置I2C/ADC/GPIO等模块寄存器初始化配置主循环ePWM中断使