兆瓦级双馈式三电平风电变流器系统设计及控制策略分析

兆瓦级双馈式三电平风电变流器系统设计及控制策略分析页目录TOC\o"1-3"\h\u摘要 IAbstract II第一章绪论 31.1风力发展背景及其历史 31.2国内风力发电发展状况 41.3风力发电发展趋势 41.4风电变流器的发展与现状 51.5双馈式风力发电关键技术及概述 5第二章兆瓦级双馈式三电平风力变流器系统设计 82.1三电平风电变流器总体设计 82.2进线滤波器的设计 82.3长线du/dt滤波器设计 102.4直流回路电容设计 112.5控制器的设计 13第三章三电平SVPWM控制算法 153.1SVPWM基本原理及其特点 153.2参考电压分解的三电平 153.3变速恒频双馈式风力发电机组的数学模型 173.3.1风力机的运行特性 173.3.2风力机模型 183.3.3变速机组的风能最大追踪 18第四章网侧交流器控制策略 214.1新型LQRI算法在三电平网侧变流器控制中的应用 21第五章机侧变流器控制策略 265.1双馈式发电机的数学模型 265.2并网控制策略 275.2.1三电平并网变流器中点电位自平衡特性分析及拓扑改进 275.2.2基于模糊滑模控制的并网控制策略 29参考文献 32致谢 错误!未定义书签。附录 37TOC\o"1-3"\h\u第1章绪论1.1风力发展背景及其历史随着经济的发展。开发新能源的趋势已经势在必行。传统能源都是以化石燃料为基础的。一方面其具有有限性并不是取之不竭用之不尽的。另一方面大量传统能源的使用造成了全球温室效应和严重的环境污染等问题。为了满足人口日益增长的需求。缓解环境污染等问题。太阳能、风能、潮汐能等分布式可再能源得到了迅猛的发展。风力涡轮机产生的动能。太阳能转换的一种形式。由于太阳光线在地球不同部分的加热不均匀。气压分布不平衡。在水平压力梯度的影响下。空气沿水平方向运动以形成风。风能资源的总储备量巨大。技术每年可提高的容量约为5.3X10^13kWh。空中力量是可再生和清洁能源。具有很多储备和广泛分布。但能源赤字低（仅1/800水能）且不稳定。在某些技术条件下。可以开发风能并将其用作重要的能源。吸收空气能是一项综合性工程技术。可通过空气涡轮将空气动能转换为机械能。电能和热能。空气能是一类通过气流工作为人提供的可用能量。它归因于新能量（包括水能。生物质能等）。气流的动能称为风能。风速越高。动能越强。人们可以使用风车来改变风的动能。执行旋转动作。发电以移动发电机。将旋转力（来自空气动力）传递给转子。风扇通过发电机传动轴。2008年。全球风电发电量约为9,410万千瓦。而电力供应量超过了全球消耗量的1％。尽管风能不是大多数国家的主要能源。但在1999年和2005年。风能增长了三倍多。现代涡轮机毛坯用于将空气的机械能转化为电能。并将其转化为发电机。在中世纪和中世纪。风车中收集的机械能被用来净化谷物和泵水。风能用于大型风电场以及一些电力供应隔离的地方。这将为当地的生活和发展做出巨大贡献。使用人类能源的历史可以追溯到远古时代。但是风能技术的发展却已经缓慢了数千年。并没有引起太多关注。但是。自1973年石油危机以来。在混凝土能源和全球生态环境恶化的双重压力下。风能已成为可再生能源的一部分。风能作为一种不稳定的可再生能源发展。具有巨大的发展潜力。尤其是在沿海岛屿。交通不便的偏远高原地区。将来。通过远程网络和难以到达的边界进行运输。开阔的草地以及小型牧场和村庄。对于作为可靠的生产和生计方式来说都是重要的。即使在发达国家。风能也越来越被视为一种高效。清洁的可再生能源。1.2国内风力发电发展状况中国拥有丰富的风能资源。并且可以产生和使用约10亿千瓦电力的风能储备。其中。地球上的风能储量约为2.53亿千瓦。而海上可开发和使用的风能储层约为7.5亿千瓦。总计10亿千瓦。到2003年底。该国的装机容量约为5.67亿千瓦。它是无公害能源的来源之一。这是不安全和不合理的。在沿海岛屿。山区。那里的水。燃料和运输不足。在当地条件下很容易使用光能。还有很多工作要做。海上风能是可再生能源发展的关键领域。是促进风能技术和工业可再生能源发展的关键力量。也是重要的能源监管来源。中国拥有丰富的海上风能资源。海上风电厂的重要性对于项目的速度。海岸的普及。能源基础设施的监管以及经济发展方向的变化至关重要。根据国家能源局2015年9月21日发布的数据。截至2015年7月。包括海上风能开发和建设计划在内的2个项目已完成并完成。安装了61000kW。批准建设9座。装机容量170.2万。批准用于六个结构。估计容量为154万千瓦。根据国家海上风能开发建设计划计划。到2014年底总装机容量为1053万千瓦的44个项目远非如此。为此。国家能源局正在强调海上风能的进一步开发和建设。以加快海上风能的发展。2018年。中国已经是最大的风能市场。新装机容量为25.9吉瓦。成为世界上第一个风能容量超过200吉瓦的国家。在2017年出现装机短缺之后。中国再次走上了发展之路。并继续保持全球领先的空中能源领导地位。其总装机容量为221吉瓦。风能产业的快速发展离不开国家政策的大力支持。该国在过去两年中实施了风能的关键政策。根据行业统计。从2019年1月至2019年6月。该国新安装的水力发电为909万千瓦时。其中海上风电为40万千瓦。电网的两个装机容量为1.93亿千瓦。2019年1月至2019年6月。全国风电发电量为2145亿千瓦。比上年增长11.5％;全国风能小时为1133小时。每年减少10小时。从1月到6月。全国的空气每年增加105亿度。每年减少77亿度。全国平均窗户能源使用率为95.3％。平均减风率为4.7％。减风率为4.0个百分点。能源生产和减风率正在“下降”。1.3风力发电发展趋势风力涡轮机的制造和控制技术正在不断更新。增长趋势包括以下机会：（1）建造具有巨大潜力的水轮机。以降低电力生产成本并带来更好的经济效益。（2）通过现场控制以可变速度控制恒定速度的磁场。以通过控制可变速度和工作效率来提高产生的能量质量。（3）沿海风能资源包括海洋中的大量能源。包括海上的大规模能源。（4）除不利因素外。风力发电系统的市场份额迅速增加。（5）通过新的结构和材料。碳纤维材料将在大型动力装置中进行测试。1.4风电变流器的发展与现状风电变流器，它通过双电源向路由器集成了风力发电机。它的主要功能是由转换器感应的幅度。相位。频率等。控制何时改变转子速度。以便可以将恒定频率的电流能量输入到定子侧的电网中。包括电源模块。电源模块。网络连接模型。通常。风能转换器分为两类：双馈和全功率。其中。双馈运输船主要用于双馈风力发电系统。而全功率工厂则主要用于直接供电的风力发电系统。在风能的早期阶段。中国的风能技术资金薄弱。风能转换器只能引进国外先进技术。仅在近年来。随着近期开发和相关技术的持续恶化。风能的发展才开始。并且有逐渐使空气的力局部化的趋势。迄今为止。中国风电产品市场已经引入了独立知识。相关的生产技术也日益成熟。这是风电行业发展的突破。未来。随着风能产业的进一步发展。风能转换器在网络的福利。机智和高可靠性方面将继续增长。特别是随着风能技术的进步。风能转换器将成为未来的四个趋势。首先。控制技术不断改进以满足水农场和风力涡轮机网络的需求。风能的最大问题是随机性和间歇性。因为大量的电网连接会危害整个电力系统。因此。对于水力发电网络连接的技术性而言。支持风力发电转换器非常重要。满足需求。在此要求的指导下。能量驱动的刺激感测必须与风力涡轮机配合使用的有功能量和积极反应的调节。以防止加速和增加动能。并控制主电压。其次。通过诊断智能缺陷和远程监视功能来创建智能趋势。由于风电场通常设计在偏远地区。因此的运营成本和复杂性很高。因此对粗心和免税人员进行远程监控至关重要。它需要一个风能转换器。以增加智力增长的强度并提高理解水平。第三。随着电压水平越来越高。电动工具变得多样化。当前。风能转换器仍使用低电压基础知识。而使用中压和高电压转换器时。单元数量很多。随着单位功率的增加。中压和高压转换器很可能会受到欢迎。以减少损坏并提高系统性能。而功率器件的应用则越来越多样化。最后。随着风力涡轮机容量的增加。系统顶部的开发和创新仍在继续。将来。鹿经营者和全功率对流器将长期保持在一起。但是在持续发展中。两种类型的风能转换系统将引起变化。以减少类型损失并提高效率。中国风能装机容量的快速增长为中国水电产业的发展提供了强大的动力。2009年。中国风电市场规模为60亿元。其中。2202兆瓦应整个发动机风扇的要求直接应用于动力发动机。市场容量为14亿元；新增直流电源转换器双电源容量为11.608MW。市场容量为46亿元。2010年。全发动机风扇的需求约为3,230兆瓦。市场潜力约为19亿元。鹿饲料支持者的需求约为9,770兆瓦。而市场规模约为35亿元。2010年。中国风电市场总量约为55亿元。2009年。中国拥有约3,000兆瓦级风电发射器。而该电厂的大多数生产商为1.5兆瓦。1.5双馈式风力发电关键技术及概述双馈式异步风力机是目前使用最广泛的发电机。它由绕线式离子发生器发电机。直接连接到三相电网的定子绕组和双向双向发电机组成。线路IGBT电压变送器。双馈异步风力涡轮机是绕组感应发电机。它是风力涡轮机的主要组件。且恒定变速频率。并且是风力涡轮机本地化的主要组件之一。发电机基本上由两部分组成：电动机主体和其他系统。发动机的主体由定子。转子和轴承系统组成。其负载系统分为三个结构：开水。从空气中洗净空气和从空气中冷却水。翻转振幅锚定发生器通过电网直接连接到定子阀。而转子的旋转通过转换器连接到电源。产生恒定频率的功率。以满足功率负载和网络连接的要求。由于采用交流通风。发电机与电力系统之间实现了“柔性连接”。即煤电可以调节发电机的电压。电流和转速。同时可以适当满足发电机的输出要求。可以调整的。近年来。国内外科学家对变速双动力变速器的恒定频率进行了各种研究。总结了以下几点。1）风能的最大捕获量低于表速。额定功率低于风速下的恒定功率控制。最大化利用空气能的主要方法包括基于刀尖速度比的控制方法。爬山和能量参考方法；固定螺距。可变螺距和主动点火控制方法特别用于能量控制。2）调节电流稳定性和调节能量因数。常用的方法包括定子流量确定和定子电压定义。基于幅度和相位控制以及直接转矩控制和直接能量调节的控制方法。3）翻转水轮机对网络控制没有影响。双作用风电连接菜单有四种网络连接模式：一种负载网络连接。一种负载网络连接。一种孤岛网络连接和一种直接网络连接。由于负载网络连接不需要其他硬件。因此控件易于实现。采用基本参与方式；4）由于失去控制网络而在压降期间实现了风能系统的低功率电压。控制技术主要涉及路由器电路的短路保护。改进的感应控制方法以及网络串联转换器的增强。5）三相电源不平衡时的连续运行控制。这是当今最常用的方法。分量转矩和能量推力不平衡的负开关磁组件的D轴的正连续性坐标配置。称为网络开关和路由器侧转换器。第2章兆瓦级双馈式三电平风力变流器系统设计2.1三电平风电变流器总体设计图2-1三电平风电变流器功能图兆瓦级双馈式三电平风电变流器系统，主要是由二极管钳位式双三电平功率回路、进线滤波器、长线du/dt滤波器、接触器、电压电流检测回路、网侧控制和机侧控制器组成。2.2进线滤波器简介和分析在高性能的PWM整流器中。正确选择适用大小的交流侧电感，可以提升整流器的控制性能。因为此性能由动态、静态响应。功率输出决定的，而电感大小就会左右前者。以及生产出来的电能质量和对直流侧电压的操纵。通过一些文献分析,交流侧电感的作用为以下几点：电压隔离的作用。整流器的交流电压为一部分。而它的电网电动势会成为另一部分。可以让整流器变为四象限运作。同时可以对电压矢量进行改变。滤除谐波作用。因为谐波电流会因为新的PWM控制而产生。而适当的改变电感值，减少一定的谐波电流。会让电流波形更接近正弦信号波形。(3)电网功率因数的到操控和使用。无功功率传输到电网以实现电网侧电容保护操作。(4)增加了系统阻尼。让交流器能更稳定的运行。L型滤波器和LCL滤波器是最常见的两种进线滤波器。图2-2两种常见的滤波器结构L型滤波器，通常被用在电路中时。电路中的高频滤波电流，会被电感给滤除掉。但是L型滤波器滤除电流谐波的功能会在变化。本次设计牵扯到兆瓦级的电压等级，可以联想到需要更大的L型滤波器才能满足实验结果。所以在经济性和占地面积上。L型滤波器有着无法避免的缺陷。于此同时，也要考虑到系统的动态响应。动态响应会随着电感不断变高而降低。在这个时候，在查阅相关参考文献之后，还有一种滤波器出现了，LCL型滤波器。它的出现在高电压等级下，可以避免前面的大部分问题。比如经济和占地面积。LCL型滤波器可以在体积更小的情况下，发挥出更好的性能。但是在参考了相关文献中对LCL型滤波器的参数计算后。发现LCL型滤波器设计比前者较为复杂。并且LCL型滤波器四阶系统阶数对于我们的数学水平，计算会变得非常困难。如果计算无法继续下去，后面的实验和设计也将在此搁浅。也无法达到想要的控制结果。但是考虑到本设计采用的拓扑结构。在三电平的拓扑结构中，等效开关效率得到了良好的改善。仅为两电平的一半。而开关效率降低一半，代表交流侧电感值也能得到大大的降低。这样的话L型滤波器又能投入使用了。因为体积和经济的问题得到了解决。因此本设计最终选用L型滤波器。三相PWM整流器的电感取值范围：公式（2.1）在一定电网电动势和直流侧电压条件下。交流侧电感上限值为：公式（2.2）其中：电网电动势峰值；：电网电流峰值；：最大允许谐波电流脉动量。取；：电网频率；：调制周期。假定全控整流器的功率因数为0.9。忽略损耗。可得到的输入功率为：公式（2.3）输入电流为：公式（2.4）公式（2.5）相当于电流留两倍的裕量。公式（2.6）由式（2-1）和（2-2）：；公式（2.7）可得：公式（2.8）由以上可得电感L的计算值。2.3长线du/dt滤波器设计在翻阅参考文献时发现一个问题，会出现一个差模电压。后来在文献中发现，这个差模电压是因为逆变器在直接连接时，会与电机侧产生。而且这个差模电压的开关频率du/dt很高du/dt。这样的话会增加了电机侧应力。特别是考虑到特殊情况下，比如逆变器安装的位置很远。导致它与电机之间的距离很长。导致线缆会产生一个行波。这个行波是由长线线缆分部的参数产生的。而这一系列的变化，会明显的导致波阻抗发生变化。同时发生与等效状况不匹配的情况。这样的话会产生电压反射现象,入射波与反射波反复叠加后。会导致电机产生负面效应。比如过电压、高频振荡等。紧接着会导致电机更快的老化，也将会变得更难控制。会增加更多的维修和更换设备的损失经济。因此。可以在两者之间增加一个长线du/dt滤波器。这样可以有效的控制负面效应，保证电机的电压稳定，不会随时产生高频振荡等。常见的长线du/dt滤波器分为以下几种：图2-3常见的长线du/dt滤波器结构由RLC型滤波器结构图。其为2阶滤波器。对于图中（b）LR型滤波器而言。所用电感和电阻参数可以有效降低。尽管增加了电容。但其值不大。如图可得传递函数：公式（2.9）而以下的内容会对设计产生影响：机侧变流器输出电压脉冲之前需要必要的上升时间。满足一定的衰减性能。以免发生转子过电压现象的发生。滤波器需要满足保证工作在过阻尼情况下；在前者的工作条件下，要选择适当的阻尼电压大小，才能避免阻尼电压带来的电能损耗。保证设计的经济性；并且阻尼电阻的选择应该尽可能小。2.4直流回路电容设计因为本设计选择了背靠背的拓扑结构,其中要建立起网侧和机侧变流器的联系。需要用直流母线去支撑电容，才能达到想要的理论结果。这样才能消除一些负面效益。比如直流电压带来的波动还有对一些能量产生的缓冲效果。电源转换器转换器的输出电流等于发电机侧开关之间输入的电流值。然后可以移除辅助电容器。但是，此状态在原始系统中不存在。辅助电容器在设计过程中。以下是矛盾之处。当电源电压降低时。辅助伟大的技能。进一步促进稳定的直流电压抑制。如。当负载混乱时。如果您今天想要可变电压浪涌。增加支持规模也很重要。另一方面。如果质量太高。必须增加商品数量，从而增加相应的成本。因此，合理选择辅助容量是硬件设计过程中非常重要的部分。通过比较不同的设计方法。在这里，我选择了一个简单易用的设计：电容进过RC放电一个时间常数后电容上剩余原值的36.8%。因此令时间常数：。假定整流采取2k进行运行。电流内环为10k运算。电压外环2k运算。则外环调节周期为：当电流内环参数调节好之后电流响应在35个调节周期内能达到给定值。外环响应较慢。用大的电容时。若电感选取合适。且内环使用参数适当。电流在3-5个周期内即达到给定电流值。此时相当于对电容恒流充电。此时：公式（2.10）公式（2.11）当进入恒流充电时。电容上电压能维持一稳定值。具体大小由外环最终调节结果决定。计算等效的负载电阻由得：公式（2.12）公式（2.13）计算直流侧的电容C若令τ大于电流失调段即可使电容上电压波动小。所以：则公式（2.14）在选取电容时。应该适当选取比此值较大一些的电容。一般取1.1倍。2.5控制器的设计由于选择的背靠背结构。所以网侧变流器和机侧变流器完全对称。其结构图如下：图2-4网侧和机侧控制器结构图主要功能包括：脉冲信号触发。矢量控制算法实现。模拟信号采样。开关量信号输入。模拟信号输出。开关量信号输出。过压、过流等保护功能。与监控通讯控制的通讯功能。故障信号显示。2.6本章小结本章主要是对兆瓦级双馈式三电平风电变流器系统的设计。提出了设计的最初整体方案。然后选择几个最重要的部分进行分析和阐述。主要分为进线滤波器、长线du/dt滤波器、接触器、电压电流检测回路、网侧控制器、机侧控制器。然后逐一进行单独的设计和分析。对滤波器设计时。与常规应用进行了对比。选择了最适合本次设计的类型。在相关文献里找到了滤波器和回路电容的相关参数计算。第3章三电平SVPWM控制算法3.1SVPWM基本原理及其特点典型的三相全桥包括六桥开关装置。开关设备的六个组合（同一转塔臂的上半部分和下半部分是相反的信号）总共具有8个安全开关状态。这就是为什么它被称为零向量的原因。其他六个变化状态是六个有效向量。将这些360度字段划分为60度扇区。一般有哪些领域。使用这六个基本有效向量和两个零点。可以合成360度以内的任何向量。当鼓励使用特定向量时，请先将其除以两个相邻向量。然后，他们使用这两个基本向量进行表示。每个基本向量的效果的长度由过程的长度表示。使用电压矢量来确定适用于不同电压的电压矢量。因此，请确保生成的电压电平像波浪一样。当逆变器运行发动机时。向量的方向不断变化。因此，我们必须不断地计算向量处理的时间。使计算机处理更加容易。在设计中，通常将其视为计时器（例如，每0.1ms）。这样，我们只需要计算两个主矢量在0.1ms内工作的时间即可。因为两次计数可能不少于0.1ms（比之前小）。其余时间，向量插入相应的零。因为当他们这样做时。同步磁盘与PWM非常相似。这就是为什么我们称其为PWM。并且因为此PWM电压在空间矢量上是平坦的。因此，它被称为SVPWM。SVPWM的主要特点是：1.尽管每个盒子之间有多个开关。但是每个开关仅包含在一个设备中。因此，开关损耗最小。2.使用电压空间矢量直接创建三相PVM波。计算很简单。3.逆变器输出电压的基准电平的最大值为直流侧电压。比典型的SPWM逆变器输出高15％参考电压分解的三电平三电平向量的轮廓可以视为6个六边形的空间。如图2-14所示。六角形提供传统的两层空间。对于每个给定的参考电压矢量，可以选择一个六边形区域。在里面做。这些值用于表示每个节点的六边形面积。S值范围是1〜6。两者之间的两个最接近的区域。因此，恰好在那些地方引用电压矢量时。S值可以通过两种方式增加。一种称为S值转换方法，另一种称为向量或向量时间因子方法。假设一参考电压矢量Ver位于图2-14所示的小三角形区域(S=1,N=I),按照NTV,则应由电压矢量V1、V13、V7对该矢量进行合成。根据“伏-秒”平衡原理有:图3-1三电平变换器空间矢量图通过推算可得：公式（3.1）图3-2参考电压矢量的修正由以上分析可知。通过以下两个步骤即可完成将参考电压分解的步骤:(1)判断原参考电压矢量所在小六边形区域;(2)进行电压修正。即可将三电平空间矢量平面简化至两电平空间矢量平面。不同S值时的参考电压矢量修正方法如表所示。表3-1不同s值时的参考电压矢量修正3.3变速恒频双馈式风力发电机组的数学模型3.3.1风力机的运行特性在通常的发电系统中，首先要考虑的就是能量转换装置。而风力发电中要考虑的就是如何把风能转化为机械能。风力机便是风力发电中将风能转换成机械能的最重要的设备。它通过设备中的部件先获取空气中流动的风所带来的动能。然后用风力机的叶片面对风力带来的风能带动旋转。以此得到需要的机械能。所以风力机不仅关系到如何获取风力的动能，还决定了怎么转化为更有效的机械能。然后再决定整个系统的有功功率。同时在运行时还需要保证其安全性、持续性以及可靠性。通过查阅相关文献资料，发现了风力的有效输入功率公式为：公式（3.2）因为风力带来的风能，不可能完全用来推动叶片转动。也就是无法完全转化为机械能。所以，我们定义了一个风能利用系数:公式（3.3）所以机械输出功率为：公式（3.4）C是风能利用系数,它是用来反映风力机效率的一个很关键的参数。因为风力带来的风能和风速有关。同时风能带动叶片旋转，叶片的旋转速度也会对产生的机械能带来影响。同时如果叶片面积越大，带来的机械能肯定也是越大的。所以这三个参数，都同时决定了效率。所以在控制叶片旋转速度和直径不变的情况下，我们通过控制变量法对叶片性能进行分析的话。这样还可以定义另一次关于叶片的参数。叶尖速比,即叶片的叶尖线速度与风速之比:公式（3.5）3.3.2风力机模型根据前面的分析可以建立风力机的仿真模型。如图3-3所示。实现方法如下:(1)假定一条典型的与的关系曲线。这里参考了文献中提供的插值法。然后对数据进行整理。之后能得到一条近似的曲线;(2)任意设定的风速函数。通过测速对比之后。折算后得到风力机风轮转速.由式(3-5)计算出叶尖速比;(3)由计算的叶尖速比。差与入的关系曲线。得出值;(4)将代人。计算出风力机输出的机械功率;(5)最后计算出双馈发电机模型中所需要的输人驱动转矩。图3-3风力机仿真模型3.3.3变速机组的风能最大追踪前面提到了，风能是无法保证百分百获得的。因为其中会产生很多损耗。同时风能转化为机械能也会带来许许多多的损耗。所以首先要尽量提高对风能的获取。这里通过文献选择了采用变速机组。去进行风能最大追踪。这个方法能尽可能的获取风能。提高能量的来源。才能产生更多的可使用能源。能可能的利用到大自然带来的绿色能源，保持我们的可持续发展观念。然而在实际应用中，不是这样的轻松就能达到的。首先我们要选择合适的控制策略和控制方法。才能搞好的检测到风速，因为风速也会对获取的风能带来一定的影响。比如转矩观测器还有风速估算等方法的应用。当然也不止这种办法，我们也可以通关改变一些其他的参数，从而能够通过这些参数来改变风力机的转速。同样可以达到相同的效果。本次设计运用的双馈式电机，有一个无法被我们忽视的优点。就是它可以进行有功和无功功率的控制。这个控制被称作解耦控制。这样的话我们可以用用它来达到更好效果的风能追踪。我们首先要对双馈电机进行控制。从而改变它的输出功率。只要输出功率得到改变。就能影响到电机的电磁阻转矩。这样才能间接的打到我们的目的。改变机组的旋转速度。然后找到一个最适合当前运行的转速。这也算一种间接的控制方法。为了消除功率对风速的依赖关系。功率可表示如下:公式（3.6）之前提到我们需要各种直接和间接的方法去得到风速。因为我们之前的计算中是无法免掉风速的影响。同时在检测风速时又会带来设备上的麻烦，需要新的检测设备。又会带来经济上的困难。这也不是我们愿意得到的结果。其次呢我们对其的间接控制，由于是二次设备的控制，所以更加安全且快速，更能打到我们想要的性能要求。而且选择适当的功率算法，对我们的控制带来便利和快速的同时，还能保证稳定误差在可控范围内。让风能追踪的准确性得到了保证。这对于我们的设计来说，可谓是一举多得的极好选择。3.4本章小结本章节主要是对风能进行分析。然后选择了参考电压矢量分解的SVPWM控制算法。利用电压空间矢量直接生成三相PWM波。计算简单。然后对风力机的数学模型进行分析。整理了相关计算公式。接着简单阐述了最大风能追踪在变速机组中的实际作用，并分析了其中的优劣势，选择了对设计带来更便利更准确的控制方法。第4章网侧交流器控制策略4.1引言当今是以电压型PWM三相可控整流技术实现网侧变流器的主流技术的。上世纪八十年代开展了对于PWM整流的研究。电压型PWM整流器早期设计思想是一些学者提出的基于PWM整流器拓扑结构无功补偿控制策略。而目前的主流方案是可四象限运行的电压型PWM整流器。在电压型PWM整流技术发展过程中,主要控制策略有两种，第一是间接电流控制策略。间接电流控制方法也成为相位和幅值控制的主要方法。间接实现对网侧电流的控制是通过控制电压型PWM整流器交流侧电压基波幅值和相位。第二则是直接电流控制策略。通过精确地计算交流输入电流的指令值，再进而引入交流电流反馈，最后便是对交流电流直接跟踪控制。这就是直接电流的控制方法。因为“间接电流控制”电网的侧电流动态响应慢，而且对系统参数变化十分灵敏。所以间接电流控制策略已逐渐被直接电流控制策略所取代。目前主要有两种常规直接电流控制方法：一，增加电网电动势前馈的SPWM控制。二，滞环电流控制以及SVPWM控制。此外由于智能控制理论以及非线性控制技术在电力电子领域应用的不断拓宽,一些新型控制策略被一些学者在直接电流控制方案的基础上提出了。比如在PWM整流器控制中引入滑模变结构控制算法，也有学者提出了一种双闭环形式的滑模控制器，并运用广义滑模判据论证了滑模动态存在和可达性。再通过仿真工具对该方案予以验证。仿真表明该策略在动态响应时间、抗干扰能力和直流电压超调抑制上都优于常规PI控制。还有学者提出了基于反馈线性化的三相电压型PWM整流控制策略。通过建立PWM整流器仿射非线性模型。讨论了实现精确线性化的条件,引入了微分几何理论中的非线性系统状态反馈精确线性化，实现了电压电流解耦。再比如一些学者提出了将非线性理论中的反步控制算法运用于PWM整流控制。该方案将PWM整流器这一MIMO状态空间模型分解为两个SISO非线性模型，进而采用反步设计理论，推到了直流电流控制器与功率因数控制器。但是在实际工业应用中广泛采用的仍是常规的PI控制器。这是由于其原理简单、所以便于实现、而且其稳定性较高。但是PI控制器参数的设计和整定是实际应用中较为困难的问题。线性二次型最优控制算法(LQR)是最优控制理论中常见的一种算法。它可以在对系统中参数的整定中使用。但是常规LQR算法中只能实现对与PI控制器中比例项(即P项)的整定，并不能整定积分项(即I项)。因此这极有可能导致系统稳态性能指标的急剧下降。由此有学者提出了一种新型的应用于PWM整流器控制中的带积分项整定的LQRI算法。4.2LQR算法简介LQR(linearquadraticregulator)表示线性二次型调节器。该调节器的控制对象是现代控制理论中用状态空间方法描述的线性系统。调节器的目标函数为控制对象状态变量和输人控制的二次型函数。LQR最优设计的实现是通过设计出的状态反馈控制器K,求解得到二次型目标函数J的最小值。反馈控制器的计算由权矩阵Q与R决定。因此合理选择矩阵Q.R是非常关键的。LQR算法作为--种基于状态空间的设计方法。是现代控制理论中较为成熟的一个分支。此外。LQR可得到状态线性反馈的最优控制。根据相关理论文献得。整流器电流环的状态空间方程：公式（4.1）其中分别为系统状态向量、系统输入向量、系统扰动向量：A、B、E为系统矩阵、输入矩阵、扰动量矩阵。再此基础定义目标函数：公式（4.2）其中Q为输出变量的加权矩阵，R为输入变量的加权矩阵。最优控制规律为：公式（4.3）K为最有反馈矩阵：公式（4.4）矩阵P可以由Riccati方程求得：公式（4.5）Q为正定对角矩阵。R一般可取为常数。方便求解。4.3LQRI算法简介和应用从上一小节分析可以得知。如果使用纯LQR控制。获得的仅是控制量和状态变量之间的比例关系。所设计出的控制器虽然具有较好的动态性能。但稳态误差无法予以消除。最终选择根据相关文献提供的新型LQRI算法。所以可以改写系统状态空间方程：公式（4.6）再令下标“~”为新系统向量。矩阵重写后。可将目标函数重写为：公式（4.7）同上。R一般可取为常数。便于计算。为了验证新型算法是否存在优点。更适合本设计。进行试验。实验参数如下：表4-1网侧变流器实验系统参数通过实验所得波形图进行分析：图4-1常规PI控制策略图4-2采用LQRI整定后的PI控制策略CH1：直流母线电压（0.8p.u./div）CH2:有功电流分量给定（0.02.p.u./div）CH3：有功电流分量（0.02p.u./div）CH4：无功电流分量（0.02p.u./div）上面图4-1和图4-2为三电平PWM整流器在同控制策略下的启动波形。从图中可以发现。传统的PI控制策略控制过程动态响应较慢。从图中对比可以看到。前者进入相对稳态时间大约为180ms。而后者经过整定的控制策略后。所需要的时间仅仅约为前者的1/3。只有60ms。从图中还能很明显的看到反馈量跟随给定信号的能力后者优于前者。图4-3从电网吸收电能CH1~CH3：直流母线电压（200A/div）CH4：电网A相电压（1.0p.u./div）图4-4向电网回馈电能CH1：电网A相电流（200A/div）CH2：电网A相电压（200V/div）上面图4-3和图4-4为额定电流下吸收和回馈电能的波形图。从图4-3中可以看到在吸收电能时。电流的波形较为完整且良好。同时期的电压同向性能也良好。在图4-4中可以看到向电网回馈电能的时候。A向的电流和电压刚好相反。电流的波形正弦度较高。4.4本章小结本章主要是对网侧变流器的控制策略分析。最开始对传统控制进行对比。发现其中不足并不是很适合这次设计。会带来很多负面的效果。然后在其他文献中找到新型控制算法。并对算法进行简单分析。然后通过实验对比。确定了新型算法的优势的存在。并最终选择了使用新型算法。第5章机侧变流器控制策略5.1双馈式发电机的数学模型双馈发电机具有两种类型的绕组：三相定子绕组和三相转子绕组。它均匀分布在发动机箱内。空气空间相同。导数和磁圆被均匀细分。为模拟器提供三相交流电源以共享转子时。转子电流可以通过刨机的旋转磁场产生。转子的磁场会切断定子绕组，从而产生电动势。网络连接后。定子连接到线圈。还会产生定子磁场。与转子磁场相互作用的磁场。因此。双馈发电机的数学模型和调节比画廊笼式异步电动机要复杂得多。为了便于分析。对DFIG发表以下评论。（1）应当指出，这三个阶段是非同寻常的。产生的磁力是正弦波。衬里由空间协调。（2）磁腐蚀的趋势和主要损失。并调整转子绕组线和传输线的对称性。（3）在设置DFIG之前改变频率和发动机温度；（4）路由器设置可以全部更改为定子侧。更改后，每种步行模式的数量相同。发电机定子绕组使用发电机惯例。如果我们假设定子电流对于电流解决方案为正，则正向电流流过。结果，流连接为负。发电机转子遵循电动机惯例。已经提出，转子流因流入而为正。当前流在吹过风时通过。结果，流动关系为正。模型示意如图所示。图5-1DFIG的数学模型5.2并网控制策略5.2.1三电平并网变流器拓扑改进并网变流器作为分布式电源系统和电网的交互接口。承担着功率变换、并网同步和调控并网电能质量等重要作用。中点钳位式三电平并网变流器。因为它的结构相对简单，同时运行速度较快并且效益很高，产生的电流发生突变很小，所以在电力方面有很广泛应用。但该拓扑直流侧由２个均压电容串联而成。当电容电压存在偏差即中点电位发生偏移时。并网电流低次谐波增加。使并网电能质量降低。当偏差较大时。可能造成电容或开关管过压损坏。制约着变流器发展。为避免中点电位偏移带来的不良影响。传统的解决方案是通过实时检测２个电容电压偏差。一旦发现中点电位发生偏移。则通过适当中点电位控制算法。使中点电位向偏差减小的方向移动。并最终运行在平衡点。目前。中点电位控制算法主要为基于冗余矢量调整的空间矢量脉宽调制（spacevectorpulsewidthmodulation,SVPWM）方式和基于正弦脉宽调制（sinusoidalpulsewidthmodulation,SPWM）的零序注入法。基于冗余矢量调整的SVPWM方式。利用冗余矢量对中点电位作用相反的特点。通过滞环、模糊控制等不同的规则调整冗余矢量的作用时间。可实现中点电位的有效控制。其物理意义明确。但是需要进行复杂的扇区判定和矢量分解计算；基于SPWM的零序注入法。根据电压偏差。通过比例或比例—积分等调节器计算所需注入的零序电压量控制中点电位平衡。算法相对简单。但需对注入零序电压分量正负进行判定。文献采用空间矢量型断续脉宽调制（discontinuonuspulsewidthmodulation,DPWM）。通过对中点电位具有相反作用的DPWM1和DPWM3混合调制策略。并采用滞环进行切换来进行中点电位控制。但也需要扇区判断和矢量时间计算。文献指出在多台变流器并联系统中。环流抑制与中点平衡控制互相耦合。需综合设计。增加了控制难度和复杂性。以上中点电位控制方法均需增加检测中点电位偏差的传感器和相应的控制算法。另外。中点电位调节时间易受中点电压偏差大小的影响。部分方法使并网电流质量也略有恶化。不同于需要外加电压偏差检测传感器和控制算法人为调整使中点电位平衡的方法。传统三电平变流器拓扑本身具有一定的自平衡能力。即可以将中点电位自然稳定于直流侧电源中点。但由于传统结构中点电位自平衡时间较长。时间常数通常在数秒左右。此时中点电位会发生较大偏移。造成并网质量下降及电容等的过压损坏。因此传统拓扑仍需中点电位控制。自平衡的能力并未得到利用。为缩短自平衡时间。文献提出增加RLC支路。通过参数合理设计。可以有效缩短自平衡时间。但该方案主要用于与负载相连的变流器。且不同负载工况对于自平衡的效果也有影响。同时ＲＬＣ支路增加了电路损耗。基于自平衡思想。本文首先在定量分析三电平并网变流器常用的载波同相层叠（phasedisposition,PD）脉宽调制输出电压谐波特性的基础上。给出了传统拓扑中点电位自平衡机理及自平衡时间的影响因素。其次。针对制约自平衡时间的关键因素。提出了三电平并网变流器中点电位自平衡改进拓扑。相对于传统拓扑。仅需增加一个容值较小的电容形成新的零序通路。并通过电容量的选择使该零序通路在载波频率处发生串联谐振。从而显著减小自平衡时间。相对于传统拓扑。改进拓扑自平衡速度提高１０倍以上。与传统中点电位控制速度相当。但该算法无须检测电压偏差和增加控制算法。针对传统三电平并网变流器中点电位自平衡时间较长。仍需采用中点电位控制算法控制中点电位平衡的问题。在定量分析了三电平并网变流器PD调制方式输出电压谐波特性的基础上。得到制约自平衡时间的关键因素。继而提出了一种三电平并网变流器中点电位自平衡改进拓扑。通过理论分析以及仿真和实验验证。得到以下结论。１）由PD调制方式电压谐波点定量分析可知。中点电位发生偏移时。将在桥臂电压中引入直流偏置及以２倍频为主的偶次基带谐波、偶数倍载波次谐波及边带频谐波分量。且谐波幅值随中点电位不平衡度的增加而增加。系统并网性能下降。２）传统并网变流器拓扑中LCL型滤波器在波及其边带频率处串联等效阻抗较大。导致自平衡时间常数较长。改进拓扑通过新增零序支路在载波频率处的串联谐振。降低阻抗。从而显著提高中点电位自平衡速度。仿真和实验结果表明。相对于传统拓扑。改进拓扑自平衡速度提高０倍以上。与传统中点电位控制速度相当。可省去中点电位控制算法和传感器。３）相对于现有传统中点电位控制方法。所提拓扑充分发挥了拓扑的自平衡能力。当中点电位发生偏差时。能快速有效地稳定中点电位。且自平衡速度不受直流侧电压不平衡度影响。中点电位平衡后并网电流质量较高。虽然需增加一个较容值的电容。但省去了检测电压偏差的传感器。适用于全功率因数范围。物理意义清晰。简单易行。由于不需要增加或调整控制算法。因此。不影响多台运行时的环流抑制。可简化控制设计。由于Ｃｒ在零序通路上且容值较小。在低频处等效开路。因此低频时与传统拓扑基本等效。不影响传统控制算法和电路设计。改进拓扑理论上自平衡时间可以达到无穷小。但是由于线路杂散电阻等影响。自平衡时间未达到理论值。后续可进一步研究线路杂散电阻等对自衡的影响并可利用已有电流采样进一步调节零序支路阻抗提高自平衡速度。5.2.2基于模糊滑模控制的并网控制策略对于并网策略。翻阅相关文献后发现。通常分为定子电压开环控制还有定子电压闭环控制这两大类控制策略。其中，前者又可以通过转子电流分为两类。同样的也是分为开环和闭环两类。后者也可通过电压有效值或者电压瞬时值进行分类为两种策略。转子电流开环控制策略：通常，对双馈电机进行分析时。主要分析其定子电压，定子磁链等。在此次控制策略分析中。将前者与转子电流还有转子电压进行关联，然后进行分析。达到对转子电压或者电流的控制。从而才来间接控制定子电压。图5-2转子电流开环控制策略从上图可以看出。图内的开环控制策略较为简单。对于我们本科生的自动控制相关知识而言，也是便于实现的。但是同时我们也能发现。由于结构简单，所以图内相关参数的准确性要求就会相对而言更高，才能达到稳定控制。避免产生电压电流的波动。改变功率从而影响到实验效果。也就无法达到稳定性。转子电流闭环控制策略：在转子电流开环控制策略的基础上。如果我们引入另一个参数，将转子电流改为闭环控制。如图5-3所示。这个控制策略由于引进了转子电流，这样可以避免前者带来的电流波动。但是依然结构简单，需要的相关参数准确度高，所以也无法满足我们的设计要求。图5-3转子电流闭环控制策略定子电压有效值控制策略：之前两种控制策略，都因为结构过于简单，导致对相关参数的准确性要求很高。为了消除这个顾虑，我们可以在转子电流控制策略的基础上。将另外两个参数进行比较，也就是定子电压所产生有效值，还有电网电压所产生的有效值。同时将其作为闭环，保证稳定性。同时也能提高精确度。其控制原理如图所示。图5-4定子电压有效值控制策略该控制策略可以有效抑制互感Lm不准确带来的影响。对电网波形亦有良好的抗扰性能。但是这个控制策略需要进行两个参数的有效值计算。这样会导致系统存在一定的滞后。这样便无法保证系统的动态性能。也会影响都最终结果。最终在相关文献上选择了相对更适合的基于模糊滑模控制的并网控制策略。滑模控制(Slinding-modeControl)是变结构控制系统中一种控制策略。其与常规控制的根本区别在于控制的不连续性。即系统“结构”随时间变化呈开关性。该控制特性在一定的状态轨迹下作小幅度、高频率上下运动。即“滑模”运动。由于该滑模是可以进行设计的。且与系统参数和扰动无关。因此具有很好的鲁棒性。图5-5新型并网前控制策略原理图5.3本章小结本章节主要是对并网控制策略进行分析和选择。一开始对传统的几种并网控制策略进行了分析，发现了前者大多数因为结构简单，导致精确度无法保证。所以无法选择前者控制策略。而后者因为需要对有效值进行同步计算，所以也无法保证动态响应。最终发现了一个适合设计的新控制策略。参考文献[1]李渊.兆瓦级双馈式三电平风电变流器关键技术研究[D].中国矿业大学,2011.[2]武亮亮.三电平变流器谐波特性分析与调制策略改进[D].北京交通大学,2019.[3]陈鹏飞,唐芬,吴学智,武亮亮,王玮,PohChiangLOH.三电平并网变流器中点电位自平衡特性分析及拓扑改进[J].电力系统自动化,2019(10):10-20.[4]EricMartinot.GlobalRenewableEnergyOutlook[M]2006.12[5]LiJunfeng.WindpowerinChina.World-watchreport[M]2008[6]C.BHasager,A.Pena,T.mikkelsen,M.Courtney,etal.12MWHornsRevExperiment[R].RisoNationalLaboratory.2007.[7]Nussbaumer,T.,Heldwein,M.L.,GuanghaiGong,Round,S.D.,Kolar,J.W.ComparisonofPredictionTechniquestoCompensateTimeDelaysCausedbyDigitalControlofaThree-phaseBuck-typePWMRectifierSystem[J].IEEETransactionsonIndustrialElectronics,2008,55(2):791~799[8]P.Rioual,H.Pouliquen,JP.Louis.Non-linear(controlofPWMrectifierbyfeedbacklinearizationandexactPWMcontrol[C].EEEPESC'94Conf,1994:1094~1102[9]JinhwanJung,SunkyoungLim,KwangheeNam.AfeedbacklinearzingcontrolschemeforaPWMconverter-inverterhavingaverysmallDC-linkcapacitor[J].EEETransactionsonndustryApplications,1999,35(5):1124~1131[10]Dong-ChoonLee,G-MyoungLee.DC-busvoltagecontrolofthree-phaseAC/DCPWMconvertersusingfeedbacklinearization[J].IEEETransactionsonIndustryApplications,2006,36(3):826~833[11]LiserreM,DellAquilaA,BlaabjergF.StabilityimprevementsofanLCL-filterbasedthree-ph