《无线电抗截获抗干扰通信》课件第3章

第3章扩展频谱通信系统3.1扩展频谱通信概述3.2扩展频谱技术的原理3.3扩展频谱系统的同步3.4声表面波器件在扩谱系统中的应用

3.1扩展频谱通信概述

3.1.1扩展频谱技术的起源及发展

扩谱是一种信号带宽大于传送信息带宽的传输方法。信号带宽由某一独立于传送信息的序列来控制，在接收端采用同步的序列来进行解扩及信息恢复。虽然扩谱理论刚刚形成时，人们将扩谱定义为“信号带宽远大于传送信息带宽”，但是，随着扩谱技术的应用，人们发现，扩谱系统的信号带宽并不一定要远大于所传信息的带宽，甚至在信号带宽只有所传信息带宽的数倍时，仍能够体现扩谱技术的一些特征。因此，这些系统也是扩谱系统。扩谱技术的理论提出得很早，但扩谱概念真正形成并在通信中得到应用却较晚。1935年，Telefunken的工程师PaulKotowski和KurtDannehl申请了一个德国专利，其专利中发射机用一个由旋转产生器产生的等带宽噪声对话音进行“伪装”，接收机利用一个相同的旋转产生器产生相同的噪声，当正确同步后，就可以去除噪声对话音信号的影响。该专利虽然应用在模拟话音加密中，但却具有了扩谱系统的一些基本要素，因此被认为是一个有关直接序列扩谱（DirectSequenceSpreadSpectrum,DS－SS）专利的早期结构形式。1942年8月11日，好莱坞的女影星HedyLamarr和钢琴演奏家GeorgeAntheil获得了编号为2292387的美国专利。在该专利中，两人提出了一种采用“跳频”方式的保密通信，用于海军鱼雷制导，其目的是在用无线电方式进行鱼雷制导时，避免被敌人干扰。1944年，美国国际电话与电报公司（InternationalTelephoneandTelegraphCorp,ITT）在向国家防御研究委员会（NationalDefenseResearchCommittee,NDRC）提交的一份报告中建议：如果采用编码控制窄带信号的频率偏移，使得信号在每一时间段占据宽频率波段中的某一部分，敌人将不得不采用宽带的干扰信号。这一建议虽然没有被采用，但它提出的通信体制即是今天为人们所熟知的跳频通信体制。1952年，麻省理工学院的研究生BennettBasore在他的博士论文中采用了NOMAC（NoiseModulationAndCorrelation）来描述所研究的扩谱通信系统。该系统采用发送参考信号的方法，避免了接收端对噪声载波的同步问题。该论文比较了宽带高斯环境下传输参考信号系统和存储参考信号系统的性能，并对45dB扩展因子的射频系统进行了仿真，验证了理论分析的结果。现在，一般认为NOMAC是扩谱通信系统研究的开端。传输参考信号系统的优点是：（1）接收机中无需载波同步。

（2）不需要在接收机中存储或产生载波。

另一方面，传输参考信号系统也有明显的缺点：

（1）当信号和参考通道的信噪比较低时，系统的性能较差。

（2）需要额外的带宽作为参考信号通道。

（3）由于参考通道传输的是干净的扩频载波，因此保密性差。

（4）很难实现数据和参考信号通道的完全匹配，如群时延。

（5）当信号和参考通道的中心频率已知时，很容易被干扰。

（6）不具有抗多径能力。3.1.2扩展频谱通信的理论基础

虽然目前人们一般认为扩谱技术的理论基础是香农的信道容量公式，但是扩谱理论实际上是和香农的信息理论几乎在同一时期逐渐发展并建立起来的。香农理论虽然不能直接用于抗干扰研究中，但是它给出的结果也确确实实影响了通信工程师们的想法。

香农信道容量公式给出了带限加性高斯白噪声（AdditiveWhiteGaussianNoise，AWGN）波形信道的信道容量公式，即（3－1－1）由式（3－1－1）可知，在信号功率及信道容量不变的情况下，可以通过加大信号带宽来降低系统对信噪比的要求。在这一理论的鼓舞下，无线电工程师学会（theInstituteofRadioEngineers，IRE）在1953年成立了信息理论专业组（ProfessionalGrouponInformation[JP]Theory，PGIT），该组的首任三位主席依次是NathanMarchand、W.G.Tuller和LouisdeRosa，Marchand和deRosa这对密友对扩谱系统在那一时期的发展发挥了重要的作用。目前在对扩谱通信或CDMA通信的研究中，很多情况下将扩谱伪随机序列称为扩谱向量，即从向量空间的角度来理解扩谱的作用：扩谱相当于将原来低维向量空间的信号向量（即常规通信信号）用扩谱向量扩展到高维的信号向量空间，而信号承载的信息量不变。即扩谱是在用一种高维数的向量来传递低维数的信息，大大增加了信号的冗余度，利用增加的信号冗余度再结合相关处理，最终达到抗干扰的目的。3.1.3扩展频谱技术的特点

相对于普通的窄带调制，扩谱技术的优点主要体现在以下几个方面：

（1）低截获概率（LowProbabilityofIntercept，LPI）特性。当扩谱系统的信号频谱带宽远大于所传信息带宽时，相对常规系统而言，扩谱信号占据了更大的带宽，因此在发射功率相同的情况下，扩谱信号的功率谱密度要远远小于常规系统发射信号的功率谱密度。而在接收端，扩谱系统甚至可以在信号完全淹没在噪声的情况下工作。即当接收到的扩谱信号功率谱密度低于信道噪声（包括接收机前端热噪声和信道中的加性噪声）的功率谱密度时，接收机仍可正常工作。此时，在不了解扩谱信号有关参数的情况下，侦察接收机难以对扩谱信号进行监视、截获，更难以对其进行测向。因此，扩谱信号具有天然的低截获概率特性。实际上，扩谱技术正是目前低截获概率系统所采用的一项主要技术。（2）强抗干扰能力。扩谱技术发展的一个最初的目的就是增强系统对干扰的抗拒能力。扩谱系统通过接收端的解扩处理，使解扩后的干扰功率被大大压制，而扩谱信号本身在解扩前后的功率可以近似保持不变。因此，扩谱技术的采用提高了接收机信息恢复时信号的信干比，这相当于提高了系统的抗干扰能力。不同的扩谱系统对干扰的抑制能力是不一样的，这取决于扩谱系统的有关参数，这一点将在后面的章节中讨论。（3）高时间分辨率。由于扩谱系统的信号带宽宽，因此，在接收端对接收信号进行相关处理时，其时间分辨率较窄带系统要高得多。这样，扩谱技术非常适合在雷达、导航定位、制导及高精度授时等领域应用，用以提高雷达的距离分辨率、导航定位和制导的精度。实际上，早期的扩谱技术正是首先应用在雷达系统中的。

（4）天然的信息保密性。当扩谱系统采用的伪随机序列周期很长且复杂度较高时，敌方难以识别扩谱信号的有关参数，信息不易被破译和截获，所以说扩谱技术具有天然的保密特性。当然，扩谱技术的这种保密特性有其局限性，一般单纯的扩谱保密适用于保密要求不高的一些场合，如商业通信中。而在军用扩谱通信中，为进一步提高系统的保密性，仍然要采用其他一些信息加密措施。（5）具有码分多址能力。当不同的扩谱系统用户采用互相关特性较好的伪随机序列作为扩谱序列时，这些系统可以在同一时刻、在同一地域内工作在同一频段上，而相互造成的影响（事实上是干扰）可以很小，这就是扩谱系统的码分多址。虽然目前对CDMA系统的容量有不同的看法，有的人认为CDMA系统容量较TDMA等系统要高，有人认为它们的容量相当甚至CDMA容量要小，但是如今CDMA通信已经被广泛应用在民用通信系统中，第三代移动通信系统和正在研究中的第四代移动通信系统都应用了CDMA技术。3.1.4扩展频谱技术的分类

人们虽然受到香农公式的启发而开始研究扩谱技术，但是香农公式却没有给出扩谱实现的途径。人们在探索扩谱技术的过程中，逐渐统一了对扩谱调制体制与常规调制体制的认识，目前一般认为它们的区别主要体现在以下两个方面：

（1）扩谱信号的带宽大于传输信息的带宽。

（2）扩谱信号的带宽由特定的扩频函数决定。

虽然宽带模拟调频信号的带宽也远大于传输的基带信号带宽，但是由于其带宽不是由扩频函数决定的，因此它不属于扩谱技术。扩展频谱技术至今已经经历了近六十年的发展，今天人们仍然在对扩谱技术进行研究，但是扩谱技术的基本种类却没有什么变化，人们普遍将扩谱技术分为以下几种：

（1）直接序列（DirectSequence，DS）扩谱。直接序列扩谱一般简称为直扩，是指直接用双极性或多极性的伪随机序列，对已调制或未调制信息的载频进行调制，以达到扩展信号频谱目的的扩谱技术。用于直扩的伪随机序列的码片速率和扩谱的调制方式决定了直扩系统的信号带宽。

（2）跳频（FrequencyHopping，FH）。跳频指采用伪随机序列控制系统发射的信号频率，使其按照一定的规律，在给定的频段内周期地跳变。（3）跳时（TimeHopping，TH）。跳时是指采用伪随机序列来控制系统的发射信号的有无和持续的时间。在数字通信系统中，采用跳时方式时，由于发射信号的最小持续时间小于信息码元周期，因此发射信号的频谱要宽于未跳时的信号频谱，以达到频谱扩展的目的。但是由于跳时信号是一种低占空比的信号，其抗干扰能力不能和直扩、跳频技术相比，因此单独采用跳时实现扩谱的系统很少，因此本书在介绍扩谱技术时，不再对跳时进行详细介绍。（4）线性调频（Chirp）。线性调频是指周期地控制信号频率由高到低或由低到高变化，以扩展信号频谱宽度的技术。

（5）混合体制。所谓混合体制，是指在一个扩谱系统中采用了两种或两种以上的扩谱技术，以便结合各种扩谱技术的优点，达到更好的性能。如美军的JTIDS就是一种FH/DS混合扩谱体制的通信系统。

3.2扩展频谱技术的原理

3.2.1直扩系统（DS－SS）

直接序列扩展频谱系统又称“平均”系统或伪噪声系统，它是目前应用较广泛的一种扩展频谱系统。为大家所熟知的GPS（GlobalPositionSystem）就是一种典型的直扩系统；在国外已获得成功的空间探测器“喷气推进实验室”(JPL)测距技术也采用了直接序列扩谱调制；TATS－I军用卫星中的扩展频谱多址(SSMA)系统等都使用DS－SS。目前，直接序列调制还用于各种测试系统和实验测试设备，预计它将会被更多领域所采用。

1.直扩系统的组成

图3－1给出了一种典型的直扩通信系统原理框图。图中发送的数据经过编码器后，首先进行信息的BPSK调制，然后用产生的伪随机序列对BPSK信号进行直扩调制，扩谱后的宽带信号经功率放大器后由天线发射出去。接收端接收到的信号经过前端射频放大后，用本地伪随机序列对直扩信号完成“逆扩谱调制”，然后信号通过窄带带通滤波器，之后与本地载波相乘去载波，再经过低通滤波、积分抽样后，送至数据判决器，恢复出数据。图3－1直扩通信系统原理框图

（a）直扩发射机原理框图；（b）直扩接收机原理框图图3－1中虚线框中的部分分别完成扩谱调制与解扩的作用。在该模型中，扩谱伪随机序列和信息同样采用了BPSK调制方式，扩谱调制是通过直接对载波进行调制来实现的。直扩信号可以用下式来表示(3－2－1)其中：P为直扩信号的平均功率；d(t)是双极性单位功率的基带数据信号，取值为±1；c(t)是双极性单位功率的伪随机序列信号；ω0是载频；φ0是载频的初相。由式(3－2－1)可见，d(t)完成的是信息的调制，而c(t)完成了直扩调制。在信号格式不变的情况下，显然扩谱调制和信息调制的顺序是可以改变的。并且，双极性序列的相乘对应二元序列的异或运算。因此，直扩调制也可以用数字电路完成。当扩谱伪随机序列与信息序列的时钟是同步的时，经过数字处理后输出的高速基带序列的速率与伪随机序列的速率相同，即调制后的带宽取决于伪随机序列的速率。图3－2直扩系统的工作波形示意图

（a）直扩发射机工作波形示意图;

（b）直扩接收机工作波形示意图图3－2给出了系统工作的各部分波形示意图，其中图（a）是发射机的工作波形，图（b）是接收机的工作波形，图中的基带数据和伪随机序列信号都是单位功率的双极性信号。由图3－2可见，发射机发送的低速率基带信号经过载波调制后，成为窄带BPSK信号。设基带码速率为Rb，则窄带信号的第一零点带宽为2Rb。BPSK信号再经过扩谱调制后，扩谱信号的带宽主要由高速率的扩谱伪随机序列的速率决定。图3－2中给出的是BPSK调制，如果伪随机序列的速率为Rc，则直扩信号的第一零点带宽为2Rc。一般有Rc>>Rb，因此，扩谱调制后信号的频谱被大大展宽了。在接收端，直扩信号经过解扩处理后，伪随机序列调制成分被去掉，信号恢复成为一个普通的BPSK信号，其带宽为2Rb。该信号经过解调后，就可恢复出发送的信息。在接收机中，我们假设接收端已经完成了伪随机序列的同步和载波同步。图3－3直扩接收机解扩处理前后的信号功率谱示意图

（a）接收机输入信号功率谱；（b）解扩处理后的信号功率谱；

（c）经过窄带滤波器后的信号功率谱

2.处理增益与干扰容限

前而我们以直扩系统为例定性介绍了扩谱系统的抗干扰原理，实际上，任何扩谱系统都有这样一个特性，即经过解扩器后信干比得到提高。显然，信干比提高的幅度的高低体现了扩谱系统的抗干扰性能。人们将扩谱系统的这一指标定义为扩谱系统的处理增益。处理增益（ProcessingGain）是指扩谱系统接收机相关检测器（解扩器）输出信噪比与接收机输入信噪比的比值。处理增益越大，标志着扩谱系统对干扰的抑制能力越强。本书中，处理增益用GP表示，即(3－2－2)针对不同的干扰样式，同一个系统的处理增益是不同的。目前人们一般采用针对高斯白噪声干扰的理论值来定义处理增益，即将在理想处理情况下，相关解扩器对高斯白噪声干扰信噪比的提高的倍数作为系统的处理增益。处理增益虽然给出了系统对进入接收机的干扰的抑制能力，但通过处理增益，并不能直观地知道扩谱系统的抗干扰能力。由于我们最关心的是系统在接收机输入端所能容忍的最大干扰强度，因此，衡量扩谱抗干扰能力的另一个更直观的指标是干扰容限。干扰容限定义为扩谱系统在解调性能满足要求的前提下，接收机前端所能容忍的最大干信比，一般用Mj来表示。所谓“解调性能满足要求”，对于模拟话音通信系统来讲，是指系统话音可懂度满足一定的要求（如要求话音可懂度在90％以上），而对数字通信系统来讲，是指系统的误码率满足一定的要求（如对于数字话音通信系统，一般要求误码率小于10-3，而数据通信系统至少要求误码率小于10-6

，甚至更高）。干扰容限综合考虑了影响系统抗干扰能力的各种因素，是一个非常直观的指标。既然干扰容限与处理增益都直接或间接地反映了扩谱系统的抗干扰能力，那么它们之间必然存在一定的关系，这个关系可以用式（3－2－3）来表示：(3－2－3)式中，为在系统解调满足要求的情况下，相关解扩器输出端的最小信噪比；L定义为系统的执行损耗。系统的执行损耗包括由系统前端射频放大器噪声系数、射频滤波器损耗、同步剩余误差、相关解扩器实际解扩处理时的非理想性等各种因素造成的系统的信噪比的损失。系统的执行损耗在实际系统实现时是不可避免的，但是可以通过各种技术措施来降低，如采用低噪声系数的射频前端放大器、提高扩谱系统的同步精度等。

3.直扩信号的频谱

假设扩谱伪随机序列采用的是m序列。定义(3－2－4)则m序列的自相关函数为(3－2－5)式(3－2－5)中的第一项可以表示为由信号与系统的知识可知，其对应的傅氏变换为式(3－2－5)中的第二项及其对应的傅氏变换为这样,m序列的功率谱密度函数可以表示为(3－2－6)扩谱与信息调制后的信号频谱为m序列谱与窄带信号谱的卷积，这样直扩信号的功率谱为若干间隔为Rb的窄带信号谱的叠加，其示意图如图3－5所示。当伪随机序列长度N=Rc/Rb时，其各个窄带谱是正交叠加的。可见，理想直扩信号的频谱基本上受m序列频谱的控制，其载波的抑制度也受伪随机序列特性的影响。当伪随机序列的“1”和“0”数量相同，即为平衡序列时，其序列谱中没有直流分量，理想直扩信号的载波分量为0。当然，实际信号的谱特性还受到调制器性能等因素的影响，这里不作详细讨论。图3－4

m序列功率谱示意图图3－5直扩信号功率谱示意图上面讨论的都是基于伪随机序列的长度N=Rc/Rb的情况，这种直扩调制一般被称为短码扩谱调制。如果N>Rc/Rb，则称为长码扩谱调制，此时对扩谱信号频谱特性的分析与上述分析过程类似，但是窄带谱之间不再是正交叠加的关系。

4.直扩系统的抗干扰性能分析

1）直扩系统的数学模型

图3－1中，发射信号可以表示为(3－2－7)信号传输要产生时延τ和多普勒频移ωd，因此进入接收机的信号为(3－2－8)其中：n(t)为加性噪声干扰；si(t)为多址干扰、人为干扰。经过带通滤波后，有(3－2－9)(3－2－10)经过解扩同步后，时延、多普勒频移、载波相位都能正确估计出来，即若滤除式（3－2－10）中的二次谐波分量，且假设所有的处理都是线性的，则送入基带匹配滤波器的信号为(3－2－11)若不考虑干扰，则基带匹配滤波器的输出为(3-2-12)式中，h(t)为基带匹配滤波器的冲激响应。2)DS系统在广义平稳干扰下的处理增益

图3－1中，接收机接收的信号表示为(3－2－13)设进入接收机的广义平稳干扰信号为(3－2－14)假设干扰与信号的载波同频同相（即干扰为瞄准式干扰的情况），则经过滤波后，干扰信号的表示式为式中，n(t)是均值为0的基带高斯白噪声干扰。由系统的数学模型可知，基带匹配后的输出可以表示为(3－2－15)当只分析干扰输出分量时，上式中的时延τ不会影响最后输出的干扰能量，因此可以忽略时延τ，将式(3－2－14)带入式（3－2－15）中，得到基带匹配滤波输出的干扰信号为(3－2－16)滤除二次谐波分量后，式（3－2－16）化简为(3－2－17)为了得到输出干扰的功率，首先必须知道:

(1)由于信号的自相关函数与其功率谱密度函数为傅氏变换对，即(3－2－18)因此噪声的功率可以表示为(3－2－19)

(2)若a(t)·b(t)=c(t)且a(t)与b(t)是相互独立的平稳随机过程，则有且(3－2－20)其中：A(ω)为a(t)的功率谱密度函数；B(ω)为b(t)的功率谱密度函数；C(ω)为c(t)的功率谱密度函数；

(3)一个传输函数为H(ω)的线性系统，其输入信号的功率谱密度函数为X(ω),则输出信号的功率谱密度函数Y(ω)为(3－2－21)由式(3－2－19)得到输出干扰功率为(3－2－22)其中：H(ω)是基带滤波器的传输函数；表示输出干扰的功率。从式（3－2－22）可以看出，广义平稳干扰功率谱密度SN(ω)和频谱很宽的扩频信号的功率谱密度SCr(ω)卷积后，输出的干扰信号频谱被展宽，经过基带滤波后，大大降低了广义平稳干扰n(t)对系统的影响。由于信号与本地扩频信号的相关性强，在卷积过程中把信号能量集中到带通滤波器带宽内，因此提高了信号电平。将式（3－2－22）展开后得到(3－2－23)设伪随机码具有理想的自相关特性，其自相关函数为(3－2－24)则其功率谱密度函数为(3－2－25)假设基带滤波器是理想低通滤波器，即(3－2－26)将式(3－2－25)、式(3－2－26)带入式(3－2－23)，得(3－2－27)(3－2－28)由DS系统的数学模型可知，有用信号在基带滤波器的输出为(3－2－29)所以有用信号的输出功率为(3－2－30)将式(3－2－26)代入式（3－2－30）可得(3－2－31)因此(3－2－32)即DS系统对广义平稳干扰的处理增益(3－2－33)3)直扩系统对单频连续波干扰的处理增益

由DS系统的数学模型可知，接收到的信号为(3－2－34)其中：P为接收到的有用信号的功率；Pj为干扰信号的功率；ω0为有用信号的载频；ωj为干扰信号的载频；φj为干扰信号的载频初始相位。式(3－2－24)中忽略了信号的传输时延τ，但这并不影响最后的分析结果。

假设处于干扰最恶劣的情况，即(3－2－35)经过相关处理后，输出的有用信号为(3－2－36)当基带滤波器归一化后，由式(3－2－31)可得输出的有用信号功率 ，经过相关处理后输出的干扰信号为(3－2－37)滤除二次谐波分量后,式(3－2－37)变为(3－2－38)由式(3－2－24)、式(3－2－25)可知，本地伪随机码产生器输出的伪码c(t)的自相关函数为其功率谱密度函数为所以，输出的干扰信号功率谱密度函数为(3－2－39)输出的干扰信号功率为(3－2－40)当基带滤波器归一化后，输出的干扰信号功率为(3－2－41)由ωb<<ωc可知：(3－2－42)因此，有4)直扩系统抗多径的基本原理

多径干扰是由于电波传播过程中，遇到各种反射体（如电离层、对流层、高山和建筑物等）引起信号反射、折射，在接收端收到的直接路径信号与这些随机群反射信号之间的干涉形成的干扰。多径干扰是限制雷达低仰角跟踪的主要因素。通信时由于信道的频率选择性衰落和多径传输时延，都会使信号产生严重的波形失真和展宽，从而增大误码率。多径干扰对信号的影响主要表现在以下几个方面：

（1）包络起伏。

（2）频率弥散。

（3）频率选择性衰落。

常规通信抗衰落的方法主要有以下几种：

（1）分集接收。分集接收中又包括频率分集、时间分集、空间分集、角度分集和极化方向分集等几种方式。

（2）时频编码和时频相编码。

（3）射束分离。射束分离是指选择最强路径的信号，或按照一定关系（等增益、最大比等）合并。

（4）信道均衡。信道均衡可以补偿信道多径传输引起的码间串扰。

下面我们来建立一个简单的双射束多径信号模型。假设两个路径之间的时差为τ，两个路径的信号分别为(3－2－46)即两条射束的传输系数相同，则接收信号为(3－2－47)故接收信号功率为(3－2－48)

可见由于多径传播，接收信号功率随两条路径之间延时的不同而起伏。当多径数目增加时，其变化的情况将更复杂。如果采用抗多径的最佳信号，即高斯白噪声信号，则接收功率为(3－2－49)其中：为归一化自相关函数。R(τ)和R（0）分别为对于高斯白噪声，有R(τ)=P0δ(τ),即r(τ)=0(τ≠0)，则(3－2－50)但是实际系统接收到的是带限高斯白噪声，即噪声功率谱密度为(3－2－51)则接收到的噪声的自相关函数为(3-2-52)(3－2－53)因此(3－2－54)即接收功率的相对起伏为(3－2－55)又(3－2－56)

一般地，人们希望由多径衰落引起的功率下降不超过一定的数值，这样就可以得到(3－2－57)(3－2－58)

可见，在采用高斯白噪声作为通信信号的情况下，只要系统带宽足够宽，就可以使由多径引起的信号功率下降得足够小。

扩频系统中采用伪噪声码(PseudoNoise，PN）来逼近白噪声的统计特性。

PN码的自相关特性为(3－2－59)则有(3－2－60)(3－2－61)

所以采用PN码作为通信信号传送信息时，由于PN码具有良好自相关特性，因此当时延|τ|<Tc时，合成信号发生起伏衰落，而当|τ|≥Tc时，多径信号不会引起有用信号的衰落，即对这样的多径信号不敏感。因而对于直扩系统来说，是其信号本身的尖锐自相关特性使得其对满足一定条件的多径信号不敏感，而且它的这种特性可以被利用来分离不同路径的多径信号，然后进行合并，从而达到利用多径信号提高通信质量的目的，这就是直扩系统的Rake接收机。

5.直扩系统的调制解调技术

1)直扩调制技术

由于BPSK信号的频谱滚降特性不好，带外分量较大,这样的信号通过带通滤波器后，会引起信号包络的起伏，因此，实际应用中往往采用频谱滚降特性更好的其他调制方式，并且对基带信号加入波形成形滤波，以降低信号的带外频谱分量。此时一般将信息与扩谱调制分别考虑，如IS－95的下行调制中，信息采用BPSK调制，而扩谱调制采用了QPSK调制。其调制原理如图3－6所示。图3－6

IS－95下行调制原理图

图3－6中的Dn(t)为发送的数据,其速率小于19.2kb/s；Wn(t)为划分物理信道的64位长Walsh序列，速率为19.2×64=1.2288Mb/s，其中各个不同物理信道的Walsh序列是不同的；CI(t)和CQ(t)分别为正交和同相支路所采用的长度为32768的M序列，速率同样为1.2288Mb/s。CI（t）和CQ（t）的作用是对信号加扰，同时用来区分不同的基站。

当然，扩谱调制或者说频谱的扩展也可以先在基带完成，然后再进行载波调制，这样可以达到同样的效果，其原理方框图如图3－7所示。图3－7

QPSK调制的直扩系统

通过分析知道，图3－7可以等效转换为类似于图3－6的形式，其中同相和正交支路的扩谱伪随机序列分别是C（t）的隔1采样序列的奇数位序列和偶数位序列。

为了进一步降低信号的带外抑制，某些系统的扩谱还采用了MSK调制，而信息调制仍然采用BPSK调制。其原理方框图如图3－8所示。图3－8

MSK调制的直扩系统

这种方法首先用伪随机序列进行MSK调制，然后将调制后的宽带MSK信号作为宽带“扩谱载波”进行二相信息调制。虽然这样输出的信号并不是严格的MSK信号，但是也达到了降低信号带外频谱分量的目的。

目前数据传输的速率在不断提高，而有限的频谱资源则限制了扩谱调制技术的运用。如果采用图3－1所示的短码直扩调制，带宽的扩展与码长成正比关系。这样在带宽有限的情况下，很难采用长度较长的伪随机序列作为扩谱序列。此时往往采用多进制的调制方式，这种多进制的扩谱调制方法又被称为M－ary扩谱调制，其原理框图如图3－9所示。发送的数据首先经串并转换成为k路并行的数据，其中每一路的数据速率都降低为原来的1/k。在每个符号周期内，并行的k路数据控制伪随机序列产生器从2k个伪随机序列中产生一个伪随机序列发送出去。这样，信息就不再由扩谱信号的相位信息携带，而由扩谱伪随机序列本身携带。相对图3－1所示的系统，由于其符号速率降低到了原来的1/k，因此可以采用k倍长度的伪随机序列。但是，此时系统所采用的伪随机序列的数量也增加为2k个，并且这些伪随机序列之间必须有良好的互相关特性，才能保证接收端的正确接收。图3－9多进制扩谱调制的原理框图

为了降低伪随机序列数量的要求，一般有两种方法。一种是采用相干的调制方式，即不但伪随机序列本身携带信息，其信号相位也携带信息，这样，一个序列的正相和反相能分别代表不同的信息，从而使码数量降低一半。但是这样的话就必须采用相干的接收方式。另外一种方法是采用并行组合的方式，即在每个符号周期内同时发送多个序列，这样就可以降低对序列数量的要求。

例如一个k=5的M－ary扩谱系统，如果不采用并行组合的方式，共需要32个伪随机序列；而如果每次发送3个序列，则有C37=7×6×5/(3×2)=35>32，即只要7个序列就可以满足要求。

2)直扩信号的相关接收

正如上面介绍的那样，直扩系统接收部分的原理与发送端没有任何区别，因此接收端和发送端可以采用相同的相关方式进行处理，如图3－1所示。另外一种非常重要的对直扩信号进行解扩的方法为匹配滤波器法，即采用与发送伪随机序列相匹配的匹配滤波器对直扩信号进行接收。这种方法尤其被广泛应用在采用声表面波（SurfaceAcousticWave，SAW）器件的扩谱系统中。这里只阐述其基本的原理，具体的实现方法和处理过程可以参阅3.4节中的相关内容。

针对图3－2的发射信号，接收端可以采用匹配滤波器进行解扩处理。如果发送的信号表示为式（3－2－1）的形式，则其对应的匹配滤波器的冲激响应可以表示为(3－2－62)其中:

一般T>Tb，经过匹配滤波器后，输出的是相关峰信号，信息则由相关峰的相位携带。图3－10给出了16位M序列扩谱信号匹配后的相关峰信号。图3－10直扩信号相关峰的示意图

对M－ary扩谱信号的接收处理较为复杂，如果发送端采用了L个扩谱序列，则接收端就需要L个解扩支路同时工作，以进行解扩处理，其工作原理图如图3－11所示。对于并行组合M－ary扩谱信号的接收，其原理同上，只是接收端的译码器有所不同。图3－11

M－ary扩谱接收机原理框图

3）直接序列系统中射频带宽的考虑

直接序列系统中射频带宽直接影响系统的能力，系统带宽和传送的信息速率决定了系统的处理增益，也就决定了系统抗干扰能力的优劣。对于DS－SS的射频带宽，一般取为功率谱主瓣第一零点间的带宽。对于BPSK信号，该主瓣的3dB带宽是1.2Rc，Rc是码比特速率。在任何情况下，DS－SS的射频带宽都几乎严格地是序列比特速率的函数。前面所介绍的伪码产生的功率谱是（sinx／x）2型的伪噪声谱，其带宽为2Rc。实测直接序列信号中的功率分布为：总功率的90%包含在等于2倍比特速率的带宽内；总功率的93%包含在等于4倍比特速率的带宽内；总功率的95%包含在等于6倍比特速率的带宽内。

如果我们取功率谱主瓣为扩频带宽，则信号功率损失较小，只有10％的功率包含在旁瓣中。但是信号功率损失并不是限制带宽的惟一结果，因为旁瓣中包含了很多由于调制而引起的谐波功率。因此若过分限制射频带宽就等效于限制了调制伪码的上升沿和下降沿，将使伪随机码尖锐的三角形相关函数顶峰变圆，这将影响系统的抗干扰性能。

综合前面几个因素，在确定直接序列带宽时，必须考虑功率损失、处理增益和待传信息速率及系统抗干扰能力的要求。特别是当DS信号用于测距系统中时，射频带宽受限的问题将更加重要。限带宽后相关函数的变坏会导致测距精度的下降，即降低了距离分辨率。

直扩系统的处理增益一般定义为发射信号的伪码速率与信息比特速率的比，实际的系统处理增益是该比值的函数。

如果对DS－SS中射频带宽与信息带宽之比值不加任何限制，则系统的处理增益可以无限制地增加，但实际上这是不可能的。一方面信息比特速率确定后，处理增益的增加意味着伪随机序列速率的提高和射频带宽的加宽。信息比特速率不能无限降低，而射频带宽不能无限提高。并且提高伪随机序列速率后，处理的难度也相应增加。例如：如果系统的信息速率为32kb/s，直扩系统的处理增益为30dB，则短码扩谱的序列长度将达到1000位，而伪随机序列的速率则为32Mb/s，BPSK调制的第一零点带宽达到64MHz。其处理起来的难度已经相当大，尤其当射频频率较低，信号的相对带宽较大时。增加处理增益的另一种方法就是尽量降低信息速率。在数字话音通信中可以采用压缩率更高的编码方式。如一般军用CVSD编码的话音速率为32kb/s，而现代的话音声码器在4.8kb/s，甚至2.4kb/s的速率下就可以达到64kb/sPCM话音的水平。

6.直扩通信中的远近效应

在直扩多址通信中，可以利用互相关性好的伪随机序列分别作为不同用户的扩谱序列，实现在同一地域、同一时间、同一频段的多址通信，即所谓的码分多址（CDMA）通信。在进行CDMA通信时，如果其他地址的直扩发射机距离接收机较近，而期望接收地址的发射机距离接收机较远，则其他地址的直扩信号将对接收机造成严重干扰，在移动通信中甚至可能造成对远端移动台信号无法正常接收的结果。

假设有两个中心频率为f的CDMA信号，且两部发射机发射的功率相同，均为PdBm；期望用户的扩谱地址码为c1(t)，发射机与接收机的距离为s1;另一个地址用户的扩谱地址码为c2(t)，发射机与接收机的距离为s2。WIM传播模型的路径损耗为(3－2－63)其中,s≥0.02,单位为km;f的单位为MHz。接收到的期望信号功率和干扰信号功率分别为则有

假设两个地址码序列的归一化互相关函数的绝对值的最大值为Rmax(c1,c2),则两个信号在经过解扩相关处理后输出的信号电平差为

为了对抗“远近效应”，在CDMA移动通信中一般采用以下两种方法：

（1）采用功率控制技术。即通过控制信道，控制不同距离用户的发射功率，使得所有用户的信号功率到达中心站时的功率相同。

（2）采用多用户检测技术。采用自适应算法，调整接收机的相关解扩器参数，使得相关器对有用信号的接收没有损失，而尽量抑制其他多址信号通过相关器后的响应。实际上这是一种不完全相关的检测方法，会引起噪声电平的提高，但是该方法可以有效抑制多址干扰，降低“远近效应”对CDMA通信的影响。3.2.2跳频系统（FH－SS）

1.跳频通信系统的基本概念

图3－12给出了跳频通信系统的原理框图。图3－12跳频通信系统原理框图

发送端用伪随机序列控制频率合成器的输出频率，经过混频后，信号的中心频率就按照跳频频率合成器的频率变化规律变化。在接收端的跳频频率合成器与发送端按照同样的规律跳变，这样在任何一个时刻，接收端频率合成器输出的频率与接收信号正好相差一个中频。这样，混频后就输出一个稳定的窄带中频信号。此中频信号经过窄带解调后就可以恢复出发送的数据。与直扩系统一样，跳频系统同样需要同步，关于同步的问题，本书放在后面的章节中专门讨论。

跳频系统在每一个频率上的驻留时间的倒数称为跳频速率。当系统的跳频速率大于信息符号速率时，称为快跳系统。此时系统在多个频率上依次传送相同的信息，信号的瞬时带宽往往由跳频速率决定。当系统的跳频速率小于信息符号速率时，称为慢跳系统。此时系统在每一跳时间内传送若干波特的信息，信号的瞬时带宽由信息速率和调制方式决定。目前绝大多数的跳频系统都是慢跳系统。

跳频系统的频率随时间变化的规律称为跳频图案。为了直观地显示跳频系统的跳频规律，可以用图形方式将跳频图案显示出来。图3－13给出了一种跳频图案。图3－13跳频图案

该跳频图案中共有8个频率点，频率跳变的次序为f3、f1、f5、f7、f4、f8、f2、f6。实际应用中，跳频图案中频率的点数可以有几十个到数千个，一般认为跳频系统的处理增益就等于跳频点数。如当跳频频率点为200个时，其处理增益即为23dB。而跳频系统完成一次完整跳频过程的时间也很长，在每个跳变周期中，一个频率有可能出现多次。跳频图案中两个相邻频率的最小频率差称为最小频率间隔。跳频系统的当前工作频率和下一时刻工作频率之间的频差的最小值称为最小跳频间隔。实际的最小跳频间隔都大于最小频率间隔，以避免连续几个跳频时刻都受到干扰。

FH－SS的核心是跳频频率合成器。可输出的频率点数和跳频转换速率是频率合成器的主要指标，也是决定整个跳频系统性能的主要参数。跳频点数越多，则扩展的频谱越宽，系统的处理增益GP就愈大；跳频速率越高，就能更好地适应高速数据传输，并能更有效地抑制干扰，特别是人为转发式干扰。

2.跳频系统的数学模型

窄带调制采用BPSK调制的跳频系统的输出信号可以表示为(3－2－64)式中：P为发射信号的功率；d(t)为基带数据信号，是一个双极性不归零信号；ω0为最低跳频频率；ωΔ为最小跳频间隔；k(t)的取值为［0,1,…,N-1］，它反映了跳频系统的跳频规律；N为跳频点数；φ0为载波的初相。

接收机接收到的信号为(3－2－65)其中：Pi为接收信号的功率；n(t)为噪声干扰；J(t)为其他干扰。当接收端完成跳频的同步后，其接收机中跳频频率合成器的输出为(3－2－66)其中，ωI为中频频率。这样，混频后的输出为经过中频带通滤波器后，得到的信号为(3－2－67)式中:第一项是有用信号，是标准的BPSK调制信号，经过BPSK解调后就可得到发送的数据；J′(t)是干扰经过混频、滤波处理后的输出；n′(t)是噪声经混频、滤波处理后的输出。

对于J′(t)，当干扰频率与当前工作频率相差一个中频以上时，中频滤波器就会将干扰滤除掉，而不会对解调造成影响。即使在某一时刻干扰与信号频率重合，由于干扰方一般不知道跳频系统的跳频图案，在下一跳频时间间隔内也难以保持与信号的频率重合，因此干扰难以奏效。

对于n′(t)，跳频系统在任何一个跳频时间间隔内与常规窄带系统的工作过程是完全一样的，因此白噪声对跳频系统的影响与对常规系统的影响是一样的。如果认为进入跳频接收机的白噪声n(t)是布满整个跳频频段的宽带噪声，经过解跳处理后，n′(t)成为窄带高斯白噪声，那么噪声功率在解跳前后是有变化的，即跳频系统对白噪声是有处理增益的，处理增益的大小一般等于跳频点数N。

3.转发式干扰对跳频通信的影响

所谓转发式干扰，是指干扰机将接收到的信号经过一定的处理（一般是加上噪声调制）后，作为干扰激励信号，经功放后发送出来形成的干扰。转发式干扰的特点是干扰频率自然对准通信频率，不必进行频率估计、重合等处理。对于常规通信，转发式干扰容易达到理想的干扰效果。

对跳频系统干扰的一个重点是首先得到跳频系统的跳频图案，然后根据该图案发送干扰。由于目前跳频图案的设计越来越复杂，每个完整的跳频周期有可能达到数天，甚至数月时间，要得到跳频图案是相当困难的。但是转发式干扰不必对跳频图案进行侦察就可以施放干扰，实施起来比较简单，因此转发式干扰也往往被作为干扰跳频通信的一种有效手段。但并不是说转发式干扰就一定能够对跳频系统形成有效干扰，因为FH－SS系统的频率在不断变化，当达到一定条件后，转发式干扰将不再奏效。图3－14给出了FH－SS通信中发射机、接收机及干扰机的配置图。图3－14转发式干扰示意图图3－14中跳频收、发机间的距离为Si，转发式干扰机到发射机的距离为St，到接收机的距离为Sr。由于通信的频率在不断变化，只要转发式干扰到达接收机时干扰频率与通信频率不重合，转发式干扰就将失效。或者说，当转发式干扰机接收到信号并进行处理，发送干扰直到干扰到达接收机时，通信频率已经跳变到另外一个频率上，转发式干扰就不会对跳频通信产生影响。根据图3－14的配置可知，跳频通信信号到达接收机的时间延迟为Si/c(c为电波的传播速度），到达转发式干扰机的时间延迟为St/c，转发式干扰到达接收机的延迟时间为Sr/c。设转发式干扰机对信号进行处理的时间为τ,那么只要跳频速率R满足(3－2－68)转发式干扰就将失效。

例如，当收、发机距离为20km，干扰机与发射机距离为15km、与接收机距离为12km时，如果忽略干扰机的处理时间，则为了有效抑制转发式干扰，跳频速率必须满足：目前美国的JTIDS系统已做到76000跳／s。

4.相关差分跳频通信

相关差分跳频通信是近年来出现的跳频通信方式。美国Sanders公司研制成功的相关跳频增强扩谱（CorrelatedHoppingEnhancedSpreadSpectrum，CHESS）电台采用这种差分跳频技术，实现了在短波波段5000跳/s的跳频速率和最高19.2kb/s的数据传输速率。

差分跳频的基本原理是：当前时刻的工作频率fn由上一跳的工作频率值fn-1和当前时刻的信息符号Dn决定，即(3－2－69)其中,G(fn-1,Dn)是一个特定的函数，本书中称之为G函数，它决定了差分跳频的数据－频率映射关系。由此可见，相邻跳变频率之间通过数据序列建立了一定的相关性，亦即相邻频率的相关性携带了待发送的数据信息，因此这种跳频方式也被称为相关差分跳频。假设系统共有N个频率点，每次跳频所传送的信息符号由k个信息比特组成，则根据信息的不同，系统下一时刻的跳频点有2k种可能。通过合理设计信息与频率的对应关系，可以使相邻的跳频频率点不同，以防连续受到干扰。相关差分跳频的跳频图案体现在G函数上，而该跳频图案中又携带了信息。因此，对G函数的研究是相关差分跳频系统中的重要内容。这里介绍一种加法型的G函数。

设跳频频率集为{f0,f1,…，fN-1}，频率点数为N，信息符号集合为{0,1,2,…，2k-1}，即每跳携带k比特信息。那么，一种加法型的G函数可以表述如下：若当前的工作频率为fn，下一跳要传输的信息为X，下一跳的工作频率为fm，则有在接收端，通过宽带接收信息后，判断当前工作频率和前一跳的工作频率，由G函数的反变换即可恢复出发送的信息。例如，有一个k=2的采用上面定义的加法型G函数的相干差分跳频系统，假设其跳频点数为10，其G函数可以用表3－1来表示。

若其起始工作频率的为，传送的信息为11、01、00、10、01、10、10、00则根据表3-1，其跳频频率依次为

如果在接收的过程中，出现了错误，即在某一时刻，在几个频率点上都收到了信号，则依靠G函数的相关性，可以纠正部分的错误。

例如,对于上面发送的信号，假设收到的频率依次为可用一种倒立的树形结构图将信息调制的路径表示为如图3－15所示的形式。由图3－15可见，在t0→t1的时刻，由于出现了不可能的频率跳变图案，传输的错误被纠正，而在t3→t4→t5时刻，传送的错误不可纠正，最多会导致2比特的误码。图3－15接收数据解调路径图

相关差分跳频与传统的跳频方式不同，具有很多新的特点。这些特点包括：

（1）系统中不需要基带信息的调制，实际上它是一种非相干的调制方式。在接收端采用合适的检测算法便可完成数据检测。如果采用序列检测方式，还可以实现数据纠错。即使部分频点受到干扰，也能保证数据的正确传输，提高了传输质量。

（2）只要系统的跳频点数足够多，能够实现高速的跳频，就可以实现高速的数据传输。

（3）不需要对跳频图案进行设计，也无需跳频图案的同步。图3－15接收数据解调路径图3.2.3线性调频扩谱系统（Chirp－SS）

线性调频扩谱系统是基于线性调频信号产生和压缩的扩谱系统。

1.线性调频信号

线性调频信号是一种信号瞬时频率随时间线性变化的信号，根据频率的递增或递减关系，又分为两种：正斜率和负斜率线性调频信号。图3－16给出了正斜率和负斜率两种线性调频信号。线性调频信号又被称为Chirp信号，它被广泛应用在脉冲压缩雷达和压缩接收体制接收机中。图3－16线性调频信号

（a）正斜率线性调频信号；（b）负斜率线性调频信号

线性调频信号可以表示为(3－2－70)式中：宽度为1的矩形函数；ω0为中心频率；T为线性调频信号的时宽；μ为调频斜率，μ=±2πB/T，其中的正负号对应线性调频信号的正负斜率,B为线性调频信号的调频带宽，当信号的时宽和带宽的积很大时，B约等于信号的实际带宽。

由式（3－2－70）可知，线性调频信号的频谱为(3－2－71)

从式(3－2－71)可以看出，信号的频谱集中在±ω0附近。通常当ω0>>2πB时，可以认为正负两部分频谱互不重叠。下面只讨论正频谱，此时式（3－2－71）中第一项的积分起主导作用，即(3－2－72)式中:;最后得到频谱的表示式为(3－2－73)式中为菲涅尔积分，其数值可在专用的函数表中查出。

由式（3－2－73）可得线性调频信号的幅度谱和相位谱。幅度谱为(3－2－74)相位谱为(3－2－75)

当给定线性调频信号的参数B和T时，可以根据菲涅尔积分表得到信号的幅度谱和相位谱。对于线性调频信号，时带积（时宽和带宽的乘积）越大，其幅度谱越接近于矩形，频谱宽度和调频带宽B也更接近。当时带积远远大于1时，根据菲涅尔积分的性质，可知其幅度谱接近于矩形，即(3－2－76)而相位谱具有平方律的形式，即(3－2－77)

2.线性调频信号的匹配接收

由于线性调频信号本质上是一种模拟调制的扩谱信号，因此往往采用与其对应的匹配滤波器进行匹配接收。

根据其信号频谱，可求得匹配滤波器的冲激响应和传输函数分别为(3－2－78)(3－2－79)即，其幅频传输特性与线性调频信号频谱类似，接近于矩形；而其相位特性为(3－2－80)其群延迟特性为(3－2－81)或者表示为(3－2－82)匹配滤波器的输出信号为(3－2－83)令t-t0=t′,则有(3－2－84)式(3－2－84)的右端为(3－2－85)即(3－2－86)经过积分运算，式(3－2－86)变为(3－2－87)当|t′|<<T时，定义时带积D=TB，则式(3－2－87)变为(3－2－88)式(3－2－88)是载频为ω0、包络为Sa函数的相关峰，相关峰的包络时宽（第一零点底宽）为2/B。根据匹配滤波器的理论，峰点的信噪比为(3－2－89)而匹配滤波器的实际输出有一固定的延时，为(3－2－90)图3－17给出了线性调频信号的匹配波形图。图3-17Chirp信号相关峰波形3.2.4跳时系统(TH－SS)

跳时扩谱系统是用伪随机序列来键控发射机的，即将一个信息码元的持续时间分成若干个时隙，由伪随机序列控制在哪一个时隙中发射信号。由于信号不是连续发射的，故跳时扩谱信号的占空比小于1，一般在伪随机序列控制下，占空比可以达到50%。图3－18给出了采用15位m序列“000100110101111”控制的跳时信号，其中在码元为“1”时开启发射机，在码元为“0”时关闭发射机。图3－18跳时信号波形图

由于跳时信号的占空比小于1，在发射瞬时功率不变的情况下，比特能量降低，对发射机的利用效率降低，因此，跳时技术通常在扩谱系统中不单独使用，而与其他扩谱方式结合，组成混合式扩谱方式，如与FH－SS混合使用，或者利用伪随机序列控制的跳时来实现时分多址（TimeDivisionMultipleAccess，TDMA）。

跳时可用来减少时分复用系统之间的干扰，但它对整个系统有严格的定时要求，以保证发射机之间的重叠最小。而且，和其他扩频通信系统一样，跳时系统必须选择互相关特性小的伪码序列。跳时系统的处理增益，按定义应该等于信码被划分成的时隙数目或占空比的倒数。3.2.5混合扩谱系统

1.跳频／直接序列混合扩频系统（FH／DS）

在FH／DS系统中，扩展频谱信号是由载波频率跳变的直接序列信号组成的。图3－19给出了系统的原理框图，图3－20给出了信号的频谱图。图3－19

FH/DS混合扩谱系统原理框图图3－20

FH/DS信号的频谱图由图3－19可见，FH／DS系统的发射机是直接序列调制器与跳频载波的直接叠加。这种混合调制器与单纯的直接序列调制的区别在于，它的载波是按跳频图案变化的，而不像单纯DS调制那样是固定不变的。这种混合调制器与单纯的跳频系统的区别在于，每次跳变必须把直扩(sinx／x)型功率谱依跳频图案的规则搬移，且跳变频道的最小间隔必须等于直接序列的伪码速率（其目的在于保证相邻跳变频道之间的正交性）。图3－19中的跳频伪随机序列发生器向频率合成器提供跳频图案，直扩伪随机序列产生器向平衡调制器提供DS扩谱调制序列，故平衡调制的输出就是FH／DS信号。FH/DS系统在任何一个跳频时间内都是一个直扩系统，即其瞬时频谱也是宽带的，而在一个跳频周期内它是由许多直接序列扩频信号的频谱构成的。占有一定带宽的直接序列信号按照跳频图案(即时频矩阵图)伪随机地出现，每个直接序列信号在发射瞬间只覆盖系统总带宽的一部分频段，采用这种混合系统能够提高系统的抗干扰能力并简化设备，降低分机部件的技术难度，还能达到多址的目的。

FH／DS系统的处理增益为跳频和直扩系统的处理增益的乘积，如果用分贝表示则是相加的关系，即dB(3－2－91)

当单纯使用跳频或直扩难以达到指定的扩谱带宽：即单纯用直扩则伪码发生器时钟速率Rc已达到最大值，或者跳频器的可用跳频数已达到最大限度，那么使用混合式FH／DS调制特别有价值。例如，某系统要求扩展频谱后的射频带宽为1000MHz，数据速率5kbps。若采用DS-SS，则要求伪码发生器的工作速率500Mb／s；若采用FH-SS，则要求跳频器输出的跳频数N=100000，跳频间隔5kHz。这样高的伪码速率或这么大的跳频数，在技术实现上困难极大。但是，如果采用FH／DS系统，则用50Mb／s的伪码发生器和一个只需跳频数为20、最小频率间隔为50MHz的频率合成器就能满足系统要求。显然，这种混合系统的各部件技术难度就降低了，便于工程实现。

2直扩／线性调频混合扩谱系统（DS/Chirp）

直扩信号在每个伪随机序列码元周期内都是一串连续的正弦波，而DS/Chirp混合扩谱信号在每个伪随机序列的码元周期内都是一个线性调频信号。如图3-21所示，可见在每一个码元周期内的线性调频信号的相位受伪随机序列的控制，形成DS/Chirp混合扩谱信号。图3-21DS/Chirp混合扩谱信号图3－22

DS/Chirp混合扩谱系统的原理框图

3.跳时／直接序列（TH／DS）混合扩频系统

当DS－SS中使用的独立地址码数不能满足多址和复用的要求时，在DS－SS中增加时分复用(TDM)是一种有效的办法。因为DS－SS中收、发两端之间已有准确的伪码时钟同步，所以它已经具有很好的定时，足以维持时分复用正常工作，这就为增加TH技术带来了方便。因此，在DS－SS中增加TH工作时，只需要增加一个通断开关及有关的控制电路即可。图3－23给出了TH／DS系统的原理框图。图3－23

TH/DS系统的原理框图

对于跳时工作来说，启闭控制信号可以很容易地从直接序列扩频码发生器得到。发射机的n级伪码发生器输出除供给直接序列做载波平衡调制外，还另选n-r级状态并行输出到一致门(又称符合门)。当它们都处于“1”状态时，即控制射频开关发出脉冲载波信号。在伪码的一个周期中，n-r级出现全“1”的状态为2r次，也就是说发射机在一个伪码周期中发射2r次(这里1<r<n)，而且由于全“1”状态出现的分布是伪随机的，因此发射也是伪随机的。

接收机的工作状态与发射机类似，只要用与所接收的发射信号同步的控制信号去启闭接收机的前级，使其正常工作即可。图3－23中未画出DS－SS中所需的同步跟踪环路。接收机的启闭时间是通过该环路控制伪码发生器来实现的，可解决传播延迟问题。

TH／DS系统中由于在DS－SS的基础上加入了跳时，因此这一伪随机的时间分配可以容纳更多信道的用户。与单纯的码分复用相比，TH/DS系统改善了工作状态，增加了独立地址数，对近台干扰的抑制效果比较好。

3.3扩展频谱系统的同步

3.3.1概述

在前面章节的讨论中，我们都假设扩谱接收机产生的本地参考信号与接收信号完全同步，事实上扩谱系统与常规系统一样，在接收机正确解调信息之前必须完成同步。除了常规系统中包含的同步内容之外，扩谱接收机还要完成扩谱伪随机序列的同步与跟踪，这样才能对接收到的扩谱信号进行正确的解扩处理。

之所以要进行同步，主要原因是：

（1）收发机之间存在频率偏移。扩谱发射机与接收机采用了各自的频率源，而不同频率源产生的信号频率和相位是有差别的。当然，在系统指标中要规定收发机频率源的精确度和稳定度，但是这种差别仍然是不可避免的。例如，假设有一直扩系统，其伪随机序列的产生频率为2.048MHz，若规定收发机的频率稳定度优于1×10-6，则收发机产生的伪随机序列的频率最大差值将达到4Hz左右。

（2）电波传播有延时。

电波经过信道传播后都会产生延时，而且一般这一延时是在变化的。为了使接收机产生的本地参考信号在相位（包括载波相位、伪随机序列相位等）上与接收信号保持一致，必须采用相应的延时估计和跟踪环路。

（3）存在多普勒频移。很多人都有过这样的经验：当站在铁路线上观察驶近的列车时，列车鸣笛的声音尖利而急促，而远去的列车发出的鸣笛声却相对低沉一些，这就是声音在传播过程中的多普勒效应。电磁波在传播过程中也同样存在多普勒效应：当收发机之间有相对速度或传输信道是时变信道时，都会使接收到的信号在频率上发生变化。频率变化的幅度与信号本身的频率、收发机的相对速度、信道变化的速率等因素有关。

（4）存在多径传播等其他因素。通信信号经过多径信道（典型的如短波信道、城市移动通信信道等）和散射信道传输后，由于多径信号或群反射、散射信号之间的相互影响，使信号发生频率弥散和相位变化。

对于数字通信系统，其同步包括载波同步、位同步、群同步（或帧同步）等。

载波同步主要是解决接收端相关检测时的载波频率和相位跟踪的问题。位同步是对数字符号的同步和对码元的起止时刻进行跟踪。数据通信中的数据一般是通过由一定数目的码元及一个用于识别和同步的“帧头”组成的一个帧来进行传输的。群同步的任务就是给出每个帧的起始和结束时刻。扩谱通信除了上述的同步内容外，还需要对扩谱码序列进行同步，其任务就是给出扩谱码序列的起始和结束时刻，这是实现扩谱通信解扩的前提条件。当然，实际应用中往往将扩谱通信的扩谱码序列同步与载波同步、位同步等结合起来。本书中主要讨论对扩谱码序列的同步问题。3.3.2直扩系统的同步

图3－24同步系统的同步过程

1.直扩信号的捕获

捕获又称初始同步或粗同步，其任务是完成伪随机序列的粗同步，对伪随机序列的相位同步精度一般小于一个或1/2个伪码码片时长。对捕获的要求是：

（1）抗干扰能力强。同步是直扩通信信号正常接收的前提，而捕获是同步的前提，因而捕获的抗干扰能力在很大程度上决定了系统的抗干扰能力。捕获在受到强干扰、强噪声或深衰落的影响时，要求其捕获概率要尽量大，错误捕获的概率要尽量小。

（2）速度快。接收机同步电路所获得的同步信息通常会经受干扰和噪声的污染以及多径衰落的损害，而直扩接收机又通常在低信噪比或低信干比的条件下工作，因而要很快地建立同步，即迅速捕获，是非常关键而又比较困难的一步。

（3）电路简单，易于实现。

1）滑动相关法图3－25滑动相关器的原理框图设通信开始时系统处于失步状态，积分清洗器的输出只有噪声并低于捕获门限，捕获判决器的输出控制本地伪码产生器，使之处于搜索状态。捕获判决器每隔一个积分周期对捕获情况进行一次判决，决定是否需要继续调整本地伪码的相位。当捕获判决器有信号输出并超过预定门限时，即认为它捕获到了信号，但为了防止噪声或干扰引起偶然的假捕获，通常要连续观察几次，等到捕获判决器的输出信号超过门限的次数累计到规定值后，才认为滑动相关捕获检测器确实捕获到了信号，于是，捕获判决器的输出将使本地伪码产生器转换状态，即由捕获状态转入锁定跟踪状态。如果接收机在跟踪过程中因受到干扰等影响而失步，接收机要控制滑动相关检测器重新启动，对信号重新进行捕获。滑动相关法存在一个突出的缺点是：当两个伪码之间的相位差很大，而且伪码长度很长时，要逐位检查（滑动）以达到捕获的时间可能很长。为了估计这种搜索时间，假设滑动相关器对本地PN码相位每次调整一位，令K为两个伪码之间的初始相位差数，即本地PN码相位需要调整K次才能够与接收信号PN码相位达到粗同步。显然，初始相位差数的最大值等于伪码的长度N-1。T1表示每次判决所需的时间，它也是积分抽样时间，这里设T1等于1个信息比特宽度；d表示防止状态转换出现错误所需连续观察的次数。由此可得最大的搜索时间为(3－3－1)

取伪码长度N=2047，信息码速率为1.2kb/s，d=5，则可得最长捕获时间为如果在捕获的过程中再考虑信号载波的同步问题，那么最大捕获时间还会成倍增加。显然，捕获时间过长是实际系统所不能接受的。因此，设法减小捕获时间是必须解决的问题。

2）前置码(同步头)法

因为用于同步的伪码和用于传输信息的伪码不必相同，所以可以采用一种专门的前置码供同步使用。前置码一般较短，典型的长度约为几十、几百到几千位，可由一个短码重复几次组成。发射机在发送有用信息之前，先发送前置码，供通信对方的接收机建立同步，接着再发送有用信息。当然，接收机在建立同步之后，应具有必需的同步保持能力。

采用前置码的办法虽然可以提高捕获和同步速度，但因为前置码不能太长，故容易受到噪声和干扰的影响而产生错误捕获。尽管如此，由于这种方法简便易行，能适应各种应用环境的需要，因而仍是一种应用非常广泛的方法。

3）匹配滤波器法

用匹配滤波器对伪码进行快捕是一种行之有效的办法。这种方法可以在中频实现，也可以在基带实现。在中频多采用声表面波(SurfaceAcousticWave,SAW)延迟线实现，在基带多采用移位寄存器实现。图3－26是在基带实现匹配滤波器(相关器)的简例。这里给定的同步序列为1110010，当全部序列进入七位移位寄存器后，累加器的输出就会超过捕获门限，在门限判决器输出端就可以得到一周期的脉冲串，脉冲所在的位置就是PN码的捕获区域。图3－26基带匹配滤波器捕获器原理方框图用这种办法进行捕获和同步可以得到较高的速度，一般在几个序列周期内即可以完成捕获和同步过程。若序列周期等于信息比特周期，则在几个信息比特周期内就可以实现捕获和同步。当然，基带解扩处理的前提是载波与位同步都已经完成，而在干扰较严重的情况下，解扩前进行载波与位同步的性能也将受到很大的影响。因此，一般采用在中频或射频直接进行匹配滤波的方法。这种方法不需要载波和位同步，但是信号载波和PN码时钟的漂移都会对这种捕获方式的性能造成影响。模拟匹配滤波器一般采用SAW延迟线，本书将在3.4节中讨论该内容。

4）发射参考信号法

发射参考信号法即接收端不必产生本地参考信号，而是接收发射机发射的参考信号。这种方法可以大大简化接收机的设计，使得接收机尽量地简单，其原理框图如