【《开关电源控制系统的输出反馈回路设计案例》3400字】

开关电源控制系统的输出反馈回路设计案例目录TOC\o"1-3"\h\u8163开关电源控制系统的输出反馈回路设计案例 1241301.1反馈环路控制理论 1258761.2反激式开关电源的反馈回路 2191351.3反馈回路设计 4开关电源控制系统主要是由PWM调制器、变压器、开关管驱动电路、反馈控制环路等构成，故开关电源的动态响应和反馈控制设计关系紧密，在设计反馈控制回路前，需要得到PWM控制器、变压器、开关管驱动电路等的动态模型，然后得到被控元器件的数学公式，由此推导得到传递函数，在分析时域特性和频域特性，由此从理论上分析开关电源的动态模型和补偿回路。1.1反馈环路控制理论如图所示的控制系统框图图3-4控制系统框图系统的闭环传递函数为V当分母1+G(s)H(s)=0时，可知输出将等于无穷大，系统也不收敛，不可靠工作，缺少稳定性经过上述简单计算分析可知，G(S)和H(S)在影响扰动信号的情况下，扰动信号的模依旧没有改变，另一方面相位变化了180°，我们则可以判定这是一个不稳定工作的闭环系统。然而，这个系统因为是负反馈系统的缘故，H(S)对扰动信号产生影响之后，已经发生了180°的相位变化，基于这个原因，我们在描述这样的负反馈的闭环系统，则为：若扰动信号在主电路的影响和反馈电路的影响下，它的模大小没有发生改变，它也没有相位变化，我们则称这是一个不稳定工作的系统。系统的传递函数的增益为等于1的时候，我们称这个频率是穿越频率，换算为dB单位：20log1=0dB。以自动控制理论来说，在穿越频率点上，当相位变化不是等于180°时，这个系统就能稳定工作。但是由于系统的变化性，各种参数可能受环境因素影响发生改变，若这种影响是的相位变化趋于180°，那么系统则有很大可能会由稳定变成不稳定工作的状态，在实际中要预设这种情况的出现并尽量规避它，此时应保证系统的开环传递函数相位变化与180°之间留有充足的裕量。现在在工程设计中普遍的处理办法是留有45°的相位裕量，这也意味着相位变化要比135°小，这种处理方法既顾及了环路系统的稳定性，另一方面也满足了系统动态响应速度的要求，理论分析知留有的相位裕量若其值太大，那么会导致系统动态响应的速度慢下来。根据自动控制理论，在整个系统的环路电路中，如果有一个极点，那么增益曲线斜率会在此极点转折频率上增加-1，如果有一个零点，那么增益曲线斜率会在此零点的转折频率点上增加+1，这也就是工程上称的零极点系统。1.2反激式开关电源的反馈回路对于反激式开关电源而言，由于反激式拓扑没有LC滤波电路造成的-180°相位落后，所以反馈补偿回路较为简单。输出滤波电路有一个零点和一个极点，所以在工程设计上通常用具有一个零点和一个极点的Ⅱ型补偿电路作为反激式拓扑的反馈控制电路。如图所示是Ⅱ型补偿电路的微分等效电路。图3-5典型Ⅱ型补偿电路的微分等效电路其传递函数为

G变压器工作在DCM模式下，其本质上是一个储能电感，开关周期内变压器的初级绕组线圈储存的能量传递到次级侧，如图所示。图3-6典型开关电源能量传输回路断续模式下控制到输出的传递函数为G这里，CO1是主反馈电容，RC1是主反馈电容的ESR，则是等效到主反馈的总负载，wzwz=直流增益为G依据上述自动控制理论分析，在主电路上添加反馈回路后，为了使得系统稳定工作，要让系统的开环传递函数满足：（1）穿越频率留有的相位裕量在理论上要比45°大；（2）幅频曲线在经过穿越频率点时，应该满足其斜率等于-20dB/decade；（3）相位变化等于-180°时，应该尽量使得增益裕量比10dB小；（4）尽可能增大低频增益1.3反馈回路设计对于单端反激式开关电源，在设计这一电路的反馈回路时，稳压管TL431与光耦模式的应用是比较常见且广泛的，本次设计也将采用这一结构。UC2843芯片作为一款电流型控制芯片[25]，它将位于变压器的初级侧来控制开关管MOSFET，而在反馈回路中，稳压管TL431扮演的角色是基准和反馈误差放大器，它通过对输出电压信号采样，这时将会计算出一个误差电压，而这个误差电压在光耦的作用下将转变成误差电流，然后耦合到初级电路，与UC2843芯片的comp端相连接，输入到UC2843中，在这个输入的误差电流下，UC2843芯片内部会有相对应的占空比信号产生，并通过这个信号控制开关管MOSFET，这种反馈回路的设计的优势在于可以将反馈信号时间直接等效于放大器的传输时间，提高了系统的动态响应速度。（1）基准电源芯片TL431是一款性能优良的三端可编程式并联稳压器，它的电压可调范围为2.5~36V。其等效电路图如图所示：图3-7TL431等效电路图TL431芯片有三个引脚，这三个引脚是参考电压、阳极和阴极，其中，在参考端存在两个电阻，这两个电阻起到分压的作用，参考电压经过这个引脚输入；阳极一般情况下接地；阴极则一般接一个限流电阻到电源的正极。因此在功能上，可以简化成内部集成电路2.5V的基准电压、差分运算放大电路和集电极开路的三极管构成。在等效电路图中，Vref的值是2.5V，得到的参考电压V（2）光耦是一种通过光线采样作为中间介质，然后再传输电信号的器件，当输入端输入的是电信号时，光耦内部的发光器将产生光线，受光器在被光线照射到后后产生光电流，这样就完成了“电-光-电”控制过程。光耦有线性和非线性两种，对于开关电源的反馈回路，设计中通常采用的是线性光耦，这是因为线性光耦的电流传输曲线是线性的，传输小信号在这种情况下传输的稳定性更高。在本次设计中，采用了OPB871N557光耦。（3）基于TL431的光耦反馈控制电路如图所示。图3-8基于TL431的光控反馈回路输出电压大于11.5V时，TL431的参考端电压大于2.5V，此时阳极与阴极导通，从而光耦输入端的发光二极管导通，这时输出端的三极管也导通，输入到UC2843的comp端被拉低到0；当输出电压小于11.5V时，TL431的参考端电压小于2.5V，此时阳极和阴极不导通，发光二极管也不导通，输出端三极管截止，输入到UC2843芯片comp端的电压为高电平[26]。分析计算TL431反馈回路中电阻R1－R4的取值。在反馈回路中，电阻R1与电阻R2串联，担任分压的作用，输出电压恒定不变时，TL431芯片的参考端电压等于2.5V，尽量使得调整精确，电阻R1和电阻R２的取值选取也要采取精密的选择，应该选取的精度达到1%，而电阻R2的取值还要考虑TL431参考端的输入电流是1.8μA，而这个电流可能会影响电阻R1和R2的分压，所以为了尽量避免出现这一情况，同时也减少电路中噪声的影响，流过电阻R2的电流值要远大于TL431参考端的输入电流，可取为TL431参考端输入电流的100倍即0.18mA，故电阻R2的取值应该小于2.5V0.18mA=13.9kΩ，另一方面，考虑到电阻对电路的功率消耗，电阻R2的取值应该尽可能的小，本次论文设计中，输出电压为15V，考虑电阻R1取值为10kΩ，电阻R2取值为2kΩ电阻R3和光耦LED正极串联，再与电阻R4并联，这样构成一个电流源，这个电流源将为TL431提供最小工作电流，为使TL431正常工作，在流过电阻R3的电流趋于0时，也要大于1mA，而光耦LED的正向压降等于2V，则需要满足R另一方面，光耦的输出电流I4也存在条件，I4＝I3CTR，CTR指的是光耦的电流传输比，经查询数据手册知，光耦通过的电流最大承受值等于50mA，这时则需要考虑电路的限流保护作用，又因为TL431芯片的最大耐流值等于100mA，则有下面的满足条件R这里取电阻R3为750Ω，电阻R4取值1.5kΩ。就自动控制理论而言，对TL431反馈回路中的电阻R1~R4的取值分析是静态分析，那么对于电阻R5、电容C1的取值分析则是动态响应分析。这里的电容C1的设计是采用了相位补偿中的电容滞后补偿的方法。设计中通常引入负反馈来系统具有更好的性能，但是这一做法却可能会使得系统自激振荡，从而不稳定工作，为了消除振荡，使系统能够正常稳定工作，