【《开关电源电路设计及Saber仿真分析》19000字】

目录开关电源电路设计及Saber仿真分析开关电源电路设计及Saber仿真分析摘要开关电源技术的应用极其广泛，在它出现的短短几十年的时间内，已经广泛应用于人类社会的各个行业，对人类社会科技的进步、生产力的发展都有积极地推动作用，现在已经大范围利用计算机仿真技术来研究、分析并设计应用开关电源。电路设计存在各种不同的方案，利用计算机仿真技术可以进行模拟分析，然后确定电路形式，仿真验证从而达到优化设计的目的，而利用这一技术，对于开发过程的会出现的盲目复杂性的问题可以减少，对开发周期可以大大缩短，也能减少设计成本。Saber仿真软件是具有混合仿真系统，它在模拟、数字、控制量方面的仿真都能够支持，在不同的方面解决问题，堪称业界标准。本论文利用saber软件来完成设计任务。本文首先介绍了开关电源的工作原理，然后选取了反激式开关电源为研究对象，设计反激式开关电源电路，通过saber软件进行仿真，优化设计输出电路，达到改善输出电压纹波的目的。在反激式开关电源电路中，设计RCD吸收电路，计算参数选取合适元件，通过选取UC2843芯片作为主控仿真设计软启动电路，另外，设定变压器工作在DCM模式，在输出电路部分拟采用TL431稳压管和光耦来构成闭环反馈设计，以此完成整个反激式开关电源的电路设计。关键词：开关电源Saber仿真纹波抑制目录目录 XI摘要 13第一章绪论 141.1研究背景与意义 141.2开关电源仿真研究现状 141.3本论文结构安排 14第二章开关电源电路仿真基础 152.1开关电源的拓扑结构 152.2开关电源的工作原理 152.3反激式开关电源工作原理 152.4反激式变换器的工作模式 172.4.1断续工作模式（DCM） 172.4.2连续工作模式（CCM） 182.5计算机仿真与Saber仿真软件 182.5.1计算机仿真概述 182.5.2Saber仿真软件简介 192.6本章小结 20第三章开关电源电路设计 213.1开关电源设计指标 213.2控制芯片UC2843及外围电路 223.2.1软启动电路设计 233.3开关管的计算与选择 243.4RCD钳位电路 253.4.1钳位电路工作原理 253.4.2钳位电路元件参数计算选择 263.5变压器的设计 263.5.1高频变压器设计原则 263.5.2变压器参数计算 283.6输出反馈回路设计 303.6.1反馈环路控制理论 303.6.2反激式开关电源的反馈回路 313.6.3反馈回路设计 323.7输出电压纹波抑制 363.7.1纹波的产生与抑制 363.7.2纹波抑制电路设计 363.8本章小结 37第四章Saber仿真软件验证及优化 384.1Saber中原理图搭建 384.2电路设计仿真验证与分析 384.2.1软启动电路仿真验证 384.2.2RCD钳位电路仿真验证 404.2.3变压器设置 434.2.4反馈电路仿真验证 444.3输出电压纹波测试与优化 484.4本章小结 50第五章总结与展望 51参考文献 52第一章绪论1.1研究背景与意义现如今在高速发展的电力电子技术影响下，人们的工作、生活越来越离不开电力电子设备。另一方面，电力电子设备需要由电源来提供功率，电源性能的好坏将会对巨顶电力电子设备是否可以稳定安全的工作以及它的使用寿命时间长短，因此可靠的电源就显得尤为重要。现在使用较为常见的直流稳压电源有线性稳压电源和开关电源。线性稳压电源，一般工作在工频情况下，噪声和干扰较小，输出的稳定性也较高，缺点是变压器因为体积较大而显得笨重、较低的工作效率(一般在30%左右)，另外要求输入电压的范围也比较严格。相对于线性稳压电源而言，开关电源则成本较低，其有简单的内部结构，内部的功率器件一般在高频开关状态工作，在变换电压时，电感线圈会积蓄能量，是通过这一过程实现的，因此电源消耗较小，也能达到比较高的工作效率(可以达到90%以上)，开关电源的应用在很多场合已经基本替代了线性电源，是电源发展的在新时代的趋势[1,2]。开关电源技术的应用极其广泛，在它出现的短短几十年的时间内，已经广泛应用于人类社会的各个行业，对人类社会科技的进步、生产力的发展都有积极的推动作用。现在已经大范围利用计算机仿真技术来研究、分析并设计应用开关电源。电路设计存在各种不同的方案，利用计算机仿真技术可以进行模拟分析，然后确定电路形式，仿真验证从而达到优化设计的目的，而利用这一技术，开发过程的会出现的问题可以得到解决，可以大大减少开发时间，设计成本也更低。Saber仿真软件在电力电子领域被誉为全球最先进的系统仿真软件，是由美国Synopsys公司设计的，本次设计采用Saber仿真软件开展数字电路和模拟电路的仿真对开关电源和进行优化，改善开关电源输出电压的纹波，提高开关电源的性能。1.2开关电源仿真研究现状在开关电源电路的仿真方面，目前也有许多的研究应用了各种电路仿真软件。国内普遍使用的Pspice在功率电子仿真和模型方面正在不断加强，在一项基于Pspice对全桥式逆变电路进行仿真[3]，观测输出电压波形发现负载变化对电路电流的影响不大;PSIM软件有完整的元器件和控制芯片的模型库，无需自行搭建模型，在一项基于PISM的开关电源Boost电路的仿真研究中，对Boost工作模态分析，观察工作波形并按照设计指标计算，得出输出电容取适当值可以降低输出电压纹波[4];MATLBAB/SIMULINK在电路仿真中同样具有不少的应用，例如对整流-逆变-整流主电路结构的典型PWM控制的开关电源仿真[5]，这种分析方法和建模具有纯数学思路；除此之外，也有应用Multisim对开关电源电路仿真，利用脉宽调制式控制芯片UC3842设计单端反激式开关电源[6]，但Multisim的仿真精度不高;利用Saber仿真软件开展对开关电源的仿真研究也不在少数，在一项以flyback开关电源为对象的研究中，通过对电路元器件建模，进行容差分析，再对电路优化设计，达到电源可靠性分析的目的[7]。此次研究，我将采用Saber软件对开关电源电路进行仿真，相比于Pspice等仿真软件而言，Saber中含有精度相关的参数要更丰富，有更好的精度。对于仿真算法，Saber中采用专利算法，对于闭环系统的收敛性有很大的改善作用，在高精度方面有很好的建树，在复杂的闭环震荡电路中比如开关电源电路，从电路中各点波形变化趋势到波形上的纹波参数与真实值之间的差异都非常小。在仿真器设置的方面，Saber的仿真器设置考虑的方面较广，更为合理，从截断误差、时间步长、结果保存和输出等的设置到分段仿真、条件仿真等，这些方面都能或多或少的对仿真精度、速度和结果的准确性造成影响。1.3本论文结构安排本文基于Saber仿真软件，开展关于开关电源电路的设计，通过改善开关电源的输出电压纹波，提高开关电源的性能。在课题研究中，开展数字电路和模拟电路的仿真，同时设计了一种高可靠性的开关电源。本文的结构安排为：第一章介绍了开关电源的研究背景及意义，并通过举例说明了开关电源仿真的研究现状，然后提出本次课题研究的意义及必要性。第二章对开关电源的拓扑结构和工作原理做了简要介绍，然后分析了反激式开关电源的工作原理和工作模式，最后概述了计算机仿真技术与Saber仿真软件。第三章对本次开关电源电路进行设计，分析各局部电路工作原理，对元器件计算并确定设计参数。第四章针对第三章的电路设计及元器件参数计算在Saber软件中仿真验证，并对电路作出优化。第五章对本文做了总结，并表达了针对此次研究的展望。

第二章开关电源电路仿真基础2.1开关电源的拓扑结构开关电源一般分为直流-直流和交流-直流两类，这两类开关电源其实在本质上都是直流-直流开关变换器，故而对于开关电源的拓扑结构来说也就是直流-直流开关变换器这一种拓扑结构，相对来说较为常用的拓扑结构有以下几个：（1）降压式（Buck）变换器；（2）升压式（Boost）变换器；（3）升降压式（Buck-Boost）变换器；（4）单端正激式变换器；（5）单端反激式（flyback）变换器；（6）半桥式变换器；（7）全桥式变换器；（8）推挽式变压器[8]。2.2开关电源的工作原理开关电源通过控制电路的作用，使得如晶体管、晶闸管、场效应管、等电子开关器件在工作过程中不断地在导通和关断这两种状态之间切换，并且利用电子开关器件实现对输入电压的脉冲调制的目的，从而完成交流-直流、直流-直流电压变换，并且能够自动稳压以及可以调整输出电压[9]。换言之，交流电源的电压输入在经过整流滤波电路的作用后变成直流电，接着利用高频PWM(也就是脉冲宽度调制)或PFM(也就是脉冲频率调制)实现对开关管的控制，直流电在这时再输入到开关变压器的一次侧，随后高频电压会在变压器的二次侧感应出来，同理，这个电压也会通过整流滤波电路作用之后供给负载。有时候会通过一定的补偿电路反馈给控制电路来反应输出部分，这里是通过控制PWM占空比，来稳定输出，使输出电压趋于一个稳定值。2.3反激式开关电源工作原理在BUCK-BOOST电路基础上通过一定的演变，然后得到反激式（flyback）开关变换器，这一类开关变换器是在功率开关管截止期间对负载进行能量的传输，其基本拓扑如下。图2-1反激式开关变换器反激式开关电源可以划分成两个不同的工作阶段：开关管Q1(即MOSFET管)导通期间和截止期间[10]。Q1导通期间：变压器T的初级电感线圈Np此时流过电流Ip,并且电感线圈储存能量(E=Lp*Ip2/2),因为变压器初级线圈Np和次级线圈Ns的极性是相反的，因此在变压器的次级部分输出整流二极管VD是反向截止的状态，这时负载没有能量传输。电压Ui连接在变压器T的初级线圈绕组Np上，初级电流Ip随之增大，储存的能量也随之增加，变压器的次级部分二极管VD此时将承受到反向电压，此时负载的能量由电容C2放电来提供。在开关管Q1导通期间，输入电压Ui是加在变压器的初级线圈绕组Np上的，次级的线圈绕组Ns的极性与初级线圈绕组Np极性恰恰是相反的，故次级的线圈绕组Ns上的感应电压Us=-(Ns/Np)Ui,整流二极管VD此时会反向截止，使用没有次级电流流过，储能滤波电容C2放电给整个回路负载提供能量，设导通时间TON时结束，初级电流从最小值ipmin增长到ipmax,并且是线性规律，表达式为ip在开关管导通期间，增加的磁通量为ΔΦ（＋），根据电磁感应定律可知ΔΦQ1关断期间：由楞次定律分析，变压器的初级线圈绕组Np有反向感应电动势的产生，变压器次级部分的整流二极管VD此时也正向导通，此时有电流流过负载。二极管导通时，开关管Q1上的电压等于Ui+nUo,变压器给电容充电，初级电流和次级电流为：Is=nIp.在TON时刻，驱动脉冲电压为0，开关管Q1截止，变压器次级部分的整流管VD正向导通，变压器线圈电感储存的能量通过二极管VD向滤波电容C２提供能量充电，同时有输出电流流过负载。变压器的次级线圈电感设为LS，次级侧的电流从最大值减小到最小值，也是线性变化的，这时tI开关管Q1截止期间，变压器完成去磁作用，磁通量以线性规律减小，等于ΔΦ由磁通平衡的原理可以得到ΔΦ（＋）＝ΔΦ（-）。2.4反激式变换器的工作模式反激式变换器在稳态条件下工作时，每个周期结束时依据电感线圈此时是否放电到0，能够把变换器的工作模式划分为连续导通模式（即CCM），断续导通模式（即DCM），临界导通模式（BCM）[11]。连续导通模式和断续导通模式如图所示。图2-2断续模式与连续模式2.4.1断续工作模式（DCM）开关管截止期间，电感线圈放电到0，那么变压器次级电流也随之降低到0，可以说此时反激变换器是在断续导通模式工作的，即DCM模式。在功率开关管导通期间变压器将其在初级线圈中储存的能量全部传输到次级线圈中，工作过程为：开关管Q1导通时，初级电流IP以线性规律增加，导通结束时，初级电流IP也增大到最大值，开关管Q1截止瞬间，储存到变压器初级线圈中的能量传送到次级线圈，次级电流从最大值同样开始以线性规律减小，减小到0以后，开关管Q1关断，此下一个导通周期还未到来，所以电容将对负载进行能量的传输。2.4.2连续工作模式（CCM）开关管截止期间，电感线圈放电没有到0，则二次侧电流也没有降低到0，那么此时反激变换器工作在断续导通模式，即CCM模式。开关管Q1导通时，初级线圈中的电流IP从一个正值开始以线性规律增大，Q1关断瞬间，二次侧电流线性下降到这一正值。2.5计算机仿真与Saber仿真软件2.5.1计算机仿真概述近年来由于科学技术的巨大进步，具有效率高、精度高、可靠性高和成本低等许多特点的计算机仿真技术，在电力、通信和能源等各领域都能看见它的应用。计算机仿真可以减少大量繁杂的人工劳动，避免因为误差模型造成不必要的损失，能在很大程度上节省设计成本并减少设计周期，极大地推动了电力电子行业的蓬勃发展[12]。在计算机的电力电子仿真中，不同的仿真软件和方法各有其特点以及针对性，当然也有其局限性，计算机仿真技术在现今的发展趋势中，出现了各种仿真软件，这些仿真软件也在拓宽其适用面，功能也更加丰富和强大，就目前而言，两种比较有代表性的方法是：（1）系统：建立的模型仿真忽略了高频分量对系统的影响。（2）元件：建立的模型仿真尽可能的考虑到每个元件的所有特性。计算机仿真的一般过程为图2-3计算机仿真的一般过程2.5.2Saber仿真软件简介Saber仿真软件是一款混合信号模拟仿真现代电子设计自动化软件，它是由美国的Synopsys公司设计推出的。作为混合技术优化设计、混合信号仿真以及验证工具的业界标准，它在电子、电力电子、机械、机电一体化、光学、光电、控制等领域内的各种类型系统构成的混合系统仿真，处理各种复杂的混合信号设计并对其验证设计合理性方面而言，功能极其强大。其在数字、模拟、控制量等方面的混合仿真兼容性高，从初始的系统开发到设计完成后的详细验证过程中可能会出现的等各种问题都能得到较好的解决[13]。Saber仿真软件包括SaberSketch和SaberDesigner两部分。绘制电路图是在SaberSketch中完成，而电路得仿真模拟分析则是在SaberDesigner中进行,可以在SaberScope和DesignProbe中查看仿真模拟得结果，其具有以下特点：（1）集成度高。绘制原理图和模拟仿真可以在一个仿真环境中进行；（2）完整的图形查看功能。（3）高级仿真功能完整。直流工作点分析、交流小信号分析、瞬态分析、直流扫描分析、蒙特卡罗分析、应力分析、零极点分析、傅里叶分析等仿真分析都能进行；（4）模块化和层次化。一个局部电路可以通过创建一个符号来代替，并应用于层次设计及模拟仿真；（5）强大的收敛性分析。Saber仿真器选择的算法，可以使得遇见收敛性问题的可能性降到最低。相对于其他电力电子领域内的仿真软件，Saber是具有一些独到的优势的，例如有：（1）无论是由底向上的系统验证抑或是自上而下的系统设计都能支持；（2具有功能十分强大的混合仿真器；（3）在较为苛刻的条件下，即使是单一的仿真信号内核，仿真结果同样精确有效；（4）对系统进行仿真时，软件内部依次通过5种不同算法进行，一种算法失败，随之有下一种算法继续进行仿真过程，平衡了仿真精度和仿真时间之间的矛盾，力求以最少的时间仿真得到最高的仿真精度；（5）可以通过直观的可视化图形界面对整个仿真过程达到全面控制。2.6本章小结本章首先对于开关电源的各种拓扑结构以及开关电源得工作原理做了分析及介绍，在此基础上，对于本文的研究对象--反激式开关电源详细阐述了其工作原理及工作过程，并相应地介绍了反激式开关电源的两种工作模式，这是本次研究的主要理论依据。其次再介绍了计算机仿真技术在现代的广泛应用，以及它在应用于电力电子领域时的优势及特点，随后引出本次研究的主要仿真工具—Saber仿真软件，对其主要功能及特点做了简要的分析介绍，这是本次研究的主要技术平台支撑。

第三章开关电源电路设计对于开关电源的设计，几乎都要按照下面的步骤来进行，选择合适的拓扑则是最主要的步骤，使得设计合理且达到使电源稳定工作的目的。不同的开关电源有各种适合的拓扑结构，而各种拓扑结构都有其适用场合，反激式电路由于其结构简单，本次设计将选取反激式开关电源为设计对象，如图为开关电源设计步骤：图3-1开关电源设计步骤3.1开关电源设计指标本次设计采用UC2843PWM电流型控制芯片为核心，设定变压器工作在DCM模式，搭建了具有两路输出的反激式开关电源，相关参数指标设计如下:输出纹波系数：≤3%开关频率f以下是各部分电路设计.3.2控制芯片UC2843及外围电路本次设计采用UC2843控制芯片为核心，UC2843控制芯片是一款高新能固定频率的电流型芯片，它可以用极少的外部器件实现直流到直流的转换以及离线控制功能，因此在设计离线式的直流变换电路中，它具有很广泛的应用，如下所示为内部结构[14]。图3-2UC2843内部结构图它的内部包含了有电流检测器、基于PWM原理的锁存器、误差放大器EA、互补功率放大输出单元、振荡器OSC、欠电压保护电路、“图腾柱”输出端、5V标准参考源和一些辅助电路[15]。开关电源的核心部分是PWM脉宽调制器，它产生的驱动信号的频率固定，而且脉冲宽度是可以调整的，而输出电压高低的调节，是通过功率开关管的导通和截止状态来控制的，以此稳定输出电压。内部的锯齿波发生器在工作时提供的时钟信号频率是不会改变的。闭环调节系统的构成是利用了误差放大器EA和PWM比较器一起实现的。用通过输出电感的电流信号，在脉宽比较器输入端与误差放大器的输出端信号相比较，这样控制驱动信号的占空比大小，从而使得误差电压的变化可以随着输出电感电流的峰值发生相应的变化。在系统电路运行中，若出现输出电压因某些因素降低的情况，那么驱动信号的脉冲宽度也会在脉宽调制器的控制下发生改变，从而使得占空比增大，这样将升高斩波后的平均值电压，也就是增大占空比，使斩波后的平均值电压升高，也会使得输出电压升高，相反的，若输出电压增大，那么驱动信号的脉冲宽度也会在脉宽调制器的控制下发生改变，从而使得占空比减小，这样将降低斩波后的平均值电压，也就是减小占空比，使斩波后的平均值电压降低，也会使得输出电压降低。UC2843控制芯片外围电路如图所示：图3-3UC2843外围电路其中VCC和VC通过15V直流电压源供电，输出端接开关电源输入电路的MOS管，反馈回路的反馈信号接入comp端，按照经验，RCT脚接8.2kΩ电阻和1.5nF电容接地，而vref和comp端则设计了一个软启动电路。3.2.1软启动电路设计电源在刚通电开启的时候，电路也还没有进入稳定的工作状态，此时需要一段时间来产生整个电路的输出电压，所以电路其实是相当于开环的，在电路逐渐进入稳定工作的这段时间内，芯片的输出脚输出信号的PWM脉冲占空比会很大，这种情况可能会使得开关管因为电压过高被击穿或者开关管的导通时间过长而直接烧毁。处理这种情况的方法是设置如上图所示的软启动电路，其有电阻R，二极管D，电容C所示。电阻R是与UC2843芯片的8脚VREF相连接，而UC2843芯片的1脚COMP端则与二极管D的阳极相连接。软启动电路设置完成后，电源刚导通时电容C的两端电压此时为0，对于UC2843芯片内部的电流检测比较器而言，它的反向输入端电压此时也是0，UC2843芯片的输出脚输出信号为低电平，电容C将随着UC2843的comp端的恒流源和verf端的5V基准电压通过给电阻R放电时充电[16]，这样comp端的电压也逐渐增大，就不会出现电源一接通就输出满偏的情况，同时也使得电流检测比较器内部的反向输入端电压是慢慢升高的，同步比较逐渐升高的电压和ISENSE脚的电流检测电压[17]，控制输出脚输出的占空比逐渐增大的PWM脉冲，达到让电路正常启动的目的，这一过程即为软启动[18]。这里选择电阻R为100k，电容C为1μF，二极管没有具体的需求，选择普通的二极管1N4148即可满足需求。3.3开关管的计算与选择对于开关稳压器而言，功率开关管一般是集成内部芯片中，开关电源在利用脉宽调制器设计时，是离不开功率开关管的。在开关电源的应用中功率开关管主要包括有以下三种：（1）BJT（双极型）；（2）MOSFET（金属－氧化物半导体场效应晶体管）；（3）IGBT（绝缘栅－双极型）。功率开关管的选择需要注意两点，一个是开关管的开关速度，一个则是开关管的导通压降。这两点都和额定电压相关，导通压降随着额定电压越高它也越高，开关速度则相反，额定电压越高，开关速度则越慢。故在选择功率开关管时，需要在额定电压等于实际工作电压1.2~1.5倍条件下，尽量在低压功率开关管中选择。在功率开关管的三种类型中，MOS管的具有较短的开关时间，在开关频率达到100kHz－1MHz的PWM调制器中应用较多，而且它是通过电压来驱动的，静态驱动电流在这时是不需要的，其还具有通态电阻小的特点，这也意味着MOS管的损耗较低，目前中、小功率开关电源中选择功率开关管的趋势中，大部分都比较青睐MOSFET开关管。（1）MOS管的耐压值选择需要满足条件：V即MOS管漏源极间耐压值应该要2倍于最大直流输入电压,在本论文设计中最大输入直流电压值Vdcmax（2）MOS管的耐电流选择需要满足条件：I其中Idrms指的是MOS管通过的电流有效值，Iout指的是输出电流值，Po指的是输出功率，V（3）MOS管的导通损耗为：P即其导通损耗等于MOS内阻和有效电流值的平方。综上选择MOSFET耐压值为800V的MTB4N80E。3.4RCD钳位电路开关电源中MOSFET开关管截止的瞬间，因为能量储存在变压器的铁芯中，此时经初级绕组的漏感通过后，产生的尖峰脉冲电压很高，而输入电压、次级绕组圈反射到初级绕组因此产生的反电动势和这个尖峰脉冲电压这三者叠加后，直接接到MOS管的DS漏源极，MOS管会很容易被击穿烧毁，所以必须在变压器初级绕组回路中设计一个RCD钳位电路，防止MOS管被击穿[19]。同时必须要选择合适的RCD钳位电路参数，否则无法起到对MOS管的过压保护作用，还会增加开关电源管的功耗，使开关管的温度升高，降低开关电源的效率。3.4.1钳位电路工作原理反激式开关电源中设计的RCD钳位电路由电阻R，电容C和二极管D组成，故称RCD钳位电路，如图，开关管的等效模型是存在寄生电容的，这个寄生电容在这里是Coss，在MOS管导通和截止期间，RCD钳位电路的工作状态为：当S1关断时，流过漏极DS的电流在极短时间内减小到零，二极管D导通，电容C的电容值远大于Coss，故电感L释放的能量绝大部分提供给电容C充电。而电容两端电压是无法突变的，它的容量值越大时，电压变化率就越小，所以，电容C的设置就是为了使得MOS管漏源极电压尖峰值变得更小，同时也降低MOS管电压波形变化率。流过绕组的电流变换方向时，二极管D是截止的状态，电容C也停止充电，随后电容C向钳位电阻R提供能量放电[20]。若R太小，电容C放电越快，放电电流极大，很有可能致使钳位电阻R温度过高，损坏电阻，同时，钳位电容C两端电压波形也会越平滑。若C太小，电容C充电越快，在极短时间内就会充满，MOS管漏源尖峰电压将会很高，电压波形变化率也越快，导致电路出现EMI问题。若C太大，电容C两端电压上升得很缓慢，变压器次级绕组反激过冲较小，使得变压器初级绕组能量不能迅速的传递到次级绕组。若R、C值适中，电容C两端电压波形变化率较小，MOS管漏源尖峰电压较小，S导通时，电容C两端电压放到接近次级绕组反射电压，等待下一次S导通到来，可以正好释放完能量。3.4.2钳位电路元件参数计算选择（1）电容C两端的电压有可能直接冲到漏感电压和反电动势的叠加值，即V电容C的作用是吸收变压器漏感的能量，其容量C的值由下式决定：C其中Le表示漏感，单端反激式开关变换器一般为40~100μH，假设漏感等于原边电感得3%，这里取45μH计算；Vr指的是反电动势，且Vr=2nVoutI（2）电阻R得设置是消耗变压器开断期间电容C放出的能量，电容C释放能量时，漏感电动势∆Vpp的值不发生变化，根据放电常数τ和变压器关断时间的关系可以得到（以周期的0.63RC其中T=1f，f是变压器的工作频率；功耗是P=L二极管D的取值，要确保耐压值大于10%的叠加值，而耐流值的选择则要超过输入电流平均值的10%，另外根据经验，选择慢速二极管时，对于EMI较好[21]。3.5变压器的设计变压器利用线圈绕组互感来完成能量传送或者信号传输的，在开关电源的主电路中，变压器可以隔离输入电路与输出电路，也可以变换电压，在控制电路中，则可以隔离或者变换检测、驱动信号。在开关电源的设计中，设计合适的变压器显得尤为重要，变压器的选择将直接影响整体电路的性能。3.5.1高频变压器设计原则（1）满足匝数比原则依变压器工作原理，不考虑绕组电阻时，初级、次级电压比等于侧匝数比。设变压器初级绕组匝数为Np,次级绕组匝数为Ns,输入电压的最小值等于Vinmin，输出电压等于Vo,整流二极管的压降等于VDF，占空比TON/TS的最大值等于Dmax。本次设计的开关电源变换器是单端反激式的，则必须满足条件如下：N（2）满足磁芯不饱和要求设变压器一次绕组上的电压方波值是Vin，一次绕组匝数等于NP，由法拉第电磁感应定律V又因为磁通φ=BS，在0~TON时间内积分，而由I可以得到

N其中Vin是输入电压，TON是开通时间，单位是μs；S是面积，单位是cm2（3）满足温升最小和损耗的要求变压器在工作过程中，会出现温度升高的情况，这是由于磁磁芯产生的损耗（即铁损）和绕组的电阻发热产生的损耗（即铜损）引起的。随不同大小的工作频率，变压器的铁损和铜损大小之间的关系也不一样，而铜损在一次绕组和二次绕组损耗相等时最小，当铁损与铜损相等时，变压器的总损耗值最小，变压器的温升计算方法是总损耗与变压器热阻的乘积[22]。在设计变压器时，为获得最小的铜损，应使得初级绕组所占的面积和次级绕组所占的面积相等，对磁芯的工作频率和磁通密度的选择都要尽可能合理，取得最小的铁损。假设初级绕组匝数等于NP，铜导线的电阻为ρ（Ω∙mm），磁芯可绕线的面积是ACW（mm²）,初级绕组的占有率等于K0，故每匝对应的面积是ACWKR初级绕组线圈匝电阻等于

R由于高频电流的趋肤效应，阻值会增大，用交流高频电流电阻与直流电阻之比RAC

R所以初级绕组的铜损等于

P（4）满足分布参数限制在最小的要求由于开关电源变压器在工作时传输的电压和电流一般而言都是高频脉冲，发生瞬变的时由于变压器自身存在的分布电容和漏感会造成浪涌电流、尖峰脉冲电压以及振荡的出现，不仅有电磁干扰的危害，还会造成不必要的损耗、时工作效率降低、增加功率开关器件的应力。导体与导体之间存在电位差，这个电位差致使了分布电容的出现，而漏磁通则是造成漏感的原因，在满足上述要求外，应尽量减少线圈匝数，减小分布电容和漏感对电源工作的影响。3.5.2变压器参数计算（1）设计参数指标为本次研究设计参数如下：输入电压Vin=400V输出电压1V1=5V输出电压2V2=15V输出功率1P1=5W输出功率2P2=15W输出纹波系数≤3%开关频率fs设定变压器工作在DCM模式下。（2）计算最大占空比（Dmax）本次设计指标为输入最小直流电压VDCminV这里，VMmax是开关管MOSFET的耐压值等于800V，Vo是输出电压等于15V，所以

D（3）变压器工作在DCM模式下，此时原边脉动电流和峰值电流的比例因数Kap=1[（4）计算原边电流和原边电感量计算平均电流I计算峰值电流I故原边电感量L（5）选择磁芯大小由于变量过多，初始选择是粗略的，通过AP法来计算。绕组填充系数K取0.3，磁通密度ΔB取0.2T，电流密度J一般在200~600Acm4之间，这里取300，效率η预设为0.8，视在功率

A经过计算并通过参照变压器磁芯数据表，选择ETD19磁芯。（6）计算原边绕组、副边绕组和偏置绕组匝数设定变压器工作在DCM模式下，根据法拉第电磁感应定律有原边绕组匝数N这里的Ae是铁心等效截面积，查找ETD１９磁芯的数据表可知Ae=41.30mm²副边绕组由公式N这里VD3.6输出反馈回路设计开关电源控制系统主要是由PWM调制器、变压器、开关管驱动电路、反馈控制环路等构成，故开关电源的动态响应和反馈控制设计关系紧密，在设计反馈控制回路前，需要得到PWM控制器、变压器、开关管驱动电路等的动态模型，然后得到被控元器件的数学公式，由此推导得到传递函数，在分析时域特性和频域特性，由此从理论上分析开关电源的动态模型和补偿回路。3.6.1反馈环路控制理论如图所示的控制系统框图图3-4控制系统框图系统的闭环传递函数为V当分母1+G(s)H(s)=0时，可知输出将等于无穷大，系统也不收敛，不可靠工作，缺少稳定性[24]。令经过上述简单计算分析可知，G(S)和H(S)在影响扰动信号的情况下，扰动信号的模依旧没有改变，另一方面相位变化了180°，我们则可以判定这是一个不稳定工作的闭环系统。然而，这个系统因为是负反馈系统的缘故，H(S)对扰动信号产生影响之后，已经发生了180°的相位变化，基于这个原因，我们在描述这样的负反馈的闭环系统，则为：若扰动信号在主电路的影响和反馈电路的影响下，它的模大小没有发生改变，它也没有相位变化，我们则称这是一个不稳定工作的系统。系统的传递函数的增益为等于1的时候，我们称这个频率是穿越频率，换算为dB单位：20log1=0dB。以自动控制理论来说，在穿越频率点上，当相位变化不是等于180°时，这个系统就能稳定工作。但是由于系统的变化性，各种参数可能受环境因素影响发生改变，若这种影响是的相位变化趋于180°，那么系统则有很大可能会由稳定变成不稳定工作的状态，在实际中要预设这种情况的出现并尽量规避它，此时应保证系统的开环传递函数相位变化与180°之间留有充足的裕量。现在在工程设计中普遍的处理办法是留有45°的相位裕量，这也意味着相位变化要比135°小，这种处理方法既顾及了环路系统的稳定性，另一方面也满足了系统动态响应速度的要求，理论分析知留有的相位裕量若其值太大，那么会导致系统动态响应的速度慢下来。根据自动控制理论，在整个系统的环路电路中，如果有一个极点，那么增益曲线斜率会在此极点转折频率上增加-1，如果有一个零点，那么增益曲线斜率会在此零点的转折频率点上增加+1，这也就是工程上称的零极点系统。3.6.2反激式开关电源的反馈回路对于反激式开关电源而言，由于反激式拓扑没有LC滤波电路造成的-180°相位落后，所以反馈补偿回路较为简单。输出滤波电路有一个零点和一个极点，所以在工程设计上通常用具有一个零点和一个极点的Ⅱ型补偿电路作为反激式拓扑的反馈控制电路。如图所示是Ⅱ型补偿电路的微分等效电路。图3-5典型Ⅱ型补偿电路的微分等效电路其传递函数为

G变压器工作在DCM模式下，其本质上是一个储能电感，开关周期内变压器的初级绕组线圈储存的能量传递到次级侧，如图所示。图3-6典型开关电源能量传输回路断续模式下控制到输出的传递函数为G这里，CO1是主反馈电容，RC1是主反馈电容的ESR，则是等效到主反馈的总负载，wz是传递函数的零点，wz=直流增益为G依据上述自动控制理论分析，在主电路上添加反馈回路后，为了使得系统稳定工作，要让系统的开环传递函数满足：（1）穿越频率留有的相位裕量在理论上要比45°大；（2）幅频曲线在经过穿越频率点时，应该满足其斜率等于-20dB/decade；（3）相位变化等于-180°时，应该尽量使得增益裕量比10dB小；（4）尽可能增大低频增益3.6.3反馈回路设计对于单端反激式开关电源，在设计这一电路的反馈回路时，稳压管TL431与光耦模式的应用是比较常见且广泛的，本次设计也将采用这一结构。UC2843芯片作为一款电流型控制芯片[25]，它将位于变压器的初级侧来控制开关管MOSFET，而在反馈回路中，稳压管TL431扮演的角色是基准和反馈误差放大器，它通过对输出电压信号采样，这时将会计算出一个误差电压，而这个误差电压在光耦的作用下将转变成误差电流，然后耦合到初级电路，与UC2843芯片的comp端相连接，输入到UC2843中，在这个输入的误差电流下，UC2843芯片内部会有相对应的占空比信号产生，并通过这个信号控制开关管MOSFET，这种反馈回路的设计的优势在于可以将反馈信号时间直接等效于放大器的传输时间，提高了系统的动态响应速度。（1）基准电源芯片TL431是一款性能优良的三端可编程式并联稳压器，它的电压可调范围为2.5~36V。其等效电路图如图所示：图3-7TL431等效电路图TL431芯片有三个引脚，这三个引脚是参考电压、阳极和阴极，其中，在参考端存在两个电阻，这两个电阻起到分压的作用，参考电压经过这个引脚输入；阳极一般情况下接地；阴极则一般接一个限流电阻到电源的正极。因此在功能上，可以简化成内部集成电路2.5V的基准电压、差分运算放大电路和集电极开路的三极管构成。在等效电路图中，Vref的值是2.5V，得到的参考电压V（2）光耦是一种通过光线采样作为中间介质，然后再传输电信号的器件，当输入端输入的是电信号时，光耦内部的发光器将产生光线，受光器在被光线照射到后后产生光电流，这样就完成了“电-光-电”控制过程。光耦有线性和非线性两种，对于开关电源的反馈回路，设计中通常采用的是线性光耦，这是因为线性光耦的电流传输曲线是线性的，传输小信号在这种情况下传输的稳定性更高。在本次设计中，采用了OPB871N557光耦。（3）基于TL431的光耦反馈控制电路如图所示。图3-8基于TL431的光控反馈回路输出电压大于13.5V时，TL431的参考端电压大于2.5V，此时阳极与阴极导通，从而光耦输入端的发光二极管导通，这时输出端的三极管也导通，输入到UC2843的comp端被拉低到0；当输出电压小于13.5V时，TL431的参考端电压小于2.5V，此时阳极和阴极不导通，发光二极管也不导通，输出端三极管截止，输入到UC2843芯片comp端的电压为高电平[26]。分析计算TL431反馈回路中电阻R1－R4的取值。在反馈回路中，电阻R1与电阻R2串联，担任分压的作用，输出电压恒定不变时，TL431芯片的参考端电压等于2.5V，尽量使得调整精确，电阻R1和电阻R２的取值选取也要采取精密的选择，应该选取的精度达到1%，而电阻R2的取值还要考虑TL431参考端的输入电流是1.8μA，而这个电流可能会影响电阻R1和R2的分压，所以为了尽量避免出现这一情况，同时也减少电路中噪声的影响，流过电阻R2的电流值要远大于TL431参考端的输入电流，可取为TL431参考端输入电流的100倍即0.18mA，故电阻R2的取值应该小于2.5V0.18mA=13.9kΩ，另一方面，考虑到电阻对电路的功率消耗，电阻R2的取值应该尽可能的小，本次论文设计中，输出电压为15V，考虑电阻R1取值为10kΩ，电阻R2取值为2kΩ电阻R3和光耦LED正极串联，再与电阻R4并联，这样构成一个电流源，这个电流源将为TL431提供最小工作电流，为使TL431正常工作，在流过电阻R3的电流趋于0时，也要大于1mA，而光耦LED的正向压降等于2V，则需要满足R另一方面，光耦的输出电流I4也存在条件，I4＝I3CTR，CTR指的是光耦的电流传输比，经查询数据手册知，光耦通过的电流最大承受值等于50mA，这时则需要考虑电路的限流保护作用，又因为TL431芯片的最大耐流值等于100mA，则有下面的满足条件R这里取电阻R3为750Ω，电阻R4取值1.5kΩ。就自动控制理论而言，对TL431反馈回路中的电阻R1~R4的取值分析是静态分析，那么对于电阻R5、电容C1的取值分析则是动态响应分析。这里的电容C1的设计是采用了相位补偿中的电容滞后补偿的方法。设计中通常引入负反馈来系统具有更好的性能，但是这一做法却可能会使得系统自激振荡，从而不稳定工作，为了消除振荡，使系统能够正常稳定工作，则采用相位补偿法，即上文提到的穿越频率的相位裕量一般要大于45°，这里引进极点，使增益迅速降低，在相位角尚未到达135°时降到0，系统稳定，此时引入零点，同极点相反，使曲线斜率维持到1，这便是工程上常采用的具有一个零点和一个极点的Ⅱ型补偿电路。TL431反馈回路的传递函数为G代入s=jω，则有G模‖相位角∠由上文可知DCM模式下控制到输出的传递函数是G3.7输出电压纹波抑制3.7.1纹波的产生与抑制纹波就是叠加在直流分量中的交流分量，它是由于功率高频开关作用在输出端产生的[27]。开关电源电路中，输出电流在流经输出电容时，输出电容存在等效电阻，因此产生压降，这时电容上不断地有脉动电流流过,它的频率等于电源的频率。纹波的存在有许多潜在的危害[28]：在用电器上产生谐波；使电源的工作效率变低，损耗增加;比较大的纹波会产生浪涌电压或电流，电器有可能被烧坏;增加附加损耗，降低发电、输电及用电设备的效率和设备利用率;产生噪音，图像音响设备将不能正常工作。故而纹波的抑制成为开关电源稳定可靠工作的首要任务。电容的ESR是指电容的等效串联电阻。在理想条件下，电容是不存在电阻的，但是在实际的应用中，电容会像电阻一样引起压降。我们在设计开关电源时，应该考虑电容的ESR，并选择其值小的电容，以达到抑制纹波的目的。一般而言，我们有三种方式来减少电压纹波：（1）选择较大的电感和输出滤波电容。因为流过电感的电流，其波动时的值的大小和电感的值成反比，电压纹波的大小则与输出电容值是反比关系，所以选择大的电感和电容可以很有效地减小纹波；（2）选择LC滤波器。在抑制噪声纹波的应用中，LC滤波器可以起到很好的作用，其可以合理计算并选择电感电容构成的滤波电路来除去指定频率的纹波；（3）输出接LDO滤波。这是目前最有效的方法，有恒定的输出电压，并且可以保持原本的反馈系统，缺点是功率高，成本也高。3.7.2纹波抑制电路设计在本次论文设计的反激式开关电源电路中，开关频率为135kHz，考虑在输出端通过电容的并联来降低电容的ESR，来降低输出电压的纹波。5V输出端没有反馈电路，15V输出端设计有反馈补偿回路。如图所示为输出部分电路原理图。图3-9输出电路设计如上图所示，在5V输出端，通过220μF电容与10μF电容并联，并与负载电阻5Ω并联；在15V输出端，负载电阻15Ω，也采用220μF电容与10μF电容并联，并与500Ω并联，并在Saber仿真软件中进行仿真验证。3.8本章小结本章先对此次开关电源的设计指标作了介绍，然后分析各部分电路，对电路元件进行计算，其中包括对控制芯片UC2843的选择及内部电路结构功能分析，然后设计外围电路，分析了软启动电路的原理，并对电路中的元件参数计算，RCD钳位电路的工作原理及设计计算，然后对主电路部分的功率开关管MOSFET和变压器进行了计算选型，其后设计并分析了TL431芯片与光耦构成的反馈补偿回路的工作原理并分析了回路的动态响应，选定合适的元器件参数，最后，对此次开关电源设计目标—抑制输出电压的纹波简析了其抑制办法并设计了相应的电路，在此基础上，下一章节中，将对各部分电路进行基于Saber仿真软件的仿真验证，在仿真的基础上合理设计，完成本次开关电源电路设计。

第四章Saber仿真软件验证及优化4.1Saber中原理图搭建基于前文介绍的Saber仿真软件以及对开关电源电路的设计，此次设计将在Saber仿真软件中搭建完整的电路原理图，对各部分设计电路进行对应的仿真分析，做出相应的优化设计。下面是Saber中搭建的原理图。图4-1Saber搭建原理图4.2电路设计仿真验证与分析本论文在Saber仿真软件中针对所设计的反激式开关电源进行仿真验证分析，开始先验证各部分电路设计是否合理，以及参数选择是否正确，利用Saber仿真工具完整的仿真功能，多种仿真方法相结合，从而完善各部分电路的参数选择，对整体电路起到优化作用，从而设计出合理、完整、可靠的反激式开关电源。4.2.1软启动电路仿真验证在电源刚刚接通是时，加在电路中的电容电压缓慢上升得较为缓慢，在UC2843控制芯片的comp端，占空比缓慢展开，完成软启动过程。如下图4-2为软启动过程中，UC2843芯片的comp端电压波形。图4-2软启动过程comp端波形可以观察到UC2843芯片的comp端电压缓慢升高，同时占空比也逐渐增大。同时，软启动过程中，按照设计要求的两路输出，5V端和15V端输出电压波形如下图所示：图4-35V输出电压图4-415V输出电压由两端输出电压可知，5V端输出电压缓慢升高，趋于5.17V；15V端输出电压缓慢升高，然后趋于15.14V，基本符合软启动过程的预设要求，同时也基本符合本次开关电源设计的输出电压预设，下文将对输出电压做进一步的仿真分析。4.2.2RCD钳位电路仿真验证本论文设计RCD钳位电路原理图搭建如图所示图4-5RCD钳位电路原理图依据上文的计算分析，下面以两组电阻R、电容C不同取值来仿真验证RCD钳位电路的设计合理性。取电阻R=33kΩ，电容C=2.2nF,此时开关管MOSFET漏极电压波形和驱动电压波形如下图所示：图4-6开关管MOSFET漏极电压1图4-7开关管MOSFET驱动电压1观察电压波形可知，驱动电压波形占空比是0.236，幅值是16.427V，由图4-5可知开关管MOSFET的电压峰值应力为653.14V，经过计算，此时电阻的功耗等于1.6W；取电阻R=100kΩ，电容C=10nF，同理进行瞬态分析，在CosmosScope中有开关管MOSFET的漏极电压波形和驱动电压波形如图所示：图4-8开关管MOSTFET漏极电压2图4-9开关管MOSFET驱动电压2观察电压波形可知驱动电压波形占空比是0.235，幅值是16.654V，由图四-8可知开关管MOSFET的电压峰值应力为676.58V，经过计算，此时电阻的功耗等于0.78W。比较两组R、C的值，得出满载工作占空比达到23%，且功率开关管MOSFET漏极电压均小于700V，在留有足够安全裕量的情况下，开关管MTB4N80E的耐压值符合设计要求；此时流过MOSFET的峰值电流波形如图所示：图4-10开关管MOSFET峰值电流其峰值电流为0.8976A，亦符合设计要求。另一方面，第二组R、C的值相对与第一组R、C的值都适当增大，MOSFET管驱动电压基本没有变化，漏极电压幅值有小幅增大，同时，相对于R为33kΩ时，其功耗为1.6W，而电阻R为100kΩ时，其功耗为0.78W，为了减少RCD钳位电路能量的消耗，避免降低开关电源电路的效率，故选择电阻R=100kΩ，电容C=10nF.4.2.3变压器设置Saber仿真软件中，变压器的参数设置如图所示：图4-11变压器参数设置其中，线性变压器的参数说明如下表所示：L1初级电感量L2次级绕组电感量L3第三绕组电感量N1初级匝数N2次级匝数N3第三级匝数len磁路长度area磁路截面面积K互感系数Matl磁芯材料Len_air气隙长度，mLen_fe磁路长度，m表4-1变压器参数说明因为电感比等于匝比的平方，依据上文有原边电感量是1.59mH变压器匝比为120:10:4，故在Saber仿真软件中变压器参数设置为L1=1.59m，L2=1.65u，L3=11.04，如上图4-11所示。4.2.4反馈电路仿真验证依据第三章中输出反馈回路的设计，Saber仿真软件中搭建原理图的反馈补偿回路部分如下图所示。采用TL431稳压管与光耦的模式，在Saber仿真中，光耦元件使用OPB871N557XV。图4-12反馈补偿回路在第三章的计算中，15V端输出电压通过R1=10kΩ和R2=2kΩ分压，TL431芯片的参考端（ref）电压为2.5V，同时确定R3=750Ω和R4=1.5kΩ并联，下面通过仿真验证并选择补偿电容C的取值。如图所示是电阻R5两端电压波形图:图4-13R5两端电压TL431稳压管的ref端电压波形如图所示：图4-14参考端电压由电压波形图可知，电阻R5两端电压等于2.4956V，TL431的参考端电压等于2.4964V，两者基本相等，验证了上文分压的理论计算。启动过程中，TL431的电压和电流波形如图所示：图4-15TL431阴极电压图4-16TL431阴极电流分析启动过程TL431芯片阴极电压和阴极电流波形，以及参考端电压波形，在1.217ms时刻参考端电压逐渐升到2.5V，此时三极管导通，阴极开始有电流通过并迅速升高，阴极电压逐渐增大，并在此时发生跳变，验证了上文中TL431的工作过程。如下图所示是UC2843芯片RCT脚的电压波形。图4-17UC2843芯片RCT脚波形由波形图可以看出，振荡器斜波，以此来提供所需要的斜率补偿。此时通过负载的电压波形如图所示：图4-185V端负载电压波形图4-1915V端负载电压波形由图4-17可知，1.6ms时刻输出电压过冲达到5.29V，其后缓慢降落，最终达到稳定，电压在5.10V附近，因此，需要适当调整匝比，确保输出电压能够稳定在5V；由图4-18可知，输出电压在1.7ms左右过冲达到15.372V，过冲不是很大，其后缓慢降落，在5.0ms左右趋于稳定，并后续一直保持在15.0V左右，动态响应效果较好，但响应速度较慢，可适当调整反馈补偿电路，更改反馈补偿电容值。4.3输出电压纹波测试与优化按照第三章中对输出电路抑制纹波的设计，在Saber仿真软件中对开关电源电路进行瞬态分析（TR分析），并分别测试5V和15V输出电压端的纹波电压。如下图所示为5V输出端，在未设置电容并联时，输出纹波波形。图4-205V输出未并联电容纹波电压由波形图可知，输出电压稳定在5.07V左右，此时电压峰值达到5.2456V，故此时纹波系数达到4.8%，可见此时纹波电压过大，偏离设计指标，不符合设计要求。因此，设计通过220μF电容与10μF电容并联，来减少输出电压的纹波，如下图所示是并联电容后的输出纹波电压。图4-215V输出并联电容纹波电压由波形图可知，此时输出电压在5.13V左右，电压峰值达到5.1499V，故纹波系数达到2.8%，小于设计要求3%，相比于未采用电容并联时，较大程度上减少了输出电压纹波，符合设计要求。同理，在15V输出端通过220μF电容与10μF电容并联时，也极大地降低了输出电压地纹波，如下图所示。图4-2215V输出并