《通信电子线路》-第2章

2.

1概述高频小信号谐振放大器主要用于各种无线电接收设备及高频仪表中，

一方面可以对窄带信号实现不失真放大，另一

方面可滤除带外信号，抑制噪声和干扰，有选频作用。所

谓“高频”,通常指低于微波频率范围的信号频率，信号频率

在数百千赫至数百兆赫，属于窄带放大器。所谓“小信号”的“小”字，主要是强调放大这种信号的放大器工作在线性范围内(晶体管工作于甲类状态),即对其放

大过程而言，电路中的晶体管工作在小信号放大区域中，非

线性失真很小。这时允许把晶体管看成线性元件，因此可

作为有源四端网络来分析。所谓“谐振”,主要是指放大器的负载为谐振回路(如LC

谐振回路等)。1.中心频率中心频率是谐振放大器的工作频率，

一般用f表示。其工作范围很宽，一般为几百千赫至几百兆赫。中心频率是由通信系统的要求来确定的。工作频率是设计放大器时，

确定放大器件与选频器件频率参数的主要依据。2.增益增益分为电压增益和功率增益。3.通频带与选择性因为放大器所放大的信号一般都是已调信号，含有一定的边频，为了使信号不失真地传输，所以放大器必须要有一

定的通频带，允许主要边频通过，即通频带应大于或者等于

有用信号频谱的宽度。

电压增益下降3dB时所对应的频带

宽度，称为放大器的通频带，用2△fo.7(或BW)表示。选择性是指对通频带以外干扰信号的衰减能力，或指放

大器从各种不同频率的信号中选出有用信号，抑制干扰信号

的能力

。4.

噪声系数N放大器工作时，由于种种原因产生的载流子不规则运动，将会在电路中形成噪声，从而使信号受到影响。噪声系数可理解为信号通过放大器后，信噪比变坏的程度。噪声系

数是用来表征放大器的噪声性能好坏的一个参量。如果N

=1,说明信号通过放大器后，信噪比没有变坏；如果Np>1,

则说明信噪比变坏了。通常噪声系数都大于1,因此，要求

放大器的噪声系数尽量接近1。2.2

LC谐振回路2.2.1串、并联谐振回路的基本特性1.LC

并联谐振回路给电感、电导(电阻)和电容的并联回路电流源i激励将

会出现电压谐振现象，如图2.2.1所示。这里电感、电容的

损耗电阻都包括在电导G₀

中。图2.2.1并联谐振回路1)阻抗特性如图2.2.1所示，从a、b两点向右看的并联回路输入导纳Y为(2.2.1)

时，或者说当时，导纳Y的模达到最小值(Y=Go),且是实数，响应电压U的模达到最大值并与I

同相。这种情况称为并联谐振，w。称为并联谐

振回路的固有角频率，简称谐振频率。通常把回路在谐振时，回路的吞吐功率和损耗功率

之比定义为回路的“品质因数”Q,因此并联谐振回路的Q值为再定义为回路的相对失谐。ξ=

εQ

为回路的广义失谐(或一般失

谐),因此，式(2.2.1)可写成：Y=G₀(1+jQe)=G₀(1+js)(2.2.3)(2.2.2)当回路相对失谐ε很小，也就是说の和w。非常接近时，相对失谐ε有如下近似式：这样，广义失谐ξ在w很接近于wo

时也有近似式：(2.2.4)(2.2.5)相频特性(这里仍指阻抗角φ和频率的关系，而非导纳角与频率的关系)为φ=-arctanξ

(2.2.8)其中，△w≈w-W₀

。

这样并联回路的响应电压U

为式中

，U。为谐振时回路的响应电压，因此幅频特性为(2.2.6)(2.2.7)幅频特性和相频特性如图2.2.2所示。图2.2.2并联谐振回路的幅频特性与相频特性2)通频带和矩形系数由式(2.2.6)和图2.2.2(a)描述的回路幅频特性看出，当w=w₀(ξ=0)时，电压U达到最大值U₀,

而当w偏离wo时

，U

则迅速减小。通频带指的是响应电压U≥U/√2所对应的频率范围宽

度，记作B

(或2△fo₇)。若将式(2.2.7)用U

的最大值U₀归

一

化，即(2.2.9)则称α为回路的谐振曲线。这样通频带B也可定义为α≥1/

√

2所对应的范围的宽度，如图2.2.3所示。令α≥1/

√

2,

可解得上下限对应的广义失谐ξ上和ξ卡：将它代入式(2.2.5),可得

或

(2.2.11)(2.2.10)C工2ξ(f

卡

)

0

ξ

上(fe)

ξ()图2.2.3回路的谐振曲线与通频带选择性是谐振回路的另一个重要指标，它表示回路对通频带以外干扰信号的抑制能力。在多路通信中，应根据对

相邻频道信号抑制程度的要求来决定。

一个理想的谐振回

路，其幅频特性应是一个矩形，在通频带内信号可以无衰减

地通过，通频带以外衰减为无限大。实际谐振回路选频性

能的好坏，应以其幅频特性接近矩形的程度来衡量。为了

便于定量比较，引用矩形系数这一指标。矩形系数的定义为：谐振回路的α值下降到0.1时与α值下降到0.7时，频带宽度B₀.1与频带宽度B₀.7之比，用符号K₀.1

表示，即图2.2.4是实际回路和理想回路的幅频特性。由该图可知，理想回路的矩形系数K0.1=1,而与实际回路的矩形系数

显然相差甚远。(2.2.12)图2.2.4幅频特性(b)理想回路可

见LC并联回路的矩形系数远大于1,与理想选频特性比较，频率的选择性较差。(2.2.13)(2.2.14)由定义，令,可得所以3)并联谐振时电感、电容上的电压谐振时并联回路的电压U=i₀/G₀,

因此电感、电容上的电流分别为(2.2.15)(2.2.16)2.LC

串联谐振回路在LC

串联谐振回路中，信号源、电感L

、电容C这三者

首尾相连构成串联关系，如图2.2.5所示。其中，L

和C

的损

耗电阻都包括在R₀中，因此图中L

、C是理想的器件。所以

在调谐放大器中，谐振回路作为放大器的负载常采用并联方

式。在此就不详细讨论串联谐振回路了，但考虑到内容的

完整性，将串联谐振回路和并联谐振回路的基本特性列在表

2.2.1中，以便读者对比学习这两种方式的谐振回路，并注意

到串联谐振回路和并联谐振回路互为对偶电路。图2.2.5串联谐振回路串联回路并联回路激励源电压U电流i响

应电流i电压U谐振频率wow<woφ<0;容性失谐φ>0;感性失谐(w=woφ=0;纯阻性φ=0;纯阻性w>woφ>0;感性失谐φ<0;容性失谐相对失谐ε广义失谐ξξ=Qeξ=Qe通频带Bw回路品质因数Q表2.2.

1串、并联谐振回路的基本特性2.2.2负载和信号源内阻的影响当考虑负载R

和信号源内阻Rs

时，并联谐振回路如图2.2.6所示。由该图可知，当Rs、R

接入回路时，不改变回路的谐振频率，仍为图2.2.6带信号源内阻和负载的并联谐振回路两者比较可得QL<Q₀,由此可见，当LC

谐振回路外接信号源内阻Rs和负载R

后，回路的损耗增加，有载Q

值下

降，因此通频带加宽，选择性变坏。回路的等效品质因数(称为有载Q值)为空载时的品质因数为实际信号源内阻和负载并不一定都是纯电阻，也有可能有电抗成分(一般是容性)。在低频时，电抗成分一般可忽略，

但高频时就要考虑它对谐振回路的影响。考虑信号源输出电容和负载电容时的并联谐振回路如图2.2.7所示。图中Cs是信号源输出电容，

C

是负载电容。回路总电容为

C₂=Cs+C+CL。图2.2.7例2.1设计一并联谐振回路，谐振频率f

=5MHz,

回

路电容C=50pF,计算所需线圈的电感值L

。

若线圈品质因数

Q₀=100,

计算回路谐振电阻及回路带宽。若要求增加回路

的带宽为0.5MHz,则应在回路上并联多大电阻才能满足要

求?(3)设回路上并联电阻为

R,并

联

后

总

电

阻

为Rp//R,回

路

的

有

载

品

质

因

数

为Q,

则(2)回路谐振电阻和带宽：Rp=Qow₀L=63.7

kΩ故需要在回路上并联7.09kΩ的电阻。解

(1

)

计

算

L

值：又有品质因数定义：2.2.3谐振回路的接入方式实际电路中信号源内阻Rs及负载R

的数值是固定的，对LC谐振回路影响较大，会减小Q值，加宽通频带，使选

择性变坏。在通信电路中常采用LC

阻抗变换的方法，使信

号源或负载不直接并入回路的两端，而是经过一些简单的变

换电路，把它们折算到回路两端。通过改变电路的参数，达到要求的回路特性。1.阻抗的串、并联等效变换在回路计算中经常会遇到阻抗的串、并联变换。要使图2.2.8所示的串联支路和并联支路等效，必须使它们的输入

阻抗Zs

和Zp相等。图2.2.8串、并联变换显然有

：Zs=Rs+jXs

(2.2.17)

(2.2.18)要求Zs=Zp,即要求它们的实部和虚部分别相等，即将式(2.2.20)除以式(2.2.19)正好是串联支路或并联支路的品质因数Q,

即(2.2.21)(2.2.19)(2.2.20)若将式(2.2.21)分别代入式(2.2.19)和式(2.2.20)即可得出串、并联变换的基本公式：Rp=Rs(1+Q²)

(2.2.22)

(2.2.23)当支路的Q值较大(如Q≥10)时，则有近似式：(2.2.24)(2.2.25)Rp≈Q²RsXp≈Xs从这两式可以看到，在高

Q值情况下，等效的串联支路和并联支路的电抗值基本相等，而并联支路的电阻是串联

支路电阻的Q²

倍。应特别注意的是这种等效只在某一个频

率点上互相等效，因为不同的频率对应的Q值不同。下面将这种变换用于分析另一种并联谐振回路，将它变换成上节中分析过的形式。如图2.2.9(a)所示的谐振回路是实际电路中经常遇到的并联谐振回路。利用串、并联阻抗

的变换可以在固有频率wp

点上把电路变换成如图2.2.9(b)所

示的标准并联谐振回路。LC

C

R

L'r(a)(b)图2.2.9串、并联变换根据串、并联阻抗的变换关系得R=r(1+Q²)

(2.2.26)

(2.2.27)般Q值总是比较大，当(如Q≥10)

时，可得近似式：(2.2.28)(2.2.29)在以后各章的分析中经常会用到这两个近似式。2.互感变压器接入方式互感变压器接入电路如图2.2.10所示，其等效电路如图2.2.11所示。变压器的原边线圈就是回路的电感线圈，副边

线圈接负载R

。

设原边线圈匝数为N₁,副边线圈匝数为N₂,

且原、副边耦合很紧(k=1),损耗忽略不计。根据等效前后

负载上得到功率相等的原则，可得到等效后的负载阻抗R,(2.2.30)即图2.2.10互感变压器接入电路图图2.2.9串、并联变换其中，p=N₂/N₁,

定义为互感变压器的接入系数，可通过改变p

来调整R′的大小。因全耦合变压器初次级电压比U₁

IU₂

等于相应线圈匝数比

N₁/N₂,故有(2.2.31)3.抽头部分接入方式在“通信电路”中经常运用部分接入的谐振回路进行阻抗变换。如图2.2.12所示电路，负载G

不是接在并联谐振回路的a、b两端，而是部分地接在L₂

两端(即c、d两端),因为

L₂是总电感L₁+L₂

的一部分，因而称为部分接入。现在要讨

论的是在谐振时从a、b两端向回路看的谐振电导G.

是什么,

在高Q值情况下做近似推导。图2.2.12并联谐振回路的部分接入这部分有功功率全部给了负载G,因为电感、电容不消耗功率。负载G得到的有功功率P.为

(2.2.32)显然，要使它们等效，这两个功率就应相等，即U₂·G.=U²·GL.

(2.2.33)

定

义c

、d两端对并联回路a

、b的接入系数p(

或n)

为

(2.2.34)设谐振时a

、b两点的谐振电导为G,如果在a

、b

两点加一个电流源I,

那么在谐振时电流源输入给回路的有功功率为由于G₁远小于

,GL

的接入对U的影响很小，可以忽略。因此，图2.2.12电路的接入系数p

为引入接入系数以后，式(2.2.33)就可以写成：Ge=p²GL.或者写成电阻变换的形式：(2.2.35)(2.2.36)具体来说这种等效关系是这样的：如果把L₁+L₂和C的并联回路封在一个“黑盒子”中，则在c、d两点接电导G,

还

是在a

、b

两点接Ge,

在外电路看来是完全等效的。我们还

能把这种等效关系进一步引申。在c

、d

两点接电导G,则

在a

、b

两点接入的谐振电导则为G;反过来，如在a

、b

两点

接电导Ge,则在c、d两点向回路看的谐振电导为G,

如图2.2.

13所示。图2.2.13电导变换关系与电导(或电阻)的变换关系相类似，可以证明对电纳(或电抗),电源部分接入有同样的等效变换关系如图2.2.14所示。

此等效指的是回路的电压，各支路的电流及回路的损耗功率

均相等。图2.2.14电流源、电抗部分接入的变换关系回路部分接入的形式很多，但接入系数都可按定义式(2.2.34)计算。由于只考虑高Q时的近似情况，因此计算电

压比时应忽略负载对分压比的影响。各种形式的部分接入电路归纳于表2.2.2中。部分接入形式c、d两端对回路a、b的接入系数①(2)若L₁

、L₂

间为紧耦合(M=

√

L₁L2),则p=

为线间匝数)(1)

(2)若L₁

、L₂

间为紧耦合，

则表2

.2

.2

各种部分接入电路与接入系数2.3高频小信号谐振放大器的工作原理2.3.1晶体管高频小信号等效电路1.晶体管混合π型等效电路图2.3.1给出了一个完整的晶体管共发射极混合π型等效电路。图中b、c、e三点代表晶体管基极、集电极和发射极

三个电极的外部端子，b'代表设想的基极内部端子。因为晶

体管的b'、c、e三个电极用一个π型电路等效，而b至b'又串

联一个基极体电阻rb,

所以称为混合π型电路。图2.3.1混合π型等效电路这个等效电路共有8个参数，比较复杂。下面分别介绍各元件参数的物理意义。(1)发射结的结电阻rbe:

晶体管处于放大区时，发射结

总是处于正向偏置状态，所以rbe的数值比较小，一般是几

百欧，它的大小随工作点电流而变。(2)集电结电阻rbc:

由于集电结总是处于反向偏置状态，

所以rbc较大，约为10kΩ~10MΩ,

一般可忽略不计。(3)发射结电容Cbe:

它随工作点电流增大而增大，主要

为扩散电容，数值范围为20pF~0.01μF。(4)集电结电容Cbc:

它随c

、b间反向电压的增大而减小，

它会引起交流反馈，可能引起自激，希望其值小些，数值一

般在10pF左右。(5)基区体电阻r:

它是从基极引线端b到有效基区b'的

电阻。不同类型的晶体管rbb,的数值也不一样。rbb的存在，

使得输入的交流信号产生损耗，所以rbb的值应尽量小，

一

般为15~50Ω。(6)电流源gmUbe:代表晶体管的电流放大作用。它与加到发射结上的实际电压Ube成正比。比例系数8m

称为晶体管

的跨导，它是等效电路中最重要的参数，它的大小反映了发射结电压对集电极电流的控制能力，8m

越大，控制能

力越强。它可表示为8m=Ic/26mV,单位为S(西门子)。(7)集一射极电阻rce:它表示集电极电压Uce

对集电极电

流的影响。rce的数值一般在几十千欧以上，典型值为30~50kΩ,

常忽略不计。(8)集一射极电容Cce:这个电容通常很小，一般为

2~10pF。晶体管的混合π型等效电路分析法物理概念比较清楚，对晶体管放大作用的描述比较全面，各个参数基本上与频率

无关。因此，这种电路可以适用于相当宽的频率范围。但

这个等效电路比较复杂，在实际应用中，可以根据具体情况，

把某些次要的因素忽略。例如，高频时，Cbc的容抗较小，和它并联的集电结电阻r₆。就可以忽略；此外，集射极电容

Cce

可以合并到集电极回路之中，集射极电阻rce

较大故可以

忽略。考虑这些情况后可以得到简化的五参数混合π型等效

电路，如图2.3.2所示。这种简化的等效电路，基本上能满

足工程计算的要求。图2.3.2简化的混合π型等效电路2.

晶体管Y

参数等效电路Y参数等效电路是抛开晶体管的内部电路结构，只从外

部来研究它的作用，把晶体管看做一个有源线四端网络，用

一组网络参数来构成其等效电路。具体来说，只要能够确

定晶体管的输入端和输出端的电流电压关系，就可以解决

问题。晶体管的Y

参数等效电路如图2.3.3所示。图2.3.3共射晶体管Y

参数等效电路Y

参数具有导纳量纲，是导纳参数。把晶体管视为四端网络，如图2.3.3(a)所示。其Y参数等效电路如图2.3.3(b)所示，两个端口的变量用i₆

、U₆

、ic、U.

表示，得到的Y

参数方程为式中4个Y参数下标e表示共射连接。(2.3.1)Y;e

是共射极晶体管的输入导纳。它是输出交流短路时的输入电流与输入电压的比

值，表示输入电压对输入电流的影响。Ye

是共射极晶体管的正向传输导纳。它是输出交流短路时输出电流与输入电压的比值，表示输入电压对输出电流的控制作用，决定晶体管的放大能力。

|Ye

|数值越大，晶体管的放大作用越强。同理，令输入端交流短路，即U₆=0,

可

得在式(2.3.1)中，若令U.=0,即将网络输出端交流短路，可得是共射极晶体管的反向传输导纳。它是输入交流短

yre路时输入电流与输出电压的比值，表示输出电压对输入端的反作用。Yre|越大，内部反馈越强。它的存在会造成放大

器工作的不稳定，应尽可能减小以削弱其影响。

一般情况

下Yre的值很小，在实际应用中为了简化问题的分析可以忽

略，其简化的共射晶体管Y

参数等效电路如图2.3.4所示。图2.3.4简化的共射晶体管Y参数等效电路Y。是共射极晶体管的输出导纳。它是输入交流短路时输出电流与输出电压的比值，表示输出电压对输出电流的影

响。当晶体管的直流工作点和工作频率确定后，根据Y

参数

的定义，可以实际测量放大器的Y

参数。

Y

参数取决于晶体

管本身的性能(型号、接法、工作状态及运用频率等),与外

电路无关，故又称内参数。此等效电路再加上信号源及负

载为晶体管放大器的Y

参数等效电路。Y参数等效电路的优点是电路简单，计算方便。其缺

点是参数随频率而变，晶体管手册无法给出所有频率的Y参

数，但一般都给出了高频三极管在一定测试条件下的Y

参数

值。2.3.2单调谐共发放大器的工作原理1.电路组成图2.3.5为共射单调谐回路放大器原理电路，从中可以看

出它主要由输入回路、晶体管和负载三部分组成。(1)输入回路：一般由调谐回路或滤波回路构成。它把

从天线信号中选择出的有用信号输入到晶体管基极。(2)晶体管：它是调谐放大器具有放大作用的核心部件。(3)负载：一般由LC

谐振回路构成放大器的负载，它具

有选频作用。当信号在LC并联谐振回路的谐振频率附近时，

回路阻抗最大，放大器增益就高；反之，如果信号频率远离

谐振频率，则回路阻抗急剧下降，放大器就无放大作用。图2.3.5共射极单调谐放大器原理电路2.等效电路1)交流等效电路图2.3.5所示电路包含直流和交流两种通路。研究放大器的增益、通频带等指标需要分析其交流等效电路，图2.3.6

为其交流等效电路。图2.3.62)高频晶体管等效在分析放大器的增益、矩形系数、通频带等技术指标时，Yre

影响不大，可以忽略，故暂不考虑晶体管内部反馈的影响。忽略输出电压U。通过反向传输导纳Yre

对输入电流的影响后，晶体管则成为单向化器件。用高频晶体管Y参数等效电路来代替晶体管就可得到单调谐放大器的Y

参数等效

电路，如图2.3.7所示。图2.3.7单调谐放大器的Y

参数等效电路3)阻抗匹配变换及合并同类项由前面的讨论可知，晶体管接入回路的接入系数p₁=LI/L,

负载接入回路的接入系数p₂≈MIL,若看成全耦合，则p₁=N₁IN,P₂=N₂/N。

其中，

N为LC

回路(初级回路)电感线圈的匝数，

N₁为L₁

电感线圈的匝数，N₂

为负载回路(次级

回路)电感线圈的匝数，

M

为初级回路与次级回路的互感耦

合。现将图2.3.7进行简化，即将晶体管等效受控源YfeUs,输出导纳Y。,负

载

8

、C

均折合到LC

回路两端。晶体管的等效电流源YfeUs

等效到回路两端为p₁YfeUs,因

为通常有gs》81,2,

所以可以把g₁,2

忽略。由上述可进一步简化结果，如图2.3.8所示。图中(2.3.2)(2.3.3)(2.3.4)记图2.3.8单向化的简化Y参数等效电路(2.3.5)(2.3.6)(2.3.7)1)电压增益电压增益定义为3.主要技术指标由图2.3.8可见式中，Y为回路两端的等效导纳，负号表示输出电压的正方向与等效电流源的正方向相反。由式(2.3.5)和式(2.3.6)可得回路谐振时，Y=g',所以在谐振时的电压增益为(2.3.9)(2.3.10)(2.3.8)2)通频带单级单调谐放大器的谐振曲线如图2.3.9所示。A/A„0.7070L2△f₂图2.3.9单级调谐放大器的谐振曲线上式说明，单调谐放大器的通频带取决于回路的谐振频率f。和有载品质因数Q

。

当f。已选定时，Q越高，通频带越窄；QL

越低，通频带越宽。由放大器通频带的定义可知，当

时，可得3dB

通频带为(2.3.11)理想的矩形系数应等于1,上述结论表明，单调谐放大器的矩形系数K。.1远

大

于

1

,

即它的谐振曲线和矩形相差较远，所以其选择性不好，抑制邻频干扰的能力较差。3)矩形系数根据矩形系数的定义，令所以，矩形系数则

而(2.3.12)例2.2如图2.3.10所示，设工作频率fo=10.7MHz,回

路电容C=56pF,L=4μH,Q₀=100,线圈匝数N₁~3=100,接入系数p₁=0.25,p2=0.25

。

测得晶体管的Y参数如下：8ie=0.96mS,Cie=23pF,goe=0.058mS,Coe=10pF,Yfe=(37-j4.1)mS,Yre=(0.038-j0.00058)mS

。求：(1)单级放大倍数Au0;(2)

单级通频带B。解

设不考虑Yre

的作用，忽略基极偏置电阻，得折合后

的微变等效电路电

导：回路总电导：8x=p2goe+g

。+p²gie=0.1mS图2.3.10两级单调谐共发射极放大器图2.3.11微变等效电路(1)单级放大器谐振时的放大倍数(电压增益):(2)有载品质因数为单级通频带2.3.3多级单调谐回路放大器在实际应用中，往往需要把很微弱的信号放大到足够大，

这就要求放大器具有比较高的增益。例如，雷达或通信接收机对微弱信号的放大主要依靠中频放大器，且要求中频放

大器有104~106的放大倍数。显然，单级放大器无法达到

如此高的增益。因此高频放大器常常采用多级单调谐放大

器级联而成，如图2.3.12所示。图2.3.12三级高频单调谐回路放大器1.多级单调谐放大器的增益假设有n级放大器级联，各级的电压增益分别为A₁

,

A₂,.…,A,级联后总的增益为各级电压增益的积，即Az=A₁·A₂·…·A

(2.3.13)如果各级放大器的增益相同，则Az=A"2.多级单调谐放大器的通频带n

级相同的单调谐放大器级联时，总通频带为

·B₁=φ;(n)·B₁

(2.3.14)上式表明，n级单调谐放大器的总通频带B为单级调谐放大器通频带的Φ₁(n)倍。式中Φ₁(n)称为带宽缩减因子，它

表示总通频带缩减到单级通频带的倍数，它总是小于1,

n愈大，其值愈小。所以，

n

级总通频带比单级小。级数越多(n

越大)时，总通频带越窄。n

为不同值时Φ₁(n)的数值如

表2.3.1所示。n123456780Φ₁(n)10.610.510.440.390.350.320.3Ko.19.954.73.753.403.203.103.002.942.60表2.3.

1

单调谐带宽因子和矩形系数与n

的关系3.多级单调谐放大器的矩形系数根据矩形系数的定义，同样可求出n

级单调谐放大器的

矩形系数与级数n的关系，见表2.3.1。从表2.3.1中可以看出，

多级单调谐放大器电路的电压增益随n的增加明显增加，矩

形系数也有改善，选择性提高，但通频带变窄。为了满足总通频带的要求，势必要增宽单级放大器的通频带，这就要降低回路Q

值，导致放大器增益的下降。因此，对于多级

单调谐放大器来说，选择性、通频带、增益之间的矛盾比较

突出

。2.3.4小信号谐振放大器的稳定性在高频电路中，调谐放大器的工作稳定性是指放大器的

工作状态(直流偏置)、器件参数、电路元件参数等发生变化

时，以及不可避免的一些外界干扰存在时，放大器主要特性

的稳定程度。

一般不稳定现象是中心频率偏移，通频带变

窄、谐振曲线变形等；极端不稳定情况是放大器的自激(或

寄生振荡)。1.共发射极放大器的最大稳定增益考虑晶体管内反馈后的高频放大器等效电路如图2.3.13所示。由于内反馈的存在，在放大器的输入端将产生一个

反馈电压U's,现定义放大器的稳定系数S为放大器信号源电

压Us

与U's的比值，即S=UsIU's。由图2.3.13可见(2.3.15)(2.3.16)(2.3.17)图2.3.13共射晶体管Y参数等效电路当

S

为正实数时，表明US与Us

同相，满足自激振荡的相位条件。当

|SI>1时，

|UsI>U's|,放大器不会自激；当

|S

I≤1时，放大器不稳定。为使放大器远离自激状态而稳定地工作，单级放大器通常选|S|=5～10

。

若

|S|过大，将导致增益下降太多。当晶体管的工作频率远低于特征频率时，反向传输导纳中电纳起主要作用，经推导得(2.3.18)上式说明，放大器的电压增益与稳定系数|S|

的平方根成反比，|S|

愈大，稳定性愈高，而增益愈小。当取

|S

|=5时，得到最大稳定增益(2.3.19)上式是以保证放大器获得稳定可靠工作的电压增益，又称为最大稳定增益。单管共发高频放大器的电压增益由于

稳定性的限制，不可能做得很高。

至此，可归纳出小信号

谐振放大器的晶体管选择原则为：为了工作的稳定性好，应选择Cbc

小的晶体管；为了使灵敏度高，应选择噪声系数或噪

声温度低的晶体管(尤其是高放管);还应正确选择晶体管的

工作点(获得高增益、低噪声)。2.克服内反馈的方法反向传输导纳Yre≠0(Cbc≠0),

它是引起晶体管内部反馈的主要原因，输出信号会通过Yre

反馈到输入端，从而引起

放大器工作不稳定，

Yre越大，反馈越强，则放大器可能产

生正弦或者其他形式的振荡，即产生自激，使放大器无法正

常工作。其主要表现有两个方面：

一方面是由于内部反馈

作用使放大器的输入回路与输出回路加重之间互相牵连，这

种互相牵连现象，也即电路的双向性给电路调试、综合调整

带来了许多麻烦；另一方面是使放大器工作不稳定，因为放

大后的输出电压通过反馈导纳Yre将一部分输出信号反馈到

输入端，反馈到输入端后又经晶体管再次放大，然后通过Yre

又反馈到输入端，如此循环不止，往往产生寄生振荡(或

自激),从而破坏了放大器的正常工作。解决上述不良影响的方法主要有中和法和失配法两种。1)中和法中和法是解决放大器的增益和稳定性之间矛盾的一种有效措施。它的方法是在晶体管的输入端和输出端之间引入

一个外加的反馈电路(中和电路),使它的作用与晶体管内部

反馈的作用相互抵消。通常是在输出回路与晶体管基极之

间接入一电容来实现中和作用，该电容亦称作中和电容。以图2.3.14所示的单调谐放大器为例进行分析，图2.3.15(a)为其交流等效电路。图2.3.14采用中和法的谐振放大器从图2.3.15(a)中可以看出，未加中和电容C。时，由于Cbc的作用，有反馈电流I(内部反馈电流)流进a点(晶体管输

入端);加C。后，由于C。的作用引出另一反馈电流(外部反

馈电流)I流出a点。如果Cn

的值选择合理，使I=I,

则两电

流在a节点正好相互抵消，即。

这样引起放大器

不稳定的内部反馈电流I

不会进入晶体管基极，从而消除了

晶体管内部的不稳定因素的影响。(a)(b)图2.3.15中和法的原理电路上述过程可以看做一个电桥平衡的过程，如图2.3.15(b)所示。Cbc、Cn

及回路电感L₁和L₂

正好构成一个桥式电路，

根据电桥平衡原理，若电桥对边两臂的阻抗乘积相等，则cd

两端(放大器输出端)的电压不会对ab

两端(放大器输入)产生

影响，即放大器的输出信号不会反馈到输入端。根据电桥

平衡条件，有L(2.3.20)即图2.3.14是采用自耦变压器耦合的连接方法来连接中和电容的。除此之外也可以采用变压器耦合的连接方法，即调谐回路接在变压器的初级，中和电容接在次级。如图2.3.16所示。在这里需注意同名端的位置，应使高频信号通

过变压器后反相一次，否则不仅不能克服晶体管的内部反馈，

反而会起相反的作用。图2.3.16变压器耦合的中和连接中和法的主要优点是增益高，因为它不是靠牺牲增益来获取稳定性的。但其缺点也是突出的，主要有三点：

一是

中和不彻底，实际上Yre

还有电导部分；二是与工作点关系

大，因Cb。与工作点有关；三是与频率有关，因Yre中的等效电容与频率有关。由上可知，在波段工作时中和法的中和效果较差，在要求严格的场合一般都采用失配法而不用中

和

法

。2)失配法失配法(单向化)的道理很容易理解，当输出电路严重失

配时，输出电压相应减小，反馈到输入端的信号就进一步减

弱，对输入电路的影响也随之减小。通过增大负载电导，使输出电路严重失配，失配越严重，输出电路对输入回路的

反馈作用就越小，这样，放大器基本上可以看做是单向化的。

常用的办法是将两晶体管按共射-共基方式连接，做成复合

管形式。图2.3.17为某接收机高频放大电路，该电路采用了共

射—共基组合电路。图2.3.17采用共射—共基组合电路的高频放大电路2.4集中选频放大器与集成放大器2.4.1基本组成与特点集中选频放大器的组成如图2.4.1所示。宽带放大器

匹配器

集中选频器

匹配器

宽带放大器图2.4.1集中选频放大器的组成与分散选频式的多能调谐放大器相比，集中选频放大器有以下特点：(1)可选用矩形系数接近于1的优质滤波器，因而放大器

的选择性好，调整也容易。(2)变换中心频率和带宽方便。如图2.4.2所示，只要拨

动开关S,

即可更换滤波器，从而改变中心频率和带宽。集中选频器I宽带放大器

宽带放大器集中选频器Ⅱ图2.4.2中心频率和宽带可变的集中选频放大器(3)温度稳定性好。分散式选频放大器中，每个滤波器

都与温度敏感的晶体管相连，因此温度对滤波特性影响大。

而集中选频放大器只与滤波器相连的晶体管才对滤波性能产

生影响。如果选用温度特性好的宽放电路，则温度稳定性

就更好。(4)采用集成的宽放集中放大器，可以缩小电路体积，

提高工作可靠性，从而优化电路。(5)易于大规模生产，成本低。2.4.2集中滤波器1.陶瓷滤波器陶瓷滤波器是利用陶瓷片的压电效应制成的，它的材料

一般是锆钛酸铝陶瓷。制作时，先在陶瓷片的两面涂上氧

化银浆，然后加高温使之还原为银，并且牢固附着在陶瓷片

上，形成两个电极，再经过直流高压极化后，陶瓷片就有了

压电效应。所谓压电效应，就是当有机械力(压力或张力)作

用于陶瓷片时，陶瓷片的表面就会出现等量的正负电荷，称

为正压电效应。反之，当陶瓷片的两面加上极性不同的电压

时，陶瓷片的几何尺寸就会发生变化(伸长或缩短),称为反

压电效应。显然，如果陶瓷片两个端面上加上交流电压，陶瓷片就会随交流电压极性周期性地变化而产生机械振动，同时由于

反压电效应，陶瓷片两端面产生极性周期变化的正负电荷，

即产生交流电流。当外加电压的频率正好等于陶瓷片固有

振动频率(其值取决于陶瓷片的结构和几何尺寸)时，将会出

现谐振现象，此时机械振动最强，形成的交流电流也最大，

这就表明压电陶瓷片具有与谐振电路相似的特性。陶瓷滤波器的等效电路和电路符号如图2.4.3所示。图中

，C。等效于压电陶瓷片的固定电容值(或称静态电容值),Lq、Cq、r₄分别等效于陶瓷片机械振动时的惯性、弹性、摩

擦损耗。可见陶瓷滤波器有两个谐振点：一个是由Lq

、Cq

、r₄组成的串联谐振回路，其谐振频率另一个是由L

、C

、r.和C。组成的并联谐振回路，其谐振

频率为

(2.4.2)(2.4.1)为C₀:(a)

(b)图2.4.3陶瓷滤波器的等效电路及电路符号通常Co》C,

所以wp≈Wq,

即两个谐振频率相距很近。当外加信号频率等于陶瓷滤波器的串联谐振频率w₄(或f₄)时，

会发生串联谐振，陶瓷滤波器的等效电抗为0;当外加信号

频率等于陶瓷滤波器的并联谐振频率时，会发生并联谐振，其电抗为无穷大。陶瓷滤波器电抗频率特性曲线如图2.4.4所

示

。图2.4.4陶瓷滤波器的抗频率特性曲线如果用两个陶瓷片连成如图2.4.5所示的形式，并适当选择串臂和并臂滤波器的谐振频率，即可获得比较理想的滤波

特性。压电陶瓷片的厚度、半径不同时，其等效参数也不

相同。若将不同谐振频率的若干个压电陶瓷片组合连接，就可获得矩形系数接近于1的理想滤波器，如图2.4.6所示。图2.4.7所示为三端陶瓷滤波器的电路符号。图2.4.8为一典

型三端陶瓷滤波器的传输特性(其中心频率为465kHz)。图2.4.5二振子三端陶瓷滤波器图2.4.6多振子三端陶瓷滤波器图2.4.7三端陶瓷滤波器电路符号衰减/dB460图2.4.8三端陶瓷滤波器的传输特性705030100f/kHz4704802.石英晶体滤波器晶体滤波器和陶瓷滤波器一样，也是利用压电效应原理

制成的。晶体滤波器的材料是石英晶体。石英是一种天然

矿石，采用切割工艺，按照一定方位将晶体切成薄片，切片

的尺寸和厚度随工作频率不同而不同。石英晶片切割加工

后，两面敷银，再用引线引出，封装即成。3.声表面波滤波器滤波器的基片材料是石英、铌酸锂、钛酸钡等压电晶体，

经表面抛光后在晶体表面蒸发上一层金属膜，并经光刻工艺

制成如图2.4.9(a)所示的两组相互交错的叉指形金属电极，它具有能量转换的功能，所以称为叉指换能器。在声表面波滤波器中，输入端和输出端各有一个这样的换能器。当在一组换能器两端加上交流信号电压时，由于压电晶片的反压电效应，压电晶片产生弹性振动，并激发出与外加

信号电压同频率的弹性波，即声波。这种声波的能量主要

集中在晶体的表面，深度仅为弹性波的一个波长，故称声表

面波。叉指电极产生的声表面波，沿着与叉指电极垂直的

方向双向传输，其中一个方向的声波被吸声材料吸收，另当信号频率等于叉指换能器的固有频率w₀

时，换能器产生共振，输出信号幅度最大，当信号频率偏离w₀

时，输

出信号幅度减小，所以声表面波滤波器有选频作用。在谐

振时，叉指换能器的等效电路可用电容C和电阻R

并联组成

的等效电路来表示，如图2.4.9(b)所示。图2.4.9(c)为声表面

波滤波器的电路符号。(b)

等效电路

(c)

电路符号图2.4.9声表面波滤波器的结构示意图、等效电路及电路符号(a)

结构示意图输出2.4.3集中选频放大器实例图2.4.10(a)给出了用于电视机中放电路的声表面波滤波

器实用电路，图2.4.10(b)是该电路的中频放大器的幅频特性，

它是由SAWF

来实现的。经过SAWF

中频滤波以后的图像

中频(PIF)

信号输入到集成中放电路中，经过三级具有

AGC特性的中频放大级放大后，送到视频同步检波器。从图2.4.10(b)可看到，采用声表面波滤波器后，中放电路能够获

得比LC

中频滤波器更优良的幅频特性。(a)实用电路

(b)中频幅频特性图2.4.106dB-40

dB31.533.57

38f/MHz图2.4.11为彩色电视机中由多个陶瓷滤波器组成的色度信号与伴音信号分离电路。彩色电视机中，从视频检波出来

的信号同时包含有中频频率为6.5

MHz、

带宽为130kHz

的调

频伴音信号及中频频率为4.43MHz、

带宽为1.3MHz

的色度

信

号

。CF图2.4.11彩色电视机色度信号与伴音信号分离电路6.5

MHzCF₁L,视频检波OUT4.43

MHzCF₃C₂L₂6.5

MHz4.43

MHz

CF₂伴音放大IN色度放大INC₁2.5电噪声与噪声系数2.5.1电子噪声的基本概念在通信设备及高频仪表中，除了有用信号外，还有许多

不需要的信号，

一般称之为干扰及噪声。通常将有确定来

源、有规律的外部与内部的无用信号称为干扰，如50Hz的电源干扰、工业干扰及无线电波干扰等；将电子线路中某些

元器件产生的随机起伏的电信号称为噪声，因为这种信号都

是与电子或载流子的电扰动有关，故统称为电子噪声。1.电阻的热噪声根据物理学的观点，构成物质的所有粒子(包括带电的

微粒——自由电子)都处于热运动状态。

一个具有一定

电阻值的导体，由于有一定的温度，导体中的自由电子处于

不规则的热运动，通过导体任一截面的自由电子数目是随时间而变化的，即使在导体两端无外加电压，在导体中也会有由于

这种热运动而引起的电流，这种呈起伏状态的电流称为起伏

噪声电流。根据热力学统计理论和实践证明，在电阻R

两端产生的热噪声电动势的均方值为E?=4KTRB

。

(2.5.1)式中：K为波尔兹曼常数，其值为1.38×10²³焦耳/度(绝对温度);

T为电阻的绝对温度(K),OK=-273℃;B,

为表示能

够通过接收机(或网络)的噪声频谱宽度，亦称等效噪声带宽。2.电子器件的噪声1)电子二极管的噪声目前广泛采用电子二极管作为标准噪声发生器，供测试噪声的仪器使用。

电子二极管的噪声是一种典型的散粒噪

声。电子二极管加上一定灯丝电压后，灯丝(阴极)就发射电子，当阳极正向电压足够大时，阳极电流就达到饱和值。阳极电流的大小取决于阴极温度，温度愈高，阳极电流愈大。2)晶体二极管的噪声同电子二极管一样，晶体二极管的噪声主要也是散粒噪

声。3)晶体三极管的噪声晶体三极管的噪声问题比较复杂，产生噪声的原因也比较多，例如有基极体电阻的热噪声、载流子运动的散粒噪声、

分配噪声、渡越噪声、1/f

噪声等等。晶体管的噪声对频率

也不是均匀分布的，在低频段是随工作频率的升高而下降，在某频段表现为均匀的，超过某频率又迅速增大。晶体管

的噪声还与工作状态、信号源内阻有关。总之，计量晶体

管的噪声要以实验为主，一般计量其总效果，用噪声系数表

示。晶体管手册中，通常给出某频段和某工作状态时的噪

声系数。3.噪声系数与噪声温度从效果来看，

一个实际线性网络的噪声性能好坏，可以

用它的输出噪声电平大小或输出信噪比的高低来衡量。而

实际上，这两个参量并不能真正反映网络本身的噪声性能。

首先，网络的输入端总要与信号源相连，因此网络的输出噪

声中，不仅有网络本身的，也有来自信号源内阻的热噪声。

其次，网络输出端的信噪比总是与输出信号强度有关，而输

出信号强弱又与输入信号强度和网络增益等特性有关。再

次，在由多个网络组成的系统中，单纯考虑整个系统的输出

信噪比，并不能说明各个网络对此信噪比的影响程度，也就

不能确切地掌握改进整个系统输出信噪比的方向。1)噪声系数的定义图2.5.1所示为一线性四端网络，其中S

为网络的输入信

号功率，N为网络的输入噪声功率(信号源内阻Rs

产生的噪

声),

S。为网络的输出信号功率(S₀=Kp

·S),N。为网络的输出

噪声功率，NA为网络内部噪声在输出端产生的功率。Rs线性四端网络Us(Kv,Kp,N图2.5.1线性四端网络RN。即当网络输入端接上一个标准信号源时，它的输入端信噪比与输出端信噪比之比值，就称为该网络的噪声系数。对于一个线性四端网络，其噪声系数N的定义如下：(2.5.2)所谓“标准信号源”,即指该信号源除了包含信号电压Us

和内阻Rs

外，还包含由该内阻所产生的热噪声电压，并规定Rs

的温度为290K(标准噪声温度)。由式(2.5.2)又可得NF的另一种形式：(2.5.3)式中，Kp=S

。/S;,

是网络的功率放大倍数。式(2.5.3)表明，N等于网络总输出噪声功率N。与信号源内阻在输出端所产生的噪声功率(KpN;)

的比值，而N。等于

KpN;

与网络内部噪声在输出端产生的功率NA

之

和，即N

。=KpN;+NA将其代入式(2.5.3),可得到