高速采集卡外触发高频低电压信号整形电路设计

高速采集卡外触发高频低电压信号整形电路设计摘要OFDR光纤传感技术不仅具有传统的光纤传感所拥有的质量轻、无需有源供电、抗辐射、耐腐蚀等优点，也具有空间分辨率高、灵敏度高和信噪比高等特点，在航空航天、电力监测、精密仪器制造等领域有广泛应用。为解决光源相位噪声和扫频非线性对OFDR传感性能的影响。采用辅助信号作为高速采集卡外部触发源，对测量信号进行等间隔的采样点序列的插值，从而实现等时间间隔下等光频信号。本次毕设通过对高频低电压的辅助信号进行整形处理，实现了高速采集卡外部触发信号的准确校正，对测量信号进行有序采样，最终实现OFDR系统频谱的准确解调。其对光源非线性扫频造成的误差起到了很好的补偿作用，对OFDR动态信号的准确测量起到关键作用。关键词：OFDR高频低电压整形电路信号DesignofHigh-FrequencyLow-VoltageSignalShapingCircuitforExternalTriggerofHigh-SpeedAcquisitionCardABSTRACTOFDRopticalfibersensingtechnologynotonlypossessestheadvantagesoftraditionalopticalfibersensingsuchaslightweight,noneedforactivepowersupply,radiationresistance,andcorrosionresistance,butalsofeatureshighspatialresolution,highsensitivity,andhighsignal-to-noiseratio.Ithaswideapplicationsinaerospace,powermonitoring,precisioninstrumentmanufacturing,andotherfields.ToaddresstheimpactoflightsourcephasenoiseandnonlinearfrequencysweepingontheperformanceofOFDRsensing,anauxiliarysignalisusedastheexternaltriggersourceforthehigh-speedacquisitioncardtointerpolatethemeasurementsignalintoasequenceofequidistantsamplingpoints,therebyachievingequidistantopticalfrequencysignals.Thisgraduationprojectaccuratelycorrectstheexternaltriggersignalofthehigh-speedacquisitioncardbyshapingthehigh-frequencylow-voltageauxiliarysignal,performsorderlysamplingofthemeasurementsignal,andultimatelyachievesaccuratedemodulationoftheOFDRsystemspectrum.ItplaysagoodcompensatoryroleintheerrorscausedbythenonlinearfrequencysweepingofthelightsourceandiscrucialfortheaccuratemeasurementofOFDRdynamicsignals.Keywords:OFDRHighfrequencylowvoltageShapingcircuitSignal 目录 TOC\o"1-3"\h\u第一章绪论 第一章绪论1.1研究背景在现代信息技术快速发展的背景下，光纤传感技术凭借其独特优势已成为物理量检测领域的重要研究方向。该技术的核心在于利用特殊制备的光学纤维作为信号传输媒介，通过调制光波的强度、相位或波长等参数来实现环境参量的精确测量。相对于传统电学传感器而言，在复杂电磁环境下仍能保持稳定的工作的电磁干扰能力极强、以光学原理为基础的侦测方法，表现出很多显着的特点：具有很强的抗电磁干扰能力；结构具有很好的密封性，不受潮湿环境所左右；具有纳米级的侦测灵敏度；同时具有体积小，重量轻的特点，便于系统集成，是一种很好的电学特性。更值得注意的是，该技术支持多物理量同步测量和分布式组网，在实际工程应用中展现出显着的经济效益。从系统架构上看，分布式光纤传感方案突破了传统单点侦测的技术局限。这种创新设计将信号传输与传感功能完美融合，通过单根光纤即可实现全线连续监测，无需复杂的复用装置。其工作原理类似于生物神经系统，能够深入材料内部实现温度、应变、振动等多种参数的实时感知。在重大基础设施的监测领域里，这种分布式的传感技术在大型桥梁、水电站大坝、石油管道以及航天器和舰船上等重要装备中发挥着不可替代的作用[4]。要实现有效的分散式光纤传感，需要解决两个关键技术问题：首先是测物理量与光波参数之间必须建立精确的映射关系，这就涉及到光信号调制过程的复杂程度；第二个是确定被测物理量的具体分布位置，需要发展高精度的空间定位方法。在实际系统中，一般会产生瑞利散射和拉曼散射这三种不同的典型光散射现象，以及布里渊散射，这些现象都是在注入光纤的大功率激光脉冲中产生的。而瑞利散射它作为弹性散射过程，在这中间散射光频率和入射光是一致的，这种散射主要来源于光纤材料密度的微观起伏。非弹性散射过程包括以频率偏移为特征、具有特征性的布里渊散射和拉曼散射。产生于拉曼散射的是拉曼散射，由拉曼散射产生的是拉曼散射和光学声子。拉曼散射光谱包含两种成分，分别是Stox的成分，也包括反Stox的成分；布里渊散射则与声学声子有关，可理解为多普勒频移现象发生在移动光栅上的光波。这三种散射机制共同构成了分布式光纤传感的物理基础，其中瑞利散射作为最基本的散射形式，为系统提供了重要的参考信号。无论是性能指标还是应用范围，光纤传感系统都随着相关技术的不断进步而有了明显的突破。最新研究表明，现代分布式传感系统的空间分辨率已达到亚米级，温度检测精度优于±0.5℃，应变测量误差小于±2με。在长距离监测方面，系统的有效检测距离已突破100公里，为大型基础设施的健康监测提供了可靠的技术手段。通过优化信号处理算法和改进光纤材料，系统的环境适应性和长期稳定性都得到了显着提升。这些技术进步使光纤传感在关键领域显示出广阔的应用前景，如智能电网的应用前景，油气管道的监控，地质灾害的预警等。未来，随着新型光纤材料、光子集成技术和人工智能算法的融合发展，光纤传感技术必将迎来更广阔的发展空间。OTDR(OpticalTimeDomainReflectometer）是一种光时域反射仪，基于瑞利散射研发，早在1960年就已经问世。经过数十年的技术迭代和市场验证，这项技术已经实现了规模化商业应用，目前主要部署在光通信骨干网络的链路监测系统中。从物理本质上分析，由于光纤材料本身的固有特性，光信号在传输过程中产生的散射效应是无法完全消除的。在工程实践中，我们将沿着光纤轴向返回至入射端的光散射信号定义为背向散射信号。OTDR技术的核心原理在于：首先通过脉冲调制器将连续激光转换为特定宽度的光脉冲，经由光学耦合器件注入被测光纤链路。当这些光脉被冲到光纤中进行传输时，就会产生各个位置的散射作用。其中部分散射光会沿原路径返回入射端，经过高灵敏度光电探测器的转换后形成电信号，再通过高速数据采集系统进行数字化处理。经过专门的信号处理算法分析后，系统能够精确获取光纤链路的衰减特性参数，并准确定位异常损耗点的具体位置。这种非破坏性的探测方式为光纤通信网络的运行维护提供了重要的技术支持，光纤通信网络的运行维护受到了极大的影响。值得关注的是，现代商用OTDR装置的表现有了明显的改善。最新研究显示，该系统采用先进的相关探测技术和数字信号处理算法后，在空间分辨率优于0.5m、定位精度控制在±1m范围内，动态范围可达45dB以上。这些技术上的进步使OTDR既可侦测明显故障如光纤断裂，又可辨识潜在的微弯损耗、连接器劣化等问题，为预防性维护光通信网提供可靠的技术手段。随着第五代移动通信网络的大规模部署，OTDR技术在光纤基础设施的质量管控中将发挥更加重要的作用，OTDP的原理图如图1.1所示。图1.1OTDR原理图后来由此发展除了光频域反射（OFDR）技术，光频域反射仪是基于光连续调频波的相干探测技术，其基本结构如图1.2所示。被耦合器分为两路由激光器发出的线性扫频光，其中一路光纤进入测量纤，沿原路返回瑞利散射光在测量纤后不断产生：另一路进入参考光纤，沿路在尾端反射镜后返回，经耦合器耦合后，两路背向散射光进入光电探测器，两个光路满足相干条件发生相干的混频，由光电探测器将光信号转化为电信号，在光纤种经过耦合器耦合路，两路光进入光纤，两路光限进入光电探测器，两路光进入光纤。图1.2OFDR原理图OFDR技术可以获得整根光纤的瑞利散射分布信息，基于OFDR技术的高分辨光学链路诊断仪，空间分辨率高达10μm，单次测量可实现从器件到链路的全范围诊断。用户可借助OFDR设备查找并判别光纤链路中的宏弯、连接点和断点，并精确测量回损、插损和光谱等参数。OFDR技术主要应用于光纤通信领域，如用于光学链路诊断，光器件、光模块测量，光纤长度精确测量，硅光芯片测量，Y波导损耗测量等。OFDR技术还可以用于光纤传感领域，以单模光纤作为传感器，进行高分辨、分布式的应变温度测量，如结构健康监测，复合材料疲劳检测，新能源汽车电池温度监测等。1.2国内外研究现状光学频域反射技术(OFDR)，一方面需要保证光频扫描过程线性度极佳，另一方面要求光源具有几十纳米量级的宽调谐范围，从而实现高空间分辨率的两个关键挑战。与此同时，系统的测量能力还受到光源线宽特性的制约，较窄的线宽能够提供更长的相干长度，这对于拓展测量距离至关重要。正是由于这些严格的技术要求，扫频光源的开发始终是OFDR领域的研究重点。近年来，得益于光纤材料制备工艺的革新和光学器件性能的突破，扫频光纤激光器技术取得了长足进步。根据波长调谐机制的不同，现有技术方案主要分为四类：基于声光效应的可调谐滤波器方案、法布里-珀罗腔调谐方案、腔内色散调谐方案以及Sagnac环调谐方案。声光可调谐滤波器（AOTF）利用声光晶体中的超声波衍射效应实现波长选择。该器件由换能器和声光介质构成，射频信号被发送时，入射光波会发生布拉格衍射现象，输出波长和射频频率有着精密的对应关系。通过编程控制射频信号的频率变化，即可获得所需的扫频输出。虽然该技术的波长分辨率相对有限（1-4nm），但由于完全避免了机械运动部件，系统具有出色的相位稳定性。相关研究成果已由Dubey（2007）和Ryu（2008）等学者公开发表。法布里-珀罗（F-P）可调谐滤波器采用压电陶瓷驱动腔长变化的原理。Myoung团队（2003）将三角波调制的F-P滤波器集成到1562nm环形腔锁模激光器中，成功实现了20nm的扫频范围和100μm的空间分辨率。这类方案的优势主要体现在三个方面：较宽的波长调谐范围（通常可达数十纳米）、快速的扫频能力以及良好的功率稳定性。然而，其波长调谐精度受限于压电陶瓷的位移分辨率[5]，典型步长为数纳米。在腔内色散调谐方案中，Yuichi等研究者（2009）通过巧妙设计取得了突破性进展。他们在激光谐振腔中引入100米色散补偿光纤（DCF），并采用三角波调制SOA的注入电流，成功实现了178.7nm的超宽调谐范围和5μs的快速扫频周期。该方案的创新之处在于将波长调谐转化为调制频率控制，但多纵模振荡导致的谱线展宽问题仍需进一步解决。基于Sagnac环的调谐方案则利用光纤干涉仪的选择特性。Kim等人（2003）通过线性调节调制器电压（1-8V），在0.1ms周期内实现了6nm的波长扫描[5]。虽然该方案在调谐范围和精度方面存在局限，但其卓越的扫频速度在特定应用场景中展现出独特优势。这些不同的技术路线各有侧重，为OFDR系统的优化设计提供了多样化的选择空间。国外从事该技术方向研究的科研院校以及科技公司有很多，目前还是国外掌握此领域的先进技术，主要以欧美国家的研究所为主。国内我们的研究机构主要还是以大学为主，像是天津大学和电子科技大学，还有上海交大和浙江大学等等具有深厚实力的高校。典型的企业有武汉隽龙科技公司等。1.3OFDR的线性与非线性扫频1.3.1OFDR的线性扫频影响及补偿方法OFDR系统发生的是线性扫频过程，光源需要使用周期性光源，在理论推导上进行的是完全线性扫频过程，我们可以进行如下推导，在一个扫频周期内的瞬时光频率为 v(t)=v0此式中，起始光源用v0表示，线性扫频光源的扫频速率γ Er(t)=若待测光纤z出返回的测试光与参考光存在时延τz，假设待测原点出和参考臂末端的光程差为零[6] τz=此式中ng Rzeff=测试的光信号可以用下式表示 Es(t)=在之后，拍频干涉发生在测试光和参考光之间，再经光电探测器转换后，可以获取拍频电压信号如下 UPD(t)其中，σ是光电探测器的灵敏度，ϕ0z U~PD将(1-1)带到(1-7)中，得到下式 U~PD想要处理拍频信号，从光频域转换到距离域，可以使用傅里叶变换。1.3.2OFDR的非线性扫频光源非线性扫频会带来调谐效应。以上我们介绍了OFDR光源线性扫频的情况。但是实际实验中，由于目前激光器没有一款可以达到完全线性扫频，无法达到稳定持续的线性输出，光电流中心在这种情况下频率波动，是的我们要探究非线性扫频带来的效应及影响。先从理论上对光源无法进行线性扫频带来的影响进行分析，输出的噪声可以认为是对相位的影响。光源的非线性输出带来了额外相位，最后参考光的公式如下: Er(t)=测试光纤上z点的上的背向散射信号可以表示为 Es(获取到探测器得到的光电流为： I(t通过上面分析出来余弦函数的最后一项为激光器无法线性输出造成的额外相位误差。激光器的非线性扫频带来的影响会严重影响到OFDR的测试指标，所以我们必须对由于激光器带来的非线性扫频影响进行补偿，非线性扫频的补偿方法一般有两种，分为硬件补偿和软件补偿方法，我们这里对硬件补偿进行详细介绍。该技术的核心原理在于通过引入一个与主干涉仪结构完全相同的辅助干涉系统，实现对干涉信号的精确采样。如图1.3所示辅助干涉仪输出的拍频信号被用作模数转换电路的外部触发源，从而确保主干涉仪采集到的信号数据点严格遵循等光频间隔分布。这种基于硬件实现的信号采集方式在学术文献中通常被定义为频率采样技术，其本质是通过辅助干涉系统产生的周期性触发脉冲来同步主干涉仪的模数转换过程。相较于传统的采样方法，该技术能够有效消除因采样频率不稳定导致的信号失真问题[7]，为后续的信号处理和分析提供了更为准确的数据基础。这种双干涉仪协同工作的设计理念不仅提高了系统的测量精度，同时也为光学干涉测量领域提供了一种可靠的硬件解决方案。图1.3硬件补偿方法原理图辅助干涉仪输入光的电场形式可以用下面公式表示：E(t其实E0是输入光电场的振幅值，ϕ ϕ(t)=2π0tϕ0是线性激光器的相位，v(t)是线性可调激光器的瞬时光学频率。入射光经过耦合器1中被分到两个光路同时传播到干涉仪不等长的臂中。在耦合器2中，两束光通过了不同传输长度并发生干涉。干涉仪两边不同产生的群时延用τI(tη是一个常量，它的数值取决于光电探测器的灵敏度。干涉双臂它的群时延一般很小。下面推导由泰勒展开式把相位关于时间t的函数展开，就可以得到下式。ϕ(t)−ϕ(t−τ)=2π(−τ)忽略二阶及其以上的高阶项，进一步简化得到u(t上面的式子当且仅当τ2v(t)di−1v(t)d图1.4光频获取先归一化处理，将得到的信号与振幅相处运算。以此利用信号的差分把光学频率转化为振幅的变化uNduN最后，激光器的协调速率γ(t)我们可以用如下公式计算： γ(t通过上式出的协调率积分，就可以获得瞬时光频率之于开始的激光器的输出频率的变化量 Δv(上面的推导在如下条件下进行： τ2v条件为在辅助干涉仪双臂时延小，或者在扫频速度不高的时候进行。采样间的为上面推导得出的。硬件补偿受限于测试距离[8]，但是物理结果简单，处理数据边界，分表率高，也是当今学者研究的对象和方法之一。1.4高频低电压信号概述高频信号我们一般指代的是频率3MH至300GHz之间的电磁波。高频电路也就是无线电电路。一个导体如过能有高频电流，就能向空间辐射电磁，高频率的电流称为载波电流，使用载波电流让电磁，可以达到电磁波向空间发射。科技的迅猛发展，让电子设备和一起广泛应用，电磁环境变得越来越复杂，特别是一些高强度的电磁脉冲对现有电子系统影响较大，这就需要我们对高频信号了解和研究，相比于低频信号，高频信号能提供较高的带宽，它对应的是更大的频率范围。带宽越高，说明能传送的数据量越多，从而支持数据速率越高、媒体内容越丰富的速率也就越高。高频讯号在无线传输中相对于同功率下的低频讯，传输距离损耗更小，可以更好的穿透障碍物，突破遮挡，减少由于多径传播而造成的干扰，使传送质量保持得更好。与低频讯号相比，高频讯号的辨识度、辨别力更强，抗干扰性更佳。高频信号的较短波长使其对外界电磁干扰和噪声的影响较小，可通过调制和编码技术进一步提高抗干扰性。无线通信需要在有限的频谱资源上实现多用户同时传输。高频信号占用较小的频谱资源[2]，可以支持更多用户和更高的频谱利用率，提高无线通信系统的容量。我们在军事航空以及无线网络等领域，高频信号的性能对整个通信系统的流畅运作起到至关重要的关系低电压低至几毫伏的信号容易淹没在各种噪声中，信号不易被检测和感知。但在现代科学下，低电压这种微弱信号检测有着至关重要的地位，它在各个领域应用都十分广泛，通信和雷达领域，低电压的信号检测和接收十分重要，它可以提高雷达的探测和信息传输的可靠性，在农业领域，常被用来检测农作物生长和防范灾害。常见的低电压信号处理通常由两种方式，一种是消除和抑制信号中带有的噪声，把处理后的噪声作为特征信号分析，我们常用小波去噪，自适应滤波，分解信号等方法。另一种是用特定噪声提取有用信号，随机共振是一个典型的例子，利用非线性系统实现信号和噪声之间的协作作用，得到的输出信号与输入的低电压信号有相同的周期性，完成信号和噪声之间的匹配，从而实现对低电压信号的处理。为了从噪声中提取我们想要的低电压信号，设计的电路一般要考虑抗干扰能力，要设计合理的放大电路。高频信号和低电压信号的组合这对信号的研究有了更深的要求，这需要结合噪声建模、信号处理、电磁学等理论来进行分析，精密设计硬件和设备。1.5本章小结本章阐述光纤感应。OFDR所具有的独特优势是通过光频域反射技术与OTDR技术对光纤中出现的散射引出光频段的反射技术的比较而得到的。。我们对激光器非线性的输出导致的调谐效应影响进行推导，其次在此基础上针对非线性效应进行抑制。同时介绍了在本次系统出现的高频低电压信号，要根据硬件方法进行阐述实验模型和理论推导。

第二章单门限和双门限整形电路理论2.1OFDR非线性扫频信号分析前面我们介绍了OFDR系统非线性扫频的硬件补偿方法，即搭建一条辅助光路，对辅助光路的信号进行采集，经理论推导经辅助干涉仪补偿后的信号，可以抑制系统的非线性效应。图2.1硬件补偿系统图图2.1为OFDR的实验系统配置进行描述。光源为可扫频激光源(TunableLaserSource,TLS)，首先光源输出调频连续波信号后经过一个1：99耦合器，以致于来自TLS的光经OC1(OpticalCoupler,OC)分别进入辅助干涉仪和主干涉仪(MI)，其中1%的光被发送到结构为MZI的辅助干涉仪，该干涉仪为信号采集卡(Dataacquisitioncard,DAQ)提供外部时钟(Externalclock,EXT-CLOCK)，以实现对MI的频率重采样。99%的光经过结构同为MZI结构的主干涉仪。光再经过OC4(5:95)进一步分离，其中5%的光经偏振控制器输出用作参考光，95%的光经过环形器进入FUT以完成光纤应变传感。后向瑞利散射光与来自MI参考路径的参考光在耦合器OC5中发生拍频，再通过偏振分集接收装置消除瑞利散射返回光的偏振衰落效应。然后通过平衡增益光电探测器(BPD)对拍频信号进行检测。最后，电信号被发送到DAQ，通过计算机处理DAQ获取的数据。要实现采集卡对信号的采样，需要将光电探测器转换的电信号转化为数字信号，经过测试如图2.2所示，连接系统，未通光，系统本身具有一个几十赫兹的底噪，图2.2OFDR硬件连接未通光系统底噪这可能是因为系统本身如示波器，光纤，和各种线缆所带来的影响。在通光未进行扫频后，如图2.3所示，将会有一个大于200HZ的噪声。图2.3OFDR系统通光为扫频系统底噪这此噪声变大了，可能是加上了激光源带来的英雄，我们使用不同的频率进行扫频得到光信号，在经过光电探测器转换，得到如下信号如图2.4所示，这是一个在1MHZ到2MHZ左右的高频信号，信号幅值在-0.6mV到+0.6mV之间。图2.4光电探测器输出信号根据测试所知，系统本身带有一个高频信号噪声，我们可以设计滤波电路来进行滤除，但是OFDR激光器是非线性扫频[1]，频率本身的变化会对滤波器的性能有影响，这是一个复杂的问题，对于不同的滤波电路，硬件设备有不同的影响。当信号频率偏离滤波器的设计参数时，其通带增益可能下降，导致有效信号衰减，而阻带抑制能力也可能减弱，使得原本应被滤除的噪声或干扰成分混入输出信号，降低系统的信噪比。如若在截止频率附近，不同频率的变换它们之间的延迟可能引起信号失真，如果对精度有要求，要考虑稳定性等因素。系统的前端有用信号是一个高频信号[3]，这对我们电路所要选择的芯片以及电容电阻有要求，要满足高带宽，检测毫伏级别的信号可能会出现判别不精等问题，我们需要加入放大电路进行放大[6]。2.2三种整形电路理论在电子电路的设计与实验研究中，各种波形信号是不可或缺的关键组成部分。工程实践中常用的试验信号包括在系统试验、过程控制和数字处理等领域具有广泛应用价值的正弦波、方波、三角波和锯齿波等多种形式。通常需要对原始讯号进行必要的转换处理以满足实际的工程需求，例如在电压-电流之间实现互相转换，或是将模拟电压量转换成脉冲频率讯号与之成比例等。这些信号转换过程是连接传感器、执行机构与数字处理系统的关键环节。我们要进行OFDR技术的频率重采样，将辅助干涉仪得到的信号作为高速采集卡的触发源。那么我们必须将光电探测器得到的电信号转换为可以进行采样的方波数字信号。这就要用到我们的整形电路了。本章将重点阐述整形电路的组成原则，工作原理以及主要的技术指标。电压比较器的输出电压uo与输入电压uI的函数关系uo=f(uI)一般用曲线来描述，称为电压传输特性。输入电压uI是模拟信号，而输出电压uo只有两种可能的状态，不是高电平UOH,就是低电平UOL,用以表示比较的结果。使uo从UOH跃变为U为了正确画出电压传输特性，必须求出以下三个要素：输出电压高电平和低电平的数值UOH和UOL;阈值电压的数值UT;当uI变化且经过UT时，uo跃变的方向，即是从UOH跃变为电压比较器是最简单的模/数转换电路，即从模拟信号转换成一位二值信号的电路。它的输出表明模拟信号是否超出预定范围，因此报警电路是其最基本的应用[9]。2.5(a)在对比较器电路中，绝大多数集成运放要么处于开环(即没有引入反馈)，要么只引入如图2.5(A)、(B)所示的正反馈；图2.25(b)中的回路是电阻网；这是基本的出发点，来判断电路是不是电压比较器对于理想的运放，由于差模增益无穷大，输出电压将达到正的最大值或负的最大值，即输出电压与输入电压不再是线性关系，只要同相输入端与反相输人端之间存在无穷小的差值电压，称集成运放工作在非线性工作区，其电压传输特性见图2.5(c)。图2.5非线性区电路特性及传输特性运放工作情况理想运放工作在非线性区的两个特点是：(1)若集成运放的输出电压uo的幅值为±UOM,则当up<uN时uo=+UOMuo=-U(2)由于理想运放的差模输入电阻无穷大，故净输人电流为零，即iP电路只有一个阈值电压，输入电压uI逐渐增大或减小过程中，当通过UT时，输出电压uo产生跃变，从高电平UOH跃变为低电平UOL,或者从UOL跃变为2.2.1单限比较器过零比较器，如名字一般，其阈值电压UT为0V。电路如图2.6(a)所示，集成运放开环状态工作的集成运算放大器，它的输出电压只有+UOM或-UOM。当输入电压u1<0V时，UO=+UOM;当u1>0V时，UO=-UOM。所以如图2.6(b)所示，表示过零比较器的电压传输特性。分析可知想获得uo图2.6电压比较器及电压传输特性2.2.2滞回比较器电路有两个阈值电压，输入电压u1从小变大过程中使输出电压uO。产生跃变的阈值电压UT1,不等于从大变小过程中使输出电压uO产生跃变的阅值电压图2.7电压比较器电压传输特性例举单限比较器在实际应用中存在显著的抗干扰能力不足的问题。这一局限性源于其工作原理：当输入电压接近阈值电压时，任何微小的电压变化，无论是有效输入信号的变化亦或是外界干扰信号都可能导致输出状态的跃变。虽然这种特性赋予了单限比较器较高的灵敏度，但也使其在噪声环境下容易产生误动作。具体而言，由于单限比较器仅具有单一的阈值电压点，缺乏滞回比较器所具有的噪声容限机制。滞回比较器具有滞回特性，即具有惯性，因而也就具有一定的抗干扰能力。从反相输入端输入的滞回比较器电路如图2.8(a)所示，正反馈是滞回比较器的一大特点。图2.8滞回比较器及其电压传输特性从集成运放输出端的限幅电路可以看出，uO=±UZ。集成运放反相输入端电位uNuP=R1R1令uN=uP,给出的±UT=±R2.2.3窗口比较器图2.9(a)所示为一种窗口比较器，外加参考电压URH>URL,电阻R1图2.9窗口比较器及其电压传输特性当输入电压uI大于URH时，必然大于URL,所以集成运放A1的输出uo1=+UOM,A2的输出uo2=-UOM，使得二极管D当uI小于URL时，必然小于URH,所以A2的输出uo1=-UOM,A2的输出uo2=+UOM。因此D当URL<uI<URH时，uo1=uo2=-UOM,所以URH和URL分别为比较器的两个阈值电压，设URH和U2.2.3比较器的分析通过对上面三种电压比较器进行了分析，得出如下结论：集成运放多工作于非线性区，可据此识别电路是电压比较器电路的显著特征；它的输出电压只有两种可能的情形：高电平与低电平。输出电压与输入电压的函数关系用一个常用的电压传输特性来描述，通常为电压传输特性，电压传递特性的三个要素是输出电压的高低电平时，阈值电压的跃变方向，输出电压的跳变方向是电压传输特性的高低电平。输出电压的高、低电平取决于限幅电路；令uP=uN所求出的uI就是阈值电压；uI电压比较器重要的是输出电压和输入电压之间的函数关系，称为电压传输特性。主要从以下因素来分析。输出电压，它是产生高低电平输出的因素，输入电压，产生跃变的原因。输入电压是反相输入还是同相输入，对于运放的一体化有影响。2.3本章小结本章对三种典型电压比较器的基本原理与工作特性进行了系统阐述。单限比较器采用单一的阈值电压，当输入信号跨越该阈值时，输出状态发生跃变。窗口比较器通过设置高、低两个阈值电压构成电压检测窗口，其输出响应特性表现为：在输入电压单调变化过程中，当输入电压依次穿越高阈值和低阈值时，将引发两次输出状态转换。滞回比较器基于正反馈机制形成滞回特性，其具有两个不对称的阈值电压（正向阈值和负向阈值，但输入电压单向变化时仅产生一次输出跃变，该特性有效抑制了噪声引起的误触发，显著提升了系统的抗干扰能力。

第三章单门限和双门限整形电路设计3.1单门限比较器设计3.1.1单门限比较器的实现本次制作的电路框图如下所下图3.1所示图3.1过零比较器的流程图具体的电路原理如下：在实用电路中为了满足负载的需要，常在集成运放的输出端加稳压管限幅电路，为了限制集成运放的差模输入电压，保护其输入级，可加二极管限幅电路，如图3.2所示。图3.2比较器的保护电路从而获得合适的UOL和UOH,图3.1.2中R为限流电阻，两只稳压管的稳定电压均应小于集成运放的最大输出电压UOM。设稳压管DZ1的稳定电压为UZ1,DZ2的稳定电压为UZ2;DZ1和DZ2的正向导通电压均为UD。当u1<0V时，由于集成运放的输出电压uo,=+UOM,使DZ1工作在稳压状态，DZ2工作在正向导通状态[11]，所以输出电压u0=U0H=+(UZ1+UD)图3.3比较器的限幅电路限幅电路的稳压管还可跨接在集成运放的输出端和反相输入端之间，如图3.1.3所示。假设稳压管截止，则集成运放必然工作在开环状态，输出电压不是+UOM,就是-UOM;这样，必将导致稳压管击穿而工作在稳压状态，DZ构成负反馈通路，使反相输人端为“虚地”,限流电阻上的电流iR等于稳压管的电流iz图3.4稳压管接在反馈通路上图3.4所示电路的优点有二：一是因为综合运放的净输入电压和净输人电流近似为零，对输入级起到了保护作用；二是由于集成运放未运行到非线性区域[12]，其内部晶体管在输入电压过0时时，无需由截面逐渐进入饱和区，也无需由饱和区逐渐进入截面，故在图3.4和图3.5中应注意到输出电压变化速度的提高。限流电阻R的阻值需要根据稳压管的稳压电流和最大稳定的电流来决定，使稳压管既工作在稳压状态又不至于因电流过大而损坏。图3.5示为一般单限比较器，UREFuN=R1图3.5单限比较器及电压传输特性令uNUT=−R2当u1<UT时，uN<uP,所以uo,=+UOM,u0=UOH=+UZ;当u1>UT时uo只要改变参考电压的大小和极性以及电阻R1和R2的阻值，就可以改变阈值电压的大小和极性。若要改变u1经过UT想要分析电压传输特性时，可以研究集成运放输出端所接的限幅电路来确定电压比较器的输出低电平UOL和输出高电平U0H分别求出集成运放同相输入端uP端电位uN的表达式，令uN=uP,解得的输人电压就是阈值电压UT。同时uo在u1过UT.时的跃变方向取决于u1作用于集成运放的哪个输入端[13]。当u1从反相输入端(或通过电阻)输入时，u1<UT模拟电路不便于识别太复杂的信号，考虑到信号具备为了提高检测精度，就需要对唤醒信号进行放大。具体的原理图下表示图3.6过零比较器框图3.1.2集成运放电路的选择运算放大器因其卓越的信号处理能力，最初被广泛应用于各类模拟运算电路，包括比例运算、求和运算、差分运算、积分运算以及微分运算等，故而得名"运算放大电路"。随着集成电路技术的发展，集成运算放大器凭借其优异的性能指标（如高增益、低噪声）、低廉的成本优势，以及集成电路内部元件参数的高度匹配特性，已逐步取代传统分立元件构成的放大电路。目前，集成运放已成为模拟信号处理与生成电路的核心器件，广泛应用于各类电子系统中。纵管β值较大，横管耐压能力较高；对电阻的阻值、电容量的限制有一定程度的规定；以及诸如互补式MOS电路的制作方便等特性。这些特点使得集成放大电路由于硅片上不能做大电容，因此集成运输和传输都采用直接耦合的方式，因此在结构上与分立元件放大电路有很大的区别。制作集成电路的形式不同，只是所用的掩模不同，元器件的增加并没有增加制造过程，因此，在集成运输中大量采用元件对称性的各种差也就是说，电路的复杂化并不会使工艺过程复杂化，因此，为了达到提高各方面性能的目的，集成运放允许采用复杂的电路形式。由于制作工艺不同，在集成运放中经常采用复合形式，以获得各方面的优异成绩，所以由于制作晶体管和场效应管的性能差别很大。运放电路由输入级、中间级、输出级和偏置电路四部分组成，如图3.7所示。它有两个输入端和一个输出端，图中所标uP、uN、图3.7集成运放电路框图运算放大器的输入级作为信号处理的首要环节，其性能直接影响整个放大电路的工作特性。目前普遍采用差分输入结构，该结构通过提取两个输入端的电位差作为有效输入信号，从而显著抑制共模干扰和零点漂移现象。例如,当系统存在0.05V的直流偏置误差时，差分输入方式通过比较2V和4V的差值（2V），可有效消除该共模误差的影响，而单端输入结构则无法实现这一优势。现代运放输入级通常采用对称的BJT、JFET或MOSFET差分对管构成，这种对称拓扑结构不仅提高了电路的共模抑制比（CMRR），还能优化输入阻抗、噪声性能等关键指标。差分放大器的核心优势在于其优异的共模信号抑制能力和高输入阻抗特性，这使其成为模拟集成电路设计的首选方案。中间级是以使集成运放大能力较强为目的的全放大电路的主放大器，多采用共射或共源放大回路，是整个放大电路的作用。而且为了提高电压放大倍数，为了恒流源做集电极负载，往往采用复合管作为放大管。可以提供较高的电压放大倍数。输出级要有输出电压的线性范围，输出部分不同于输入部分，要求电阻小，这样就可以增强输出的带负载能力。互补式输出电路多用于集成运放的输出级。偏置电路是用来在各级放大电路中设置集成运放(或发射极、漏极、源极)，以一个适当的集电极(或一个发射的电极、一个漏电的电源)来确定合适的静态工作点。可以为各级电路提供合适的电流来工作，无论外部怎么设置偏置，偏置电流都是不变化的。同时，电源电流也不会因为供电电压而变化[23]。集成运放有同相和反相输入端，如图3.8的(a)所示。集成运算放大器是指它的技术参数比较适中，可满足大多数情况下的使用要求，举止差分放大电路的零点漂移现象，同时具有高增益、高输入阻抗、低输出阻抗、极好的共模抑制比和带宽等特点，；有单电源供电和正负双电源供电之分。集成运放的输出电压uO与输入电压(即同相输入端与反相输入端之间的电位差)(uP-uN)之间的关系曲线称为电压传输特性，即于正、负两路电源供电的集成运放，电压传输特性如图3.8(b)所示。图3.8可以看出集成运放分为线性区和包。电压放大倍数为线性区的曲线斜率；如若在非线性区，那么只有+UOM在实际的应用中，运算放大器的整体电路不会被划分如此精细。有一些电路的输入级和中间级为了需求结合在一起。各级之间相互影响，并不是割裂的关系，一起来决定运放的整体性能图3.8运放电路特性由于集成运放放大的是uP和uN之间的差值信号，称为差模信号，且没有通过外电路引入反馈，故称其电压放大倍数为差模开环放大倍数，记作Aod,因而当集成运放工作在线性区时uO=Aod(uP-uN)运算放大器在实际应用中通常采用闭环工作模式，此时系统的稳定性分析成为关键设计考量。由于运算放大器的高开环增益特性，当构成闭环系统时可能引发相位裕度不足等问题，导致系统出现振荡现象。因此，在进行运放电路设计时，可以频率补偿等手段来确保闭环系统在所有工作条件下都能保持稳定。运放的输出电压幅值与输出电流能力需根据负载电阻的阻值进行匹配设计。当驱动特定负载时，输出电流需求必须处于运放的额定输出能力范围内，否则将导致输出波形失真或器件过载。在实际电路设计中，需综合考虑运放的输出驱动能力、电源电压限制以及负载特性等因素，以确保系统正常工作。也要考虑到它们对频率参数的影响，对于容性负载或感受性负载而言。常对放大、运算等模拟信号的处理提出准确度要求；如比较电压，反应时间常被提出，要求灵敏度高。运算放大器的开环差模增益Aod的选型需综合考虑多项关键性能参数：首先，静态特性参数包括输入失调电压Uio及其温漂系α、输入失调电流IIO及其温漂系数（α_IIO），这些参数直接影响电路的直流精度；其次，动态特性参数如转换速率SR决定了器件的大信号响应能力。运放的电源电压根据所能提供的电源选择；选择运放的功耗等等，根据能耗有没有限制。我们在选择运放图3.9OPA820原理图它的带宽可到达几百MHZ。我们首先对信号进行一个放大。放大后的电压VO与输入端电压V V0=1+R其中Rf为输出端的负载电阻，R对于比较器的选择我们挑选带宽大，输出高的芯片，这里选择TLV3601，部分芯片的芯片手册如图所示并无标注带宽，但是我们可以从响应时间TP进行分析,带宽F与T F=1TP (3-图3.10TLV3601原理图3.1.2滤波电路选择电路设计中，基于不同应用有着许多不同种类的滤波器，但它们的基本理念都是一致的，那就是移除不必要的信号。对于我们索要测试的信号，本身带有一个几百KHZ的底噪，我们可以加入滤波电路。滤波器的种类分为两大类：无源滤波器与有源滤波器。有运放即有源滤波，无源即无源。电路设计中有很多不同种类的滤波器是基于不同的应用而设计的，但它们的基本理念都是相同的，即把不需要的讯号去掉。有源滤波器由集成运放和R、C两部分组成，同时具有无源和有源两种器件称为有源滤波电路。有源RC滤波为主要形式，又称电子过滤器。主要能提高增益及带载能力，也有体积小、重量轻的缺点，不用电感。高压大电流的负载不宜采用有源滤波器，在信号处理中经常使用。有源滤波电路的负载并不影响滤波特性，所以在对信号处理有较高要求的场合中经常使用到滤波电路的负载。一般由RC网络和集成运放组成有源滤波电路，所以必须采用在直流电源供电适宜、且可作放大的情况下才能使用。受限于运算放大器固有的增益带宽积参数，由其构成的有源滤波器存在明显的高频局限性。具体而言，当工作频率接近运放的截止频率时，开环增益急剧下降，导致滤波器的高频特性恶化。这一物理限制使得传统有源滤波器的工作频率范围通常难以突破MHz量级，在需要处理高频信号的场合往往需要采用LC无源滤波器或其他宽带放大方案作为补充。无源滤镜主要是由R.L.C.组成的无源过滤器。主要的滤波方式包括电容滤波、电感滤波以及复合滤波（如倒L型、LC滤波、LC—π型滤波和RC—π型滤波等）。结构简单，设计方便，价格便宜，有源滤波器比无源滤波器造价高出3倍以上，无源滤波器技术成熟，安装后不需要直流供电，基本可以免维护，可靠性非常高，是目前市面上较为流行的一种无源滤波器。缺点是带载能力较差，无放大作用，特性不理想，边沿不陡，各层次相互影响，其通带放大倍数及其截止频率随负载而变化，因此对信号处理要求较高的场合不适用于带载放大倍率(电感L较大时滤波器的体积和重量都比较大，在低频域中有能量损失的信号在通带中不适用于带载放大倍率负载效果比较明显，容易产生电磁感应的是电感元件的使用我们使用RC滤波器来进行制作，他的截止频率F为下式 F=12piRC (3-3.2双门限比较器的设计3.2.1双门限比较器的实现通过上面的理论了解到单门限比较器的输入电压在比较的时候很容易受到影响。如果输出电压在零点附近，那么输出电压就很容易判别不准，导致空翻现象，如果这是在工业系统中，那么就很容易出现差错，这时候就要引入滞回比较器了，它加入的正反馈也带来了抗干扰能力的提升。迟滞比较器是一种能够对噪声有明显抑制效果的比较器结构。输出电压在输入电压uI,等于阈值电压时是如何变化的呢?在集成运放为理想运放的情况下，假设uI<-UT,那么uN一定小于uP,因而uO=+Uz所以uP=+UT;只有当输人电压uI增大到+UT,再增大一个无穷小量时，输出电压uO才会从+Uz跃变为-Uz。同理，u1>-UT,那么uN一定大于uP,而uO=−Uz，所以uP=-UT;只有当输人电压u1减小到-UT,再减小一个无穷小量时，输出电压uO才会从-UZ跃变为+UZ。可见，uO从+UZ跃变为-UZ和uO从-UZ跃变为-+UZ的阈值电压是不同的，电压传输特性如图2.3.2所示。从电压传输特性曲线上可以看出，当-UT<uI<+UT,时，uO可能是+UZ,也可能是-UZ。如果u1是从小于-UT的值逐渐增大到-UT<uI由于实际集成运算放大器的开环差模增益Aod为有限值，其输出电压uO达到正向或负向饱和值±UZ的条件需要满足：差模输入电压必须超过临界阈值。uO在从+UZ变为-UZ或从-UZ变为+UZ的过程中，随着uI的变化，将经过线性区，需要一定时间。滞回比较器中引入了正反馈[14]，加快了uO的转换速度。例如，当uO=+UZ、uP=+UT时，只要u1略大于+UT足以引起uO的下降，就会产生如下的正反馈过程：即uO的下降导致uP滞回比较器的阈值电压平移可通过在基准端施加参考电压实现。具体而言，将电阻R1的接地端接入参考电压UREF,（而非直接接地），可使电压传输特性曲线沿横轴产生整体偏移。如图3.2.1(a)所示，当UREF为正时，特性曲线向右平移；图3.11滞回比较器(具有参考电压型)令uN=uUT1=R2R1UT2=R2R1两式中第一项是曲线在横轴左移或者右移的举例了，当UREF>0V时，图2.2.3所示电路的电压传输特性如图b所示，改变UREF图3.12滞回比较器原理图3.2.2集成运放电路的选择由于前端的信号微弱，我们要进行双门限(滞回)比较器的设计需要两个门限值，过低的信号可能导致判别不精同时也无法设计阈值，我们要将信号放大几十倍甚至是几百倍。同时要调节阈值，使方波的占空比接近50%，这里我们使用双路运放。双路运放是模拟电路中的一个重要结构，一个双路运放中封装着两个独立的运算放大器，可以使设计节省电路板空间，同时提高系统的集成度。它的两个运放共享电源的引脚，相较于单运放，在性能和灵活性之间有着更好的平衡。双路运放的输入及，增益级和输出级完全独立，可以保证通道隔离度。这里我们选择NE5532DR，如图3.13所示图3.13NE5532原理图内部的两个单独运算放弃器，我们称为U1和U2，有着完全相同的特性，我们可以单独或者级联使用，在这里我们使用一个运算放大器U1来进行信号的放大，使用U2来进行门限即阈值的增大或减少。对于比较器，我们这里选用TLV3501如图所示比较器的制作。TLV3501的带宽可到100MHZ，与实验所购的模块可以一个对比。图3.14TLV3501原理图3.3单双门限整形电路共通的设计问题我们由于运放需要双电源供电，由于实验室条件，我们使用电荷泵TPS60400来进行正负电源的转化，如图3.1.5所示，构建完整的直流/直流电荷泵逆变器只需要3个1μF的外部电容器。整个逆变器采用5引脚SOT23封装，可以构建在50mm的电路板面积上。通过用集成电路取代启动至负载通常所需的肖特基二极管，可以进一步减小电路板面积并减少组件数。图3.15电荷泵应用同时我们在电源附近也加入电容滤波。电容的作用主要是存储电荷。我们都知道在电源中要加电容滤波，通常会在每个芯片的电源脚放置一个0.1μF的电容去耦。然而，有些板子芯片的电源脚旁边的电容是0.1μF，有些是0.01μF，这其中是有讲究的。理想的电容只是一个电荷的存储器，即C。但实际制造出来的电容并非如此简单。电容的等效串联电感ESL由电容的制造工艺和材料决定。实际的贴片陶瓷电容，ESL从零点几nH到几个nH不等，且封装越小ESL就越小[19]。影响电容滤波曲线特性的是电容的品质因素Q，其计算公式为Q=1/ωCESR。想要平坦的曲线，那么ESR的值就必须大，同时Q就越小；反之，想要尖锐的缺陷，ESR的值就必须小，同时Q就越大。钽电容和铝电解电容具有较低的等效串联电感ESL，但相对较高的等效串联电阻ESR。这一特性使其在较宽的频率范围内（通常从kHz到MHz频段）都能保持有效的滤波性能。因此，这类电容器特别适用于电源前级的板级滤波应用，可有效抑制中低频段的电源噪声。也就是说，在DC/DC或者LDO的输入级，常常用较大容量的钽电容来滤波。我们靠近芯片的地方会放几个10μF和0.1μF的电容来去耦这些电容一般称为去耦电阻[7]，因为陶瓷电容有很低的ESR。第四章高频低电压信号整形实验4.1单门限比较器整形测试4.1.1TLV3501高频低电压正弦波测试实验系统的搭建如图4.1.2所示。我们使用信号发生器，直流稳压电源，示波器进行测试，首先使用TLV3501模块，实物模块如图4.1所示。图4.1已购TLV3501比较器模块使用BNC转SMA线材进行连接，电源我们调制5V。实验系统如图4.2所示.图4.2实验系统演示示波器选择不同的频率进行测试，信号幅值为-6mV到+6mV。由于TLV3501是现成的模块，我们将他设为对照实验。调节电位可以调节比较的阈值。由于毫伏级别的信号实在过于微弱，无法达到此精度，我们使用-1V到+1V，频率不同的正弦波信号进行测试，测试结果如下图4.3所示。图4.3从左到右1M,2M,5M,10M,15M,20M测试波形对数据进行统计，结果如下:表4.1TLV3501不同正弦波整形占空比频率占空比2MHZ48.0%5MHZ47.5%10MHZ47.0%15MHZ48.5%20MHZ48.8%占空比结果在47%至48.8%，接近理想方波（50%），波动较大，但是整形效果较好，在10M以后信号开始出现不平滑的结果。测试频段覆盖了中高频段，占空比未随频率升高而呈现单调变化，在47%-48.8%之间小幅波动。占空比偏差在3%之间，说明效应速度快，能处理高频信号。4.1.2TLV3501高频低电压三角波和随机噪声测试三角波测试如图4.1.3所示，随机噪声如图4.4所示。图4.4从左到右500KHZ,1MHZ方波整形统计结果如下：表4.2TLV3501不同三角波整形占空比频率占空比1MHZ45%500KHZ45%信号在500KHZ和1MHZ在中低频段。45%的占空比低于显著理想值50%，无频率理想性。与如上的正弦波结果相比，我们可以认为输入的波形类型对于整形结果是由影响的。三角波整形时占空比下降，可能是因为TLV3501模块对三角波斜率变化的响应差异。使用随机噪声进行测试，波形如图4.1.5所示。4.5TLV3501随机噪声整形统计如下：表4.3TLV3501随机噪声整形占空比频率占空比15MHZ32.1%已经看不出完整的波形了，噪声对于比较器的影响较大，无法准确判别。同时15MHZ的高频信号加剧了比较器的响应延迟差异，更加恶化了占空比结果。抗噪声能力有限，若需要处理噪声信号，我们应该选择更鲁棒的信号调理方案。4.1.3TLV3601滤波放大调试实验我们自制的TLV3601模块，实物如下图4.6所示图4.6自制TLV3601模块使用信号发生器，直流稳压电源，示波器进行测试，使用BNC转SMA线材进行连接，电源我们调制5V,系统搭建如上图所示。示波器选择不同的频率进行测试，设定信号1MHZ，信号幅值为-6mV到+6mV。使用TLV3601接入进行测试，发现并无波形，如图4.7所示图4.7TLV3601测试波形将示波器表笔接到电源两端，如图4.8所示，发现供电正常图4.8TLV3601供电测试将示波器黑表笔与电源共接，红表笔接到放大器后电路，发现放大波形正常如图所4.9所示。图4.9TLV3601模块前级放大波形将RC滤波电路的电容卸下换成电阻，发现可以正常实现整形功能。这很有可能是电容的阻抗过低导致。电容的容抗变得极小，若电容值过大或频率过高，将电路短路，信号被电容旁路到地，无法传递到后续电路。4.1.4TLV3601高频低电压正弦波测试使用不同频率正弦波进行测试，波形如4.10所示图4.10从左到又1M,2M,5M,10M,15M,20M测试波形测试结果如下：表4.4TLV3601不同频率正弦波整形占空比频率占空比2MHZ52.0%5MHZ52.0%10MHZ52.0%15MHZ52.1%20MHZ52.8%占空比结果在52.0%至52.8%，接近理想方波（50%），但存在轻微偏差。在2MHz~15MHz时占空比稳定在52.0%~52.1%，但20MHz时上升至52.8%，说明高频下电路对信号的处理可能受寄生参数（如电容、电感）影响，导致上升/下降沿不对称。整体占空比偏差较小（≤2.8%），表明整形电路在宽频范围内表现良好，但需优化高频响应。4.1.5TLV3601高频低电压三角波和随机噪声测试使用不同频率三角波进行测试，得到波形如图4.11所示图4.11从左到右500KHZ,1MHZ方波整形统计结果如下表4.5TLV3601不同频率三角波整形结果频率占空比500KHZ52%1MHZ53%与理想方波相差无几。占空比偏差只在3%，波形接近理想方波，占空比随频率上升小幅升高。如正弦波一样，系统存在正向偏差。可能是因为三角波的上升/下降斜率存在微小差异。波形类型变化对此模块影响不大。使用随机噪声进行测试，得到波形如图4.12所示图4.12随机噪声整形波形统计如下表4.6TLV3601随机噪声整形频率占空比15MHZ65.9%与理想方波相差甚远，已经看不出方波的形状。65.9%的占空比严重偏离理想方波。高频噪声加剧了比较器的延迟差异。电路对噪声的响应存在明显的不对称性。在噪声环境下表现较差，直接的随机噪声整形噪声导致脉冲失真严重。4.2双门限滞回比较器整形测试4.2.1高频低电压正弦波测试自制的双门限滞回比较器，实物如下图4.13所示图4.13双门限比较器实物实验系统选择如上4.1.2所示，使用选择不同的频率进行测试，信号幅值为-6mV到+6mV的正弦波进行整形测试。波形如图4.14所示图4.14从左到右1M,2M,5M,10M整形波形统计如下表4.7滞回比较器不同频率正弦整形频率占空比1MHZ48.0%2MHZ44.8%5MHZ47.0%10MHZ47.0%由于使用的NE5532DR最高带宽为10MHZ，这里就不使用20MHZ信号进行测试了。在1MHZ到2MHZ时，波形较大，低于理想值，在高频段大于2MHZ时占空比表现稳定，可以看出稍有波动，滞回比较器本身具有抗干扰能力。这可能和前面将毫伏级别的信号放大百倍有关系，其中的损耗太大，导致后面判别不准确。4.2.2高频低电压三角波和随机噪声测试使用不同频率三角波进行整形，波形如图4.15所示。图4.15滞回比较器三角波整形波形统计如下表4.8滞回比较器不同频率三角波整形频率占空比500KHZ48%1MHZ48%三角波整形效果较好，在两个频段占空比表现一致，说明对三角波有很好的频率稳定性，若需更高精度，可进行小幅参数调整。相比单门限比较器，在三角波处理上展现出更好的稳定性。使用随机噪声进行测试，波形如图4.16所示图4.16随机噪声整形波形统计如下表4.9滞回比较器随机噪声整形频率占空比10MHZ37.9%同上面两款整形电路模块一样，效果很差，基本看不出来方波的样子了。尽管滞回比较器的抗干扰能力比一般的过零比较器要好，但在高频率下，它的表现仍然不佳。处理高频随机噪声的能力有限。在这三款比较器中，其中最好的是TLV3601模块，因为他的精度高，同时过零比较也是一个保守的判别方式，调节阈值总会有误差和精度不够等问题。信号一旦过了10M以上，在10M以上波形发生畸变，不再是明显的方波了。在我们分析结果前必须要知道此次实验是将高频低电压的信号通过整形电路变为方波，首先要了解一下方波才能更好的知道结果。方波是以在极大值和极小值之间瞬间跳跃形成锯齿状为特征的周期性信号。这种瞬间跳变可以理解为数学上需要无限宽才能完美表现的无限急剧变化。当用傅立叶级数对对方波进行分析时，发现傅立叶级数的理想方波只包含奇次谐波分量。这是因为方波信号是一个奇函数，并且仅奇次谐波与方波的对称性和形状相匹配。理想方波的每一次奇谐频为基频的单数倍，随着谐频(具体为频率的倒数)的增加，其幅度逐渐减小。这一区间的下调以1/n的形式出现，其中n为谐号。如此的幅度分布，使得这些奇异的谐波在全部合成时，都向方波的理想形态靠拢。这些正弦波通过将无限多个奇次谐波以适当的幅度叠加在一起，就形成了正弦波的近似方波。合成的波形越来越接近理想的方波形状，因为含有更多的奇次谐波。事实上，由于无限谐波序列收敛的数学性质，在每个跳变点附近的各个跳变点的附近，这种方法的产生的方波会有一个吉布斯现象，也就是超调和振荡出现在跳变点附近。理想方波占空比的50%，是指波形在一个周期内处于高电平状态的时间与低电平时相当的周期内波形处于高水平状态的时期。在脉冲宽度调制(PWM)中，可以调整占空比，重要的是产生不同形状的方波。方波是一种基本的波形，在很多领域都有它的独到造型和应用，所以它叫作方波。它的波形直接跳变在最大值和最小值之间，形成类似方块的形状，这也是它的名称由来。由傅里叶级数合成多个不同频率的正弦波，方波可以这么理解。方波的数学表示理想的方波可以表示为无限多个奇次谐波的和，其基本频率为f，则表示其傅立叶级数。x(t这个级数包含了所有的奇次谐波，而偶次谐波则不参与构成方波。每个谐波的振幅是其频率的倒数，这意味着基频分量最强，随着频率的增加，每个谐波的贡献逐渐减少。我们通过实验观察到在10M以下波形较好，超过10M波形就开始畸变了，这本身是因为方波是正弦波叠加而成，它的奇此谐波带宽已经接近或者超过了我们本身所用的示波器如图4.2.5所示带宽(100MHZ)，这也是正常的现象。方波内含基波和它的奇次谐波，所以它的频谱是很有特色的。方波的频谱表明，随着频率的增加，高频分量会减少，但绝对不会彻底消失。尽管理想的方波需要无限多的频率成分才能实现，但在实际应用中，只有近似的方波才能生成，所谓“方波”(found-wave)这是由于任何实际的电子装置都不能对无限高的频率产生或作出反应。因此，实际的方波通常只包含有限的谐波数量，这就造成了它的边缘有一定的斜度或圆滑度，而不是完全垂直。并且在传送时较容易出现高频成分衰减的情况，也会对方波讯号的传送效果造成影响。

第五章总结与展望5.1非技术性因素探究我们通常在实际操作前会进行仿真实验，仿真实验的结果和实际实验一般有差别。本次实验中，从选型设计到实践除了理论及技术问题，还有许多非技术因素值得探究。我们通常在实际操作前会进行仿真实验，在芯片选型这一点，存在各种芯片，他们有相同的功能，但是有着不同的技术指标与应用。部分芯片使用的是QNF封装，这是一种无引脚的设计，焊盘分布在封装四周，是一种高密度的PCB布局，通过