【《微波整流电路设计》14000字（论文）】

13-STYLEREF"标题1"\n第一章STYLEREF"标题1"绪论10-微波整流电路设计摘要近年来，随着移动电子设备的不断推广，繁琐而又占空间的充电线成为我们生活的一大困扰，无线能量传输技术的发展受到广泛的期待和关注。微波无线能量传输作为无线传能技术中优势较为明显的一种，其传输距离可达千米级、传输功率大，具有非常广阔的发展空间。由于微波整流电路的效率是各个环节效率的乘积，那么每一部分的效率都至关重要，因此微波整流电路效率的提升对系统效率的影响十分关键。针对这一点，本文设计了一种915MHz高效率微波整流电路，通过仿真和实验进行了验证，并且对5.8GHz微波整流电路进行了拓展研究。整流二极管是微波整流电路中最关键的部分，本文从二极管的等效电路模型和理论知识出发，研究了二极管型号选择的依据，并根据仿真分析对选型进行验证。不同的电路拓扑类型所能得到的整流效率也大有不同，本文通过理论分析和仿真，在915MHz微波整流电路中使用倍压整流电路，在5.8GHz微波整流电路中使用并联整流电路。另外，为了提高效率，本文还设计了谐波抑制网络和阻抗匹配网络。在最终的实验测试中，微波整流电路工作性能良好。关键词：微波无线能量传输，微波整流电路，二极管选型目录TOC\o"2-3"\h\z\t"标题1,1,目录索引标题,1,目录索引加宽标题,1"第一章绪论 11.1 研究背景和研究意义 11.2 国内外研究现状 21.3 本文主要工作 4第二章微波整流电路的基本原理 52.1 引言 52.2 微波整流二极管及整流电路拓扑 52.3 传输线理论 82.3.1 传输线基本理论 82.3.2 传输线理论在微波整流电路中的应用 102.4 史密斯圆图 112.5 阻抗匹配理论 132.6 本章小结 13第三章微波整流电路设计与仿真 143.1 引言 143.2 915MHz微波整流电路设计 143.2.1 电路拓扑及二极管选择 143.2.2 谐波抑制网络设计 183.2.3 阻抗匹配 203.2.4 版图仿真 223.3 5.8GHz原理图仿真 233.4 本章小结 25第四章实验验证 264.1 引言 264.2 实验内容和实验方法 264.3 实验测试与分析 274.4 本章小结 29第五章展望和设想 305.1 工作总结 305.2 工作展望 30参考文献 32绪论研究背景和研究意义当前，随着电力电子科学技术的日新月异，便携式移动电子设备越来越成为我们生活中不可或缺的伙伴。电池是便携式电子设备赖以生存的基础，电池的充电方式和续航时间对这些设备来说意义重大。目前广泛采用的充电方式是有线充电，有线充电虽然效率高，实现简单，但是繁杂的线缆较占空间，灵活性差，远距离传输损耗较大，因此无线电能传输是当前发展的重要方向。无线能量传输(WirelessPowerTransmission,WPT)技术，是当前输电技术发展的新方向，无需导线，接收端和发射端无需接触，就能实现电能的传送。WPT技术最早由物理学家Tesla[1]提出，发展至今，现有的无线电能传输技术主要分为四类[2]：（1）电场耦合式无线能量传输(CaptivePowerTransmission,CPT)技术，通过近场进行能量的传输，其接收极板和发射极板间存在耦合电容，与电路中的电感形成谐振，借此传递能量。CPT技术的能量传输效率比较高[3]、设备体积和电磁干扰也比较小，但其无法实现远距离的无线能量传输。（2）磁场耦合式无线能量传输技术，能实现较大功率的传输，它的原理与CPT技术十分类似，但是不再是电场耦合，而是磁场耦合。而当两侧线圈频率趋于一致时，会发生磁谐振耦合作用，接收线圈会不断累积能量[4]，就能提高能量的传输效率，这种方式被称为磁谐振式无线能量传输(CoupledMagneticResonanceSystem,CMRS)技术。电磁耦合式对生物和生态的影响较小，穿透性强，方向对准性好，但其也只能实现中近距离的能量传输。（3）超声波式无线能量传输(UltrasonicWirelessPowerTransmission,UWPT)技术，以超声波为能量载体，发射端将电能转换成超声波，接收端接收超声波，然后将其转换成电能，实现能量的传输。UWPT技术聚焦性好[5]，热效应小，安全性比较高，但其传输距离也只有几厘米。（4）电磁辐射式无线能量传输技术，是微波式无线能量传输(MicrowaveWirelessPowerTransmission,MWPT)和激光式无线能量传输(LaserWirelessPowerTransmission,LWPT)的统称，均可实现远距离能量传输。其原理与UWPT较为类似[12]，都是将电能转换成其他形式的能量辐射出去，再由接收端进行接收并转换成电能，但由于微波和激光的自身特性，传输距离可达千米级。综上所述，电磁辐射式无线能量传输技术具有诸多其他三种无线输电方式所不具备的优点，可用于飞机、卫星的远距离供电，具有非常广阔的研究前景。而相比于LWPT容易受到大气条件干扰的特点，微波在空间传输损耗小，是目前国内外相关领域研究的重点内容。但是目前这一技术还处于起步阶段，以往的实验表明，MWPT的传输效率只能达到10%左右，因此提高系统效率是亟待解决的问题。如图1.1所示，MWPT系统由三部分组成：微波源、微波发射天线，还有微波整流天线，整流天线又包括接收天线和整流电路。在微波发射端，微波功率源把电能转换成微波辐射出去，在空间经过一定距离的传输之后，再由接收端接收能量并转换成电能提供给负载使用。图1.1MWPT系统示意图因此想要提高系统能量传输效率，必须对每一部分效率进行优化。经过相关科研人员不懈的研究，目前微波发射端的效率已经达到较高水平，而微波在空间中的传输会受到各种环境因素的影响，因此微波整流电路作为微波能量传输系统的重要组成部分，其效率的提升十分关键[13]。就目前无线能量传输系统的研究结果来看，由于微波会在自由空间中分散开来，接收端如何高效率的捕获微波能量以及将捕获的射频能量转换成直流量，是MWPT系统中最重要的问题之一，具有很重要的的研究意义。国内外研究现状通过电磁波进行能量传输的概念最早由赫兹提出和研究，1886年，赫兹通过两个线圈进行放电并实现接收，证明了电磁波的存在，促进了通信行业的发展。随后，1891年Tesla首次提出了无线电能传输的构想通过实验并进行了验证，证明这一构想是可以实现的。自此，通过对大量无线能量传输实验的总结，雷声公司的Brown博士于1961年提出了整流的概念，这一开创性的理念极大地促进了无线能量传输系统的构建。1963年，Brown博士利用偶极子阵列作为整流天线，首次实现了微波无线能量传输，为直升机进行供电，效率可达50%。自20世纪60年代以来，各国对微波整流电路的研究逐渐增多，整流效率的问题也逐渐成为关注的重点。整流二极管的损耗是影响整流电路效率最重要的因素，点接触式Si二极管是最早用于微波整流电路的二极管，Brown博士利用这种二极管搭建的桥式整流电路，效率可达近60%[6]。1970年，他又设计了新的微波整流电路，创新性的将新型器件——肖特基势垒二极管用于微波整流电路中，并且获得了76%的效率。电力电技术的进步离不开材料科学的不断发展，后来GaAs肖特基二极管问世，整流电路效率也因此显著提高，1977年Brown博士改进了整流电路拓扑，同时利用GaAs肖特基二极管进行设计，使得整流电路的效率突破了90%[9]，这也是迄今为止的最高纪录。我国的MWPT技术起步相对其他国家来说比较晚，但目前对相关理论和技术也有了比较深刻的研究，具备了扎实的基础。自20世纪90年代开始，国内多所高校和研究所将目光聚焦于MWPT系统的研究，其中以电子科技大学林为干教授的研究最为前沿，也是他最早在国内介绍了MWPT技术。近年来，国内对微波无线能量传输技术的研究主要聚焦在系统效率的提高上，而微波整流端的研究则集中在大功率、高效率以及宽输入功率范围等方面。目前，对于新型半导体器件——自旋二极管[7]在整流电路中应用的研究逐渐成为新的方向，有望实现整流效率新的突破。除了整流二极管自身性能对效率的影响之外，国内外学者还发现很多提高微波整流效率的其他方法，其中主要的两个途径是栅漏极同步和谐波抑制。在传统的单管整流电路中，由于二极管不是线性元件，通过整流管的信号存在一定谐波，导致电压和电流有一定重叠区，造成整流管的损耗，这些损耗是整流电路损耗的主要成分，因此减小电压电流重叠区也是提高整流效率的重要途径。目前很多射频整流电路都采用三极管来代替传统的整流二极管，在此类整流电路中，可以通过适当电路把三极管的栅极和漏极都接在功率输入端，并建立适当的反馈机制，通过反馈调整栅极和漏极的相位差[11]，以此提高整流效率。第二种方式是在整流电路拓扑中加入谐波抑制网络，达到去除高次谐波，稳定输出电压的目的，通过这种方式可以实现常用的F类整流，整流效率可达60%[8]。此外，还有一些相关领域学者对谐波抑制网络进行改进，将谐波能量回收以后反馈给整流输入端，将有害的谐波转换成可以再次利用的能量，提高整流效率。由于微波整流电路需要与微波接收天线配合来获取能量，接收天线和整流电路的协同设计将会是未来国内外研究的另一个重点[7]。另外，MWPT系统天线体积较大，接收端多路同时工作接线也比较复杂，因此接收天线和整流电路的集成设计有助于提高系统的整体性能，减小系统的体积和重量，也是微波无线传能系统发展的趋势之一。本文主要工作微波整流电路的研究涉及到许多关键技术，主要包括对二极管整流电路、谐波抑制网络和阻抗匹配电路的设计等。本论文的组织结构如下：第一章阐明了微波整流电路的研究背景和意义，介绍当前国内外研究的进展，并概括性的介绍了论文的主要工作。第二章结合不同微波整流电路拓扑介绍微波整流电路的的基本工作原理，并对相关基本知识和使用的工具进行介绍，包括传输线理论、史密斯圆图和阻抗匹配理论；第三章首先对ISM频段做出解释，选定915MHz为主要研究频率，5.8GHz为拓展研究频率，然后从915MHz微波整流电路的着手进行电路拓扑设计。二极管整流电路是整个微波整流电路的核心内容，本章首先结合二极管的自身参数选择了二极管型号，然后通过ADS仿真软件，结合功率容量和效率指标要求，选定了整流电路拓扑和二极管型号，之后对谐波抑制网络和阻抗匹配网络进行设计，最后对5.8GHz微波整流电路进行设计并介绍了其与915MHz微波整流电路的不同之处；第四章是微波整流电路的实验验证部分，首先对实验方法和测试设备进行简要介绍，然后阐述实验具体过程并给出实际测得的效率曲线图，并结合曲线图分析本文设计的微波整流电路的工作性能；第五章是对全文工作的总结，并结合在毕业设计过程中遇到的问题做出展望和设想。微波整流电路的基本原理引言微波整流电路是MWPT系统中负责将接收天线接受到的信号转换成直流信号的部分，其中最关键的部分是二极管整流电路，其次为了使输出电压更加平稳，需要在电路拓扑中加入谐波抑制网络，此外为了使电路拓扑能与MWPT系统的其他部分适配，提高系统效率，还需要进行阻抗匹配。因此整个微波整流电路拓扑结构如图2.1所示，其中微波信号源为输入端，为微波整流电路提供射频信号，代替MWPT系统中微波接收天线的作用，整流电路主要包括二极管整流电路、阻抗匹配电路和谐波抑制网络三个部分，本章将对该拓扑中涉及的基本理论知识进行介绍。图2.1MWPT系统示意图微波整流二极管及整流电路拓扑肖特基势垒二极管在微波整流电路发展中占据非常重要的一席之地，这种二极管目前发展已经比较成熟，性能优于普通二极管，制造成本也不高。不同于普通二极管，肖特基势垒二极管依靠多数载流子进行电流的运输，这使得它的正向导通压降低于普通二极管、反向恢复时间也比普通二极管要短，这种特性在射频电路中非常实用。图2.2为肖特基势垒二极管的等效电路模型，其中代表封装电感、表示封装电容；表示串联寄生电阻，和分别代表结电阻和结电容。图2.2肖特基势垒二极管等效模型为了更好地选择肖特基二极管，必须知道整流二极管的微波-直流转化效率与什么参数有关，以前这些参数如何影响二极管整流效率。式2.1给出肖特基二极管的效率计算方法：(2.1)式中A、B、C三项均可由二极管固有参数计算得到，如式2.2-2.3所示：(2.2)(2.3)(2.4)式中为二极管的输出电压，为负载阻抗，是二极管的前置电压，为二极管导通角。其中二极管的结电容与零偏结电容有关，可以表示为：(2.5)导通角θon可以表示为：(2.6)由此可知，主要影响整流效率的两个参数是和，这两个参数越小，则式2.1中整流效率越高，而和都是可以通过二极管的数据手册得到的。除了效率以外，二极管的击穿电压也是需要考虑的重要因素，因为它限制了整流电路的输入功率容量。除了整流二极管对效率的影响以外，整流电路的拓扑结构也是影响微波整流效率的重要因素。常用的微波整流电路拓扑主要包括串联整流电路、并联整流电路和倍压整流电路，其拓扑结构如图2.3所示。(a)串联半波整流电路(b)并联半波整流电路(c)倍压整流电路图2.3整流电路拓扑结构其中若忽略谐波的影响，串联整流电路和并联整流电路由于只有输入信号的正半周和负半周其中一个能够有效输出，理论上均只能实现50%的整流效率，而倍压整流电路的理论效率较高，因此将优先选用倍压整流电路进行设计。这里对倍压整流电路的工作原理进行简要分析：假设二极管均为理想状态，输入信号的峰值电压为VRF，在信号的负半周，如图2.4(a)所示，D1导通，D2截止，输入信号给C1充电直至C1电压达到VRF；而在正半周期，如图2.4(a)所示，D2导通，D1截止，输入信号给C2充电，由于此时电容C1上电压为VRF，因此C2将充电至2VRF，实现对负载的二倍压供电，获得较高的整流效率。(a)负半周期工作原理(b)正半周期工作原理图2.4倍压整流电路工作原理虽然理论上倍压整流电路的效率要高于串联和并联半波整流电路，但是上述分析没有考虑二极管损耗的问题。倍压整流电路由于有两个二极管，所产生的损耗也要远远高于单管整流电路，而对于射频电路来说，二极管造成的损耗是非常大的，因此后续还要结合输入信号的频率和二极管模型，利用仿真软件进行分析和验证。传输线理论传输线基本理论传输线是能够输送电磁能的结构设备，生活中常见的传输线有很多，音响线、音频屏蔽线等等都属于传输线的范畴。但是在不同的频率范围内，传输线的分析方法也是不同的，以信号波长的1/10为界限，当电路尺寸、器件尺寸这个数值时，电路为集总参数电路，可以运用常见的基尔霍夫电流、电压定律进行分析。而当尺寸大于信号波长的1/10时，就不能忽略电路的分布参数对电路性能的影响，由此可以推导出电路的下限频率[10]，在超过这个频率的范围内则必须使用分布式参数进行分析：(2.7)其中l是电路、器件的尺寸，vp是电磁信号的相速度，其大小由光速c、介电常数εr和磁导率μr决定。此时可以将传输线细分为无数个小的线元，每一个线元可以等效为如图2.5所示的电路，在这个小的线元中，基尔霍夫电路定律是可用的。图2.5传输线等效电路为了更方便地进行谐波抑制和阻抗匹配网络设计，必须对传输线的输入阻抗有所了解，下面将结合等效电路推导传输线的输入阻抗。图2.5中由KVL可得：(2.8)式2.8可以表示为导数形式：(2.9)由KCL，同样可以得到：(2.10)化成导数形式：(2.11)对一阶微分方程2.9和2.11进行联立求解，可以得到两个指数函数如下：(2.12)(2.13)其中k与传输线类型有关，可以表示为：(2.14)在计算输入阻抗之前，这里需要先引入特性阻抗Z0的定义，特性阻抗虽然不会因为电压和电流的变化而变化，但是通过它可以将电压和电流联系起来，具有非常重要的作用。特性阻抗定义为：(2.14)结合式2.9和式2.12、2.13可得：(2.15)式2.8-2.15均为对传输线上某一线元的描述，下面将结合一定长度的传输线分析输入阻抗的求解方法。如图2.6所示的一端接有负载的传输线，建立一个以负载处为原点的反向坐标系，并引入反射系数，即反射与入射电压的比值：(2.16)图2.6一端接负载的传输线示意图在距离负载为d处，输入阻抗可以表示如下式2.17，其中β代表衰减系数，可以用频率和相速度或波长表示，或。则在该处输入阻抗可以表示为：(2.17)将式2.16带入式2.17可得(2.18)传输线理论在微波整流电路中的应用由2.1节可知，微波整流电路拓扑中除了二极管整流电路，还需要通过谐波抑制网络滤除影响输出电压的基波和高次谐波，而这里的谐波抑制网络，就需要通过传输线理论进行设计。微波集成电路中的传输线一般采用微带线，其结构如图2.7所示，它由介质基片、导体带和接地金属平板构成，能有效地传输射频信号。通过控制导体带的宽度和长度，就可以改变微带线的特性，因此用微带线来设计射频电路十分方便。图2.7微带线结构图射频电路的谐波抑制网络一般采用λ/4开路枝节进行设计，对于开路枝节，其负载趋于无穷大，则式2.18可以化简为式2.19。而此时，d的值为λ/4，代入式2.19可以发现Zin趋于零，即对相应次数的谐波短路，可以起到滤除该次谐波的作用。(2.19)在微波整流电路中，影响效率的主要是基波、二次、三次以及四次谐波，假设输入信号频率为f，则只需要在电路中加入分别对应频率为f，2f，3f，4f的谐波抑制枝节，就可以滤除谐波。史密斯圆图史密斯圆图(Smith,chart)是一种用于传输线问题求解的图表工具。由美国的PhillipSmith发明，1939年，他把输入阻抗进行归一化处理之后，在反射系数平面上画成一套等值圆，用来求解传输线问题。史密斯圆图有阻抗圆Z-Smith和导纳圆Y-Smith两种，其本质是一样的，只是阻抗圆中用电阻R和电抗X表示，导纳圆中用电导G和电纳B表示，如图2.8所示。Smithchart的横轴为纯电阻（导）线，线上的每一点对应的都是纯电阻（导），Z-Smith圆图阻抗零点为横轴左端点处,代表阻抗短路点，圆图中心Z=1，代表匹配点，而Y-Smith恰好相反，横轴右端点为开路点。此外，Z-Smith圆图的上半圆代表感性，下半圆代表容抗，Y-Smith也与之相反。(a)Z-Smith圆图(b)Y-Smith圆图图2.8两种史密斯圆图借助史密斯圆图，可以更快速地求得传输线的输入阻抗，因为他们都与反射系数有所关联。史密斯圆图的基本原理在于上式2.16，这里将它进行归一化处理，分式上下同时除以，式中是归一化的负载值，。(2.19)这里Z0是特性阻抗，一般为50欧姆，因此反射系数Γ与Zin就是一一对应的关系，结合式2.17，就能得到所需要的的传输线输入阻抗了。而反射系数Γ，即S参数中的S11，可以通过ADS仿真软件直接获取，同时软件中会直接将反射系数平面映射到输入阻抗Zin平面，下面将给出其映射关系。由于阻抗一般为复数形式，这里将反射系数也改成由复数表示的形式：(2.19)这样Zin也可以用改成复数表达形式，为了和上文的归一化处理相配合，这里在等式的两边也直接同时除以Z0：(2.19)对上式进行化简，可以得到:(2.19)ADS仿真软件中会直接给出zin的值，只需要将其直接乘以特性阻抗Z0,就能直接得到传输线的输入阻抗，这为阻抗匹配电路的设计带来了极大的方便。阻抗匹配理论阻抗匹配技术可以减小传输线中信号的反射，使从源到负载的功率传输最大，在射频电路中具有举足轻重的地位。阻抗匹配网络一般为无源网络，设置在源和负载之间，目标为使负载阻抗和源阻抗形成共轭关系。阻抗匹配的方法主要分为两种，一种是通过分立元件，即电容、电感进行匹配，主要用于频率较低的电路，一般为1GHz以下；另一种是通过微带线进行匹配，主要用于频率较高的电路，一般为1GHz以上。利用分立元件进行阻抗匹配一般为L型匹配电路，如图2.9所示。图2.4L型阻抗匹配网络网络中电感电容的参数可以通过计算得到，也可以利用史密斯圆图进行匹配，其中数学计算所得的结果较为精确，但是计算过程十分繁琐，而利用史密斯圆图进行匹配则较为简单，但需要对匹配结果进行调整和修正。本章小结本章是对微波整流电路中所涉及的理论知识的介绍，包括肖特基势垒二极管的电路模型和微波整流电路的拓扑类型，分析了其工作方式和影响效率的主要参数，并结合理论进行了初步选型。此外，还简要介绍了电路中设计用到的传输线理论基本知识及应用，以及相关工具史密斯圆图。微波整流电路设计与仿真引言ISM频段是由美国联邦通信委员会定义的工作频段，为多个国家的通信领域所使用。目前射频电路常用的工作频段主要有中心频点为915MHz的902–928MHz频段、中心频点为2.45GHz的2.420–2.4835GHz频段以及中心频点为5.8GHz的5.725–5.875GHz频段。本文将对915MHz频点的微波整流电路进行主要研究，并将5.8GHz频点的微波整流电路进行扩展研究，本章是对915MHz微波整流电路的设计、仿真和5.8GHz的原理图仿真。设计的指标为输入功率容量达到30dBm，效率达到50%以上。915MHz微波整流电路设计电路拓扑及二极管选择由第二章可知，微波整流电路拓扑主要包含二极管整流电路、谐波抑制网络和阻抗匹配三部分，其中二极管整流电路是整个拓扑的核心和关键，因此先对整流电路进行设计。常用的微波整流电路主要有串联、并联和倍压三种，根据理论分析，倍压整流电路的效率高于串联和并联整流电路，下面借助ADS仿真软件可以对这三种整流电路进行仿真试验。由2.1节可知，肖特基二极管的串联寄生电阻和零偏结电容是对整流效率影响最大的参数，因此要尽量选择Rs和Cj0较小的二极管；同时为了满足功率容量的要求，二极管的反向击穿电压Vbr要足够大。这里选择Avago公司的肖特基二极管进行仿真试验，该公司生产的整流二极管由于其开启电压低，整流效率高，受到很多相关研究者的青睐。下表列出了几个常用型号整流二极管的参数：表3.1常用肖特基二极管型号及参数型号VbrRsCj0HSMS280X75V30Ω1.6pFHSMS281X20V10Ω1.1pFHSMS282X15V6Ω0.7pFHSMS286X7V6Ω0.18pF由上表可知，HSMS282X系列肖特基二极管较高，和较小，符合设计的要求，下面采用该系列二极管的实际模型进行仿真试验。在ADS中分别搭建串联、并联和倍压整流电路拓扑，其中仿真频率为915MHz，负载为300Ω，如图3.1(a)、3.1(b)和3.1(c)。图中采用大功率S参数控件对15-32dBm范围内的输入功率进行扫描，通过负载端电流表和输出电压计算负载所得的功率并计算效率，以获得对应的输出效率曲线。(a)串联半波整流电路(b)并联半波整流电路(c)倍压整流电路图3.1不同类型整流电路仿真仿真结果如图3.2所示，其中输入功率单位为dBm（分贝毫瓦），是射频电路中常用的功率单位，dBm与W的转换关系为：(3.1)图中三条曲线分别对应串联半波整流电路、并联半波整流电路和倍压整流电路。可以看出，串联整流电路效率在整个输入功率范围内都比较低，最高效率只有35%，达不到设计指标的要求；并联整流电路虽然在输入功率较低时效率很高，但当输入功率达到17dBm之后始终低于倍压整流电路，且在30dBm之后急剧下降，这是因为整流二极管已经被击穿，功率容量无法达到指标要求。因此，串联整流电路和并联整流电路的性能均无法达到设计要求，而倍压整流电路效率较高且功率容量较大，这里选择倍压整流电路来完成设计。图3.2整流电路仿真结果在选定整流电路拓扑之后，要对肖特基二极管的型号进行选择，采用表3.1中的四个不同系列二极管HSMS2802、HSMS2812、HSMS2822和HSMS2862搭建结构完全相同的倍压整流电路并给定同样的输入功率和频率，仿真得到输出功率曲线如图3.3所示图3.2整流电路仿真结果从图中可以看出在HSMS2802和HSMS2812虽然击穿电压较高，功率容量达到要求，但其效率明显低于HSMS2822，这是因为他们的Rs和Cj0比较大；而HSMS2862虽然在输入功率较低时效率很高，但是其在22dBm时已经击穿，达不到功率容量30dBm的要求，因此选择HSMS2822作为后续设计使用的整流二极管。谐波抑制网络设计二极管产生的高次谐波分量会导致整流管的损耗增大，输出电压纹波大，因此要在电路拓扑中加入谐波抑制网络，滤除基波以及高次谐波分量。本文中采用λ/4开路枝节进行谐波抑制，ADS中的LineCalc工具提供计算线长和线宽的功能，通过计算结果如表3.2所示，其中基波对应的频率为915MHz，二次谐波对应的频率为1830MHz，三次谐波对应的频率为2745MHz，四次谐波对应的频率为3660MHz。表3.2谐波抑制网络参数表线宽/mil线长/mil基波64.001918.90二次谐波64.06959.12三次谐波64.10638.87四次谐波64.15478.63根据915MHz射频电路对介质基片的要求，这里使用的板材是Rogers的RO4350B型号，一种适用于高频电路的板材，其耗散因子为0.0037，介电常数为3.66。按照表3.2中参数搭建仿真电路，源阻抗和负载阻抗均选定为传输线的特性阻抗50Ω，在图中MSub控件中就可以设置介质基板的参数，这些参数从板材的数据手册中可以得到，如图3.3所示。图3.3谐波抑制网络仿真电路图由于仿真电路拓扑中不含信号源，只需使用ADS中的S参数模型进行仿真，S参数又称为散射参数，可以反映系统传输信号和反射信号的能力。如图3.4所示二端口网络，S参数包含S11，S21，S22，S12四个参数，其中(3.2)表示端口2匹配时端口1到端口2的正向传输系数，能反映谐波功率从端口1向端口2的传输情况，通过观察S21参数的大小，就可以知道谐波抑制网络是否发挥作用，S21参数越小，则谐波抑制网络的效果越好。图3.4S参数示意图用S参数控件对频率进行扫描，扫描范围为500~4000MHz，仿真结果如图3.5所示。从图中标记点数据可以看出，其中各次谐波对应的S21都在-20dB以下，谐波抑制效果良好。图3.5谐波抑制网络仿真参数阻抗匹配为使微波信号能更加有效的从源传送到负载，减小反射，提高微波整流电路的稳定性，必须要在电路中插入阻抗匹配网络。由于915MHz微波整流电路频率较低，可以采用分立元件进行匹配，在进行阻抗匹配之前，必须求得电路的输入阻抗是多少。由于不同的负载阻抗也会影响整流电路的性能，因此需要先在30dBm的输入功率下对10~1000Ω范围内的负载进行扫描，找到效率最佳的负载点。如图3.6所示，在负载为300Ω处得到最高效率为76.5%，因此选择负载为300Ω处进行阻抗匹配。图3.6变负载效率曲线下面结合2.7节所述Smithchart与输入阻抗的映射关系，用ADS中的LSSP控件对频率进行扫描，对应的扫描范围为500~1500MHz，设置特性阻抗值为50Ω，求得电路在不同频点的的S11参数及电路在915MHz处输入阻抗。如图3.7所示。(a)(b)图3.7加入阻抗匹配环节前后915MHz处阻抗由图可知，915MHz处输入阻抗为66.2+j5.7Ω，而源阻抗为50Ω，因此需要将输入阻抗匹配到50Ω，这里采用先串联电容在并联电感的方法。上文的仿真使用的都是理想电容电感，与实际情况相差较大，这里将电容和电感均替换成数值近似的Murata的实际模型，得到最终的原理图仿真拓扑，如图3.8所示，其中阻抗匹配部分电容容值为6.2pF，电感感值为22nH，得到新的输入阻抗如图3.7(b)所示，十分接近50Ω。图3.8915MHz整流电路仿真拓扑至此915MHz倍压整流电路原理图仿真部分已经基本完成，通过仿真对效率和功率容量进行验证，输出电压和效率的波形分别如图3.9(a)和3.9(b)所示，3.9(a)中电压纹波在0.35V左右，在输出电压的5%以下，输出电压比较平稳；3.9(b)在输入功率为33dBm时效率峰值达到78.9%，比加入谐波抑制网络之前高了2.4%；在输入功率达到33dBm时，整流效率才开始急剧下降，二极管被击穿，因此功率容量也达到了30dBm，符合设计要求。(a)(b)图3.9输出电压和效率版图仿真由于上述仿真中元件的连接线均使用理想连接线，而实际实验中需要使用微带线来进行连接，且原理图仿真中没有考虑到微带线之间的电磁耦合等问题，因此与实际情况相差较大，需要利用ADS中的联合仿真功能对倍压整流电路进行进一步的验证。图3.10(a)为由原理图得到的版图电路。将版图电路放入原理图文件中，再连接电容电感和倍压二极管等元件，得到如图3.10(b)所示的仿真电路图。这里新加入了连接所用的微带线，需要重新进行阻抗匹配，得到的电容容值和电感感值分别为4.7pF和12nH。(a)(b)图3.9版图和原理图-版图仿真电路由图3.10(b)仿真所得的倍压整流电路效率波形如图3.11所示，输入功率为32dBm时，效率最高为76%，比原理图仿真下降了2.9%，电路工作状态良好。图3.10输出电压和效率5.8GHz原理图仿真5.8GHz微波整流电路拓扑结构与915MHz基本相同，但是随着频率的增加，电路能处理的微波功率往往会更小，同时效率也会有所降低，因此电路的设计复杂度也会随之上升。由于电路拓扑设计中采用了相同的设计方法和结构，这里不再对电路设计步骤进行一一介绍，只对与915MHz微波整流电路设计差别较大的部分进行详细描述。按照图3.1搭建频率为5.8GHz的三种微波整流电路拓扑，拓扑中仍选择性能较优的HSMS282X系列二极管，得到如图3.12所示的效率曲线。与915MHz的情况明显有所不同的是，这里倍压整流电路的效率不再是最高的，只有10%左右，反而是单管并联整流电路效率较高，可以达到65%。因此在5.8GHz微波整流电路拓扑中不再使用倍压整流电路，而是选择并联单管整流电路，但是这里也存在一个问题，那就是二极管在输入功率为25dBm时已经击穿，效率直线下降。图3.12不同整流电路拓扑的效率比较针对上述输入功率容量达不到30dBm的情况，解决的方案就是在电路中加入一个直流滤波器，这里采用无限大电容和λ/4微带枝节来设计。如图3.13，当电容趋于无穷大时，负载阻抗ZL趋于0，由式2.18可得，此时电路对于奇次谐波来说近似于开路，对于直流量和偶次谐波来说近似于短路。因此可以达到反射奇次谐波同时使偶次谐波通过的目的，提高微波整流电路的功率容量。图3.13直流滤波器示意图如图3.14所示，即为5.8GHz微波整流电路仿真拓扑，其中采用100pF的电容来代替理论中的无限大电容和λ/4微带枝节构成直流滤波器。谐波抑制网络部分改用十字型枝节代替T字形微带枝节，以减小电路对于信号的不连续性，同时减小电路板尺寸，降低成本。图3.145.8GHz微波整流电路此外，由上文2.5节可知，频率在1GHz以上的电路不能采用分立元件进行阻抗匹配，因此这里采用微带线作为匹配电路，如图3.14中源右侧两段微带线。最终得到的仿真结果如图3.14所示，其中输入功率为31dBm时，整流效率可得61.9%，输出电压纹波很小，说明电路设计效果良好。(a)(b)图3.14输出电压和效率本章小结本章对915MHz微波整流电路的设计和仿真做了具体介绍，包括电路拓扑的选择和二极管的型号选择；抑制基波、二次谐波、三次谐波以及四次谐波的谐波抑制网络的设计；阻抗匹配电路的设计和原理图-版图联合仿真验证。此外还对5.8GHz微波整流电路做了研究，总结了其与915MHz微波整流电路在设计上的不同之处。实验验证引言本文第二章和第三章分别介绍了微波整流电路的理论知识和设计方法，并借助ADS仿真软件完成了原理图仿真和版图-原理图联合仿真验证。在仿真结果性能较好的基础上本章将通过对915MHz微波整流电路的的实验测试和结果分析，进一步对前文设计的微波整流电路进行验证，以确定其设计的合理性。实验内容和实验方法根据前文分析，微波整流电路的输入功率和负载都会对整流效率产生很大的影响，因此需要分别测试整流电路在不同输入功率和不同负载阻抗下的工作情况。测试方法如图4.1所示，由RF信号源为微波整流电路提供射频信号，但是由于信号源的输出功率较小，无法满足输入功率30dBm的要求，因此需要功率放大器对信号进行放大。功率放大器之后还需要连接定向耦合器，这里定向耦合器有两个作用，一个是防止功率回流，影响整流电路的效果，一个是对输入信号进行采样，并由功率计显示采样信号的大小，以实时获得整流电路的输入功率。负载采用可调纯电阻负载，利用万用表测量阻值，由于这里输出电压为直流电压，只需用万用表测出其电压值Vo就可以求得最终的输出功率：(4.1)图3.14微波整流电路测试方法图中除万用表以外所有的连接线均为射频同轴线，所需要的设备及其型号如表4.1所示：表4.1测试设备及其型号设备名称设备型号微波信号源功率放大器定向耦合器功率计万用表其中定向耦合器采用的是贴片式定向耦合器，它的内部是两条位置足够近的传输线，分别称为直通线和耦合线，这样他们之间的功率可以相互耦合。作为四端口元件，功率从定向耦合器的一端输入，就会从输出端口几乎无损的输出，而采样端口则会采样一个小信号进行输出，这里使用的是采样端口相对输入端口衰减20dB的定向耦合器，最后一个无输出的端口连接50Ω的贴片电阻。实验测试与分析根据第三章仿真所得电路版图制作微波整流电路实物，如图5.1所示，电路中电容电感均采用Murata的贴片电感和贴片电容，负载端接0~1000Ω可调的滑动变阻器。整流电路输入端接SMA转接头，用来连接定向耦合器。图中黑色电路板即为用来承载贴片定向耦合器的印刷电路板，输入端口、输出端口和采样端口都连接有SMA接头，用以和同轴线相连。将整流电路和测试设备按照图5.1进行接线，调节微波信号源频率为915MHz，采用固定输入功率调节负载的方式进行实验测试，测试平台如图5.3所示。图5.2微波整流电路样机图5.3微波整流电路测试平台实验中需要记录定向耦合器的采样值和电压表的输出电压。考虑到信号源和定向耦合器的输出范围限制以及仿真结果的变化趋势，设置输入功率范围分别为30dBm、28dBm和26dBm，负载从50~600Ω变化，测得输出电压，计算效率并绘制曲线图如图5.4。图5.4变输入功率效率曲线由图可知，三条分别对应不同输入功率的效率曲线趋势大致相同，与仿真比较符合。在负载阻抗小于200Ω时，输入功率为26dBm的情况，即红色曲线效率最高；在输入功率大于200Ω时，输入功率为28dBm的情况，即黑色曲线效率最高，而输入功率30dBm时的效率反而比较低。这是因为线路、SMA转接头中存在一定的损耗，再加上二极管实际情况与模型还是存在一定的偏差，导致最佳输入功率点略有偏移。效率最高点为28dBm输入对应的400Ω负载处，最大效率值为73.2%，达到设计指标的要求，电路工作性能良好。由图5.4还可以看出，在较宽的负载阻抗范围内，该微波整流电路都有较高的效率，下面对其进行验证。选定三个负载点分别为100Ω、300Ω、400Ω和600Ω，在固定负载的情况下，调节输入功率从25~30dBm范围内变化，测量输出电压并计算效率，绘制曲线图如图5.5所示。图5.4变负载效率曲线图中蓝色曲线为负载阻抗为100Ω对应的效率，可以看出，此时效率较低，最高只能达到52%；负载为400Ω时整流电路效率最高，可达73.4%，且在300Ω和600Ω处效率也比较高，与400Ω处接近。此外，曲线变化趋势较为平缓，在25~30dBm的输入功率范围内效率变化比较小，说明该整流电路不仅效率较高，而且在较宽的输入功率和负载阻抗范围内工作性能良好。本章小结本章是对微波整流电路的实验验证和分析。由于微波整流电路最终输出的是直流电，因此只要测出输出电压就可以得到效率值，结合这一点，本章先对效率的测试和计算方法进行可阐述。实验采用控制变量法，具体内容包括固定输入功率测负载-效率曲线和固定负载测输入功率-效率曲线，最后对实验结果进行了分析，证明设计的微波整流电路的工作性能良好。展望和设想工作总结作为能实现能实现远距离、大功率输电的一种新型无线传能技术，MWPT在空间供电、偏远地区特殊地形供电等领域具有非常广阔的应用前景。而微波整流电路作为MWPT的核心技术之一，其效率的提高是实现高效率微波无线传能不可或缺的部分。因此，本文研究和设计了一种高效率微波整流电路，并进行了仿真和实验测试，验证了电路设计的合理性。本文完成的主要内容如下：（1）查阅相关文献资料，对比现有的各种无线传能技术，介绍了MWPT技术的优势和应用场景，同时调研了国内外对于无线传能技术的研究进展。最后结合发展现状介绍了提高微波整流效率的几种方法，确定了本文要研究的内容。（2）对微