电力电子技术（第2版）课件第5章 交流-直流变换技术 后部分

15.3变压器漏感对整流电路的影响

5.3.1换相的物理过程和整流电压波形5.3.2

换相压降和换相重叠角前课重点考虑变压器漏感，换相过程中整流电路输出电压是多少？25.3.1换相的物理过程和整流电压波形

变压器漏感从VT1换相至VT2的过程在

t1时刻之前VT1导通，现触发VT2

ub>ua，VT2导通，因a、b两相均有漏感，ia减小ib增加，VT1

继续导通，即VT1和VT2同时导通。图5-28考虑变压器漏感时的三相半波可控整流电路及波形

a）b）35.3.1换相的物理过程和整流电压波形

ub>ua，ia逐渐减小到零，ib从零逐渐上升到Id。电感L大，Id不变，ia+ib=Id，ia减小量等于ib增加量，相当于在两相组成的回路中产生环流ik=ib，两相间电压差为ub-ua，如图。图5-28考虑变压器漏感时的三相半波可控整流电路及波形

a）4ik=ib增大到Id时，ia=Id-ik=0，VT1关断，换流结束。持续的时间用电角度

表示，称为换相重叠角。换相过程中图5-28考虑变压器漏感时的三相半波可控整流电路及波形

5.3.1换相的物理过程和整流电压波形

a）（5-38）

5表明换相期间，输出整流电压是换相的两相电压的均值。

5.3.1换相的物理过程和整流电压波形

a）（5-39）图5-28考虑变压器漏感时的三相半波可控整流电路及波形

65.3.2换相压降和换相重叠角1．换相压降的计算对于三相半波可控整流电路，换相压降Δud式（5-40）中XB

=ωLB称为变压器漏抗。也可查手册。(5-40)75.3.2换相压降和换相重叠角对于m相可控整流电路

对于单相桥式全控整流电路来说，在一周期的两次换相中都起作用，XB用2XB代入。

(5-41)8考虑漏抗造成换相压降后，输出整流电压平均值为Ud0为

=0时不考虑漏抗影响的整流电压平均值。对于单相桥式可控整流电路感性负载对于三相半波可控整流电路三相桥可控整流电路ΔUd正比于负载电流，相当于在整流电源增加了一项“内阻”，并不消耗功率。(5-42)5.3.2换相压降和换相重叠角95.3.2换相压降和换相重叠角2．换相重叠角的计算根据整流变压器的规格，查阅电工手册来获得额定工况下的换相重叠角。对于m相可控整流电路或式子中的符号含义与前面相同。利用式（5-44）计算出换相重叠角，

Id和XB愈大，换相重叠角增大。(5-43)(5-44)105.3.2换相压降和换相重叠角整流电路的分析结果见表5-4。

电路形式单相全波单相全控桥三相半波三相全控桥m脉波整流电路①②

注：①单相全控桥电路中，等效为XB用2XB代入，m=2；②三相桥是6脉波整流电路，故其m=6，相电压按√͞3U2

代入。表5-4各种整流电路换相压降和换相重叠角的计算

115.3.2换相压降和换相重叠角变压器漏感对整流电路影响的一些结论:出现换相重叠角

，Ud降低。工作状态增多。晶闸管的di/dt减小。换相时晶闸管电压出现缺口，加吸收电路。电压缺口成为干扰源。必须采取加装滤波器等方法。

125.3.2换相压降和换相重叠角例题5-4：三相桥式全控整流电路,交流侧电压U2=220V,带电阻电感负载,电阻R=5Ω，电感L值极大，XB=0.2Ω，当控制角α=0°时，求：1)画出整流电压ud、晶闸管电流iT1和变压器二次侧a相电流i2a的波形；2)计算整流输出平均电压Ud、电流Id、通过晶闸管电流有效值IT、变压器二次侧电流I2。解：整流电压ud,晶闸管电流iT1和a相电流i2a波形如图5-29。图5-29例题三相桥式全控整流电路波形图135.3.2换相压降和换相重叠角2）α＝0°时，

解方程组得：晶闸管电流和变压器二次测电流的有效值分别为145.4整流电路的有源逆变工作状态5.4.1单相可控整流电路的有源逆变分析

5.4.2三相整流电路的有源逆变工作状态5.4.3逆变失败与最小逆变角的限制151．电源间能量的流转关系逆变是把直流电转变成交流电的过程。当交流侧连接电网，为有源逆变，交流侧直接接负载，称为无源逆变见图5-30a)，当2个电源E1E2同极性相连E1<E2，无电流。图5-30两个电源之间电能的流转a）两电动势同极性E1>E2b）两电动势均反向但同极性E1<E2c）两电动势反极性5.4.1单相可控整流电路的有源逆变分析

16若E1>E2

,则R为回路总电阻消耗电能。图5-30b)，E1E2极性均反向(数量)E2<E1时无电流。数量E2>E1时则

E2输出电能（E2I）,E1吸收电能(E1I

)。图5-30两个电源之间电能的流转a）两电动势同极性E1>E2b）两电动势均反向但同极性E1<E2c）两电动势反极性5.4.1单相可控整流电路的有源逆变分析

（5-46）（5-45）17见图5-30c)，将图a)中电源E2反极性，则电流

如果电阻R值很小，则电流必然很大，可能过大。2个电源E1E2应该极性相同相连。（5-47）5.4.1单相可控整流电路的有源逆变分析

图5-30两个电源之间电能的流转a）两电动势同极性E1>E2b）两电动势均反向但同极性E1<E2c）两电动势反极性18综上所述，可得下面结论：两电源同极性相连，电流流通顺着二极管导通方向。电流从电源正极流出时，该电源输出电能，从电源正极流入者为吸收电能。两个电源反极性相连时，如果电路的总电阻很小，电流极大，应当避免。5.4.1单相可控整流电路的有源逆变分析

讨论提纲控制角相同时，整流变压器漏感越大，换相压降越大还是越小？控制角相同时，整流变压器漏感越大，重叠角越大还是越小？存在二极管时，两个直流电源极性相同连接时，某个直流电源输入输出能量的条件是什么？深度问题：19单相桥式全控整流电路，考虑变压器漏感时，在换相重叠期间的输出电压。总结考虑变压器漏感对整流电路换相的影响换相压降的计算考虑变压器漏感对整流电路换相的影响变压器漏感对整流电路的输入交流电压电流的影响当两个直流电源极性相同时，可以进行能量传递电流传递原则：电流流向与二极管导电方向一致20212.单相有源逆变电路工作原理整流工作状态0<α<π/2，整流电压Ud>EM反电势，则电动机则为吸收电能用以提升重物,如图。中间状态

α=π/2，Ud=0，抱闸制动。这是特定情况。

a）提升重物（整流电动）示意图图5-32SCR-D系统电压电流波形图a）整流状态波形（5-48）5.4.1单相可控整流电路的有源逆变分析

前课重点有源逆变条件有哪2点？22有源逆变工作状态

下放重物，反转EM

为负，让α>π/2，则Ud为负，如果|EM|

>|Ud|

，则电流Id为正，变流器则为吸收电能，用以重物下降

。如图5-31b)。b）下放重物（能量回馈）示意图

图5-32SCR-D系统电压电流波形图

b）逆变状态波形

（5-49）5.4.1单相可控整流电路的有源逆变分析

23波形分析在θ1θ2期间，u2>EM

，VT1VT4触发导通，

Id增加。在θ3期间，虽然u2<EM

，但由于电感L储能释放能量，VT1VT4继续导通。在θ3结束时，触发VT2VT3，u2<0VT2VT3承受正向电压导通，VT1VT4关断，实现换流。5.4.1单相可控整流电路的有源逆变分析

b）下放重物（能量回馈）示意图

图5-32SCR-D系统电压电流波形图

b）逆变状态波形

24实现有源逆变的基本条件：1）外部条件。务必要有一个极性与晶闸管导通方向一致的直流电势源，其数值应稍大于变流器直流侧输出直流平均电压。2）内部条件。要求晶闸管的控制角α>π/2，直流侧输出一个负的平均电压，以实现直流能量向交流电网的流转。上述两个条件必须同时具备才能实现有源逆变。对于半控桥或者带有续流二极管的可控整流电路，不能实现有源逆变。5.4.1单相可控整流电路的有源逆变分析

251．三相半波逆变电路（1）电路的整流工作状态0<α<π/2,

α=45°时，输出电压波形如图中阴影。Ud和EM为正值,

Ud>EM反电势，则电动机吸收电能。负载回路中接有足够大平波电感，电流连续。5.4.2三相整流电路的有源逆变工作状态图5-33三相半波电路及波形图26（2）电路的逆变工作状态π>α>π/2，此时电动机端电势下正上负。

α=150°时依次触发晶闸管，在ωt1时刻。图5-33三相半波电路及波形图5.4.2三相整流电路的有源逆变工作状态触发a相VT1

,此时ua=0，EM负值，VT1导通此后，因EM的存在，且ua>EM

，VT1仍然导通，电感电流上升。27随后虽然ua<EM，由于平波电感释放电能，VT1承受正向电压继续导通。

因电感L足够大，主回路电流连续。VT1导电120o后，在ωt2时刻触发b相晶闸管。ub>ua，VT2被触发导通，VT1承受反压关断，完成VT1VT2之间的换流。

图5-33三相半波电路及波形图5.4.2三相整流电路的有源逆变工作状态28逆变角。通常把

>

/2时控制角用

表示，

称为逆变角。

的大小自

=0的起始点向左方计量，

+

=

。输出电压平均值输出电压平均值计算公式用α或

均可。逆变电路中，对触发脉冲有严格的要求。图5-33三相半波电路及波形图（5-50）5.4.2三相整流电路的有源逆变工作状态292．三相桥式逆变电路（1）逆变工作原理及波形分析三相桥式逆变电路结构与整流电路相同。如果EM

Ud的极性与整流时均相反，|EM|

>|Ud|，变流器则吸收能量，即为有源逆变工作状态。EM的极性由电机的运行状态决定，Ud的极性取决于触发脉冲的控制角。此时α应大于π/2，或者逆变角β应小于π/2。具体的工作波形见图5-34

。5.4.2三相整流电路的有源逆变工作状态30图5-34三相桥式整流电路工作于有源逆变状态时的电压波形

图5-34分别划分β为π/3、π/4、π/6时的I、II、III、IV、V、VI时段，据表5-1,分别画出输出整流电压Ud5.4.2三相整流电路的有源逆变工作状态31（2）基本电量的计算三相桥式电路的输出电压输出直流电流的平均值

输出电流的有效值In为第n次谐波电流有效值。晶闸管流过电流平均值晶闸管流过电流有效值为(5-51)(5-52)(5-53)(5-54)(5-55)5.4.2三相整流电路的有源逆变工作状态32从交流电源送到直流侧负载的有功功率为当逆变工作时，由于EM为负值，故Pd一般为负值，表示功率由直流电源输送到交流电源。变压器二次侧线电流的有效值各计算公式与整流时的计算公式相同，但要注意各参数的正负值。(5-56)(5-57)5.4.2三相整流电路的有源逆变工作状态335.4.3逆变失败与最小逆变角的限制电路如果出现换流失败，则交流器输出电压与直流电压将顺向串联并相互加强.由于回路电阻很小，将产生很大的短路电流，可能将变压器烧毁，该事故称为逆变失败，或叫逆变颠覆。逆变失败的原因触发电路工作不可靠，致使晶闸管不能正常换相。晶闸管出现故障。交流电源出现异常。电路换相时间不足，引起换相失败。345.4.3逆变失败与最小逆变角的限制考虑漏抗引起重叠角

对逆变电路换相的影响。以VT3和VT1换相过程来分析。在

>

时，能使VT3承受反压而关断。图5-35交流侧电抗对逆变换相过程的影响

正常工作时，实际的ud波形见图5-35b）的左边实线。VT1VT2VT3VT3VT1355.4.3逆变失败与最小逆变角的限制当

<

时，换相尚未结束，p点之后，uc将高于ua。晶闸管VT1承受反压而重新关断，VT3却继续导通，且c相电压愈来愈高，电动势顺向串联导致逆变失败。为了防止逆变失败，不仅逆变角

不能等于零，而且不能太小，必须限制在某一允许的最小角度内。图5-35交流侧电抗对逆变换相过程的影响

VT3VT136确定最小逆变角

min的依据逆变时允许采用的最小逆变角

为换相重叠角，可查手册，也可据表5-4计算。

q为晶闸管的关断时间tq折合的电角度,约4

~5

a为安全裕量角，主要针对脉冲不对称程度（一般可达5

），约取为10

。设计逆变电路时，必须保证

>

min

，保证触发脉冲不进入小于

min的区域内。5.4.3逆变失败与最小逆变角的限制(5-58)37例题5-5：三相全控桥变流器，反电动势阻感负载，电阻R=1Ω，电感L=∞，交流侧电压U2

=220V，忽略漏感，当反电动势EM

=-400V，逆变角β=60°时，求直流侧平均电压Ud

，电流Id的值，此时送回电网的有功功率是多少？解：由题意可列出如下2个等式：得有功功率为有功功率为负值表示送回给电网。5.4.3逆变失败与最小逆变角的限制讨论提纲控制角与逆变角有什么关系？有源逆变时，输出电流是如何计算的？最小逆变角是如何确定的？半控桥式整流电路能不能实现有源逆变？为什么要限制最小逆变角。深度问题：38有源逆变能量回馈电网分析。总结有源逆变条件：2个条件缺一不可单相可控整流电路的有源逆变在符合逆变条件下才能逆变，然后进行波形分析波形分析思路本质上与整流电路相同单相可控整流电路的有源逆变计算与整流电路类似三相桥式逆变电路计算时注意反电动势的大小，其值为负值，计算方法也是类似的。要限制最小逆变角39405.6电压型单相PWM整流电路

5.6.1低压大电流高频PWM整流电路

5.6.2电压型单相单管PWM整流电路

5.6.3电压型单相桥式PWM整流电路

预习检查简述倍流的含义前课重点415.6.1低压大电流高频PWM整流电路图5-40倍流不控整流电路及工作波形a）倍流不控整流电路1.倍流PWM整流电路1）电路分析变压器原边接PWM逆变电路（未画出），副边输出。变压器原边为交变方波电压时，副边输出交变方波电压。同名端电位高时，通过电感L1给负载传递能量。反之，通过电感L2传递能量。当电感值大，两个电感同时有电流到负载。425.6.1低压大电流高频PWM整流电路图5-40倍流不控整流电路及工作波形a）倍流不控整流电路b）倍流整流工作波形2）波形分析在0～t1时段，uT处于正半周，VD2导通。iL1在uT作用下线性增长，L1充电储能。43图5-40倍流不控整流电路及工作波形a）倍流不控整流电路b）倍流整流工作波形此时L2经VD2释放能量导电路径为L2、

负载、VD2

、

L2的另一端。iL=iL1+iL2≈2iL1≈2iT。在t2

～t3时段，uT处于负半周，VD1导通，VD2截止

iL2在uT作用下线性增长。5.6.1低压大电流高频PWM整流电路44此时L2充电储能，L1经VD1释放能量给负载R。有iL=iL1+iL2≈2iL2≈|2iT|。图5-40倍流不控整流电路及工作波形a）倍流不控整流电路b）倍流整流工作波形5.6.1低压大电流高频PWM整流电路45在t1～t2及t3～t4时段，

uT=0

L1通过VD1续流L2通过VD2续流同样有iL=iL1+iL2。图5-40倍流不控整流电路及工作波形a）倍流不控整流电路b）倍流整流工作波形5.6.1低压大电流高频PWM整流电路462.同步PWM整流电路

1)电路分析右图是半桥逆变后，再经二极管全波整流。VDX、VDY轮流导通、截止。规则为：同名端高：VDY通，异名端高：VDX通，零压：VDX,VDY通二极管压降大，用MOSFET代替。但要解决驱动与同步问题。5.6.1低压大电流高频PWM整流电路47图5-41全波同步整流电路a）电路结构图5-41a）也是半桥逆变后，再经MOSFET同步整流。C1

C2为MOSFET栅极电容，LS为变压器的漏感。图中W4与VD3、VD4构成驱动，分别控制VT3和VT4

。a）5.6.1低压大电流高频PWM整流电路48图5-41全波零式同步整流电路a）电路结构b）驱动波形2)波形分析分析副边W4驱动波形，图5-41b）波形属于对称型us2正负宽度均为τ，其零电压宽度为τ

k。5.6.1低压大电流高频PWM整流电路49图5-41全波零式同步整流电路a）电路结构b）驱动波形5.6.1低压大电流高频PWM整流电路在0～t1时段，

各同名端电位高，us2输出电压Us2m。

VD4导通uG4为正偏Usa，VT4导通，ug3为负偏-UD，VT3截止。

iL线性增长。50图5-41全波零式同步整流电路a）电路结构b）驱动波形5.6.1低压大电流高频PWM整流电路在t1～t2时段，

us1=0，

us2=0电容C2沿Ls向C1放电，直至两者电荷平衡。此时ug4=ug3≈Usa/2，用Usb表示VT3和VT4导通。

515.6.1低压大电流高频PWM整流电路在t2～t3时段，us1输出负电压，us2输出负偏-Us2m

。VD3导通ug3为正偏Usa，ug4为负偏-UD

VT3导通VT4截止

iL线性增长。图5-41全波零式同步整流电路a）电路结构b）驱动波形525.6.1低压大电流高频PWM整流电路在t3～t4时段，

us1=0，us2=0，电容C1沿Ls向C2放电。直至两者电荷平衡，此时ug4=ug3≈Usa/2，用Usb表示，VT3和VT4导通。

图5-41全波零式同步整流电路a）电路结构b）驱动波形53图5-41全波零式同步整流电路a）电路结构5.6.1低压大电流高频PWM整流电路各MOSFET通断与交变电压完全同步。图5-41a)即使VT3,VT4一直断开，电路也能工作，但损耗大。

同步PWM整流电路用于低压整流场合。讨论提纲倍流电路中，输出电流脉动率比某个电感电流脉动率大还是小？同步整流中“同步”的含义是什么？书上同步整流电路中，变压器电压为零时，两个MOSFET导通还是关断？深度问题：54同步整流电路MOSFET自驱动分析总结倍流整流电路需有2个电感。倍流整流电路的输出电流是2个电感电流之和。同步整流电路注意MOSFET的漏源两端的连接位置，利用体二极管。同步整流电路中MOSFET必须是很小的通态电阻，所以只能用于低压场合。同步整流电路中MOSFET可以是自驱动，也可以是外加控制驱动。55565.6.2电压型单相单管PWM整流电路单相Boost型APFC电路，分为CCM、DCM两种模式。CCM控制模式时，转换电感的电流始终是连续的。DCM控制时，电感能量的完全传输。有峰值电流控制、电流滞环控制、平均电流控制。介绍常用的CCM模式单相Boost型APFC的平均电流控制方法以及主要数值计算。预习检查大概说一下BOOST型PWM整流电路的结构前课重点571．CCM模式单相Boost型APFC原理单相Boost型APFC采用平均电流控制时，是SPWM。图中交流输入，后面为升压斩波电路.

关键在于对开关VT的控制。5.6.2电压型单相单管PWM整流电路图5-42含BoostAPFC的PWM整流CCM控制结构图3-7升压斩波电路585.6.2电压型单相单管PWM整流电路图5-42含BoostAPFC的PWM整流CCM控制结构调节器输出uim反映了输入电流峰值。电压基准与实际输出电压比较（相减）。595.6.2电压型单相单管PWM整流电路图5-42含BoostAPFC的PWM整流CCM控制结构输入电压检测信号为正弦双半波，与uim相乘，输出ui*通过“电流控制”,调节PWM调制的占空比。电感电流信号uif应跟随ui*，由“电流与PWM控制”决定60实际输入电流小时，“电流控制”输出“增大”。该输出通过“PWM控制”使占空比增加，输入电流增大.反之，使之减小。5.6.2电压型单相单管PWM整流电路图5-42含BoostAPFC的PWM整流CCM控制结构61如图5-43波形示意。5.6.2电压型单相单管PWM整流电路电流平均值跟踪了模拟乘法器输出的半正弦波信号。该方案采用了电压、电流双环反馈控制。图5-43平均电流控制波形和电感电流波形示意625.6.2电压型单相单管PWM整流电路2．电感量与运行状态的关系如图5-44，不控桥整流后电压u2DL=|u2(k)|输出直流电压ud恒定。第k个开关周期的占空比为第k个开通时电感电流增长等效输入电阻

图5-44含BoostAPFC的单相PWM整流主电路结构(5-66)(5-67)(5-68)(3-37)635.6.2电压型单相单管PWM整流电路图5-44含BoostAPFC的单相PWM整流主电路结构第k个电感电流平均值为当电感电流连续时，有

(5-69)(5-70)(5-66)(5-67)(5-68)(5-71)综合式（5-66）～（5-70）64要保证电流连续，就要有要用最大有效值u2max代入。5.6.2电压型单相单管PWM整流电路(5-71)(5-72)电路运行于DCM的条件是分别用最大u2max和最小u2min有效值代入，取小。(5-73)电感量处于两者之间时，电流不能在整个范围内连续。655.6.2电压型单相单管PWM整流电路例题5-6：一个BoostAPFC电源（如图5-42所示），输入电压u2为176-265V，输入电源频率f为50Hz，输出功率Pd=100W，输出电压Ud为400V，开关频率fs为50kHz，忽略电路工作损耗。试求：1）若采用CCM控制模式，输入电感的电感量为多少？2）若采用DCM控制模式，输入电感的电感量为多少？解：1）在CCM模式下，由于输入电压u2是变化的，用最大值265V代入式（5-72）

负载等效电阻R66电感量应大于7.0。2）在DCM模式下，由于输入电压u2是变化的，当输入电压u2为176V时

当输入电压u2为为265V时

电感量应小于0.44mH5.6.2电压型单相单管PWM整流电路675.6.3电压型单相PWM整流电路图5-45单相PWM整流主电路a）单相半桥电路b）单相全桥电路a）b）1.间接电流控制的单相PWM整流图5-45a）单相半桥电路对VT1、VT2进行SPWM控制。图5-45b）单相全桥电路对VT1、VT2、VT3、VT4进行SPWM控制，在AB端产生一个SPWM电压。由于电感L滤波，i2高频脉动小，可与电源u2同频率。685.6.3电压型单相PWM整流电路图5-45单相PWM整流主电路a）单相半桥电路b）单相全桥电路a）b）当电源u2一定时，电流i2与SPWM电压uAB有对应关系。控制SPWM电压uAB的基波幅值和相位，就可以间接控制输入电流i2幅值和相位。695.6.3电压型单相PWM整流电路图5-46PWM整流电路的运行方式向量图a）整流运行b）逆变运行（1）输入电压电流关系电压向量关系为以输入电压u2相位为基准0°，就可确定向量Ù2。i2与u2相位差是期望的，ÙL

超前了Ì2

90度。（5-77）若得到i2幅值，就可得L上压降，其幅值ωLI2m。就可以得到ÙL的幅值与角度。705.6.3电压型单相PWM整流电路图5-46PWM整流电路的运行方式向量图a）整流运行b）逆变运行整流时，确定向量Ù2，Ì2，ÙL

，ÙAB图5-46a）。逆变时，输入电流与电压反相，得Ù2，Ì2，ÙL，求得ÙAB，如图5-46b)。讨论提纲BOOST型PWM整流电路CCM模式指的是在整个交流周期内电感电流连续吗？间接电流控制的单相PWM整流电路输入交流电压与电感压降以及整流桥两个中点电压间的关系？间接电流控制的单相PWM整流电路输入交流电压与输入交流反相，请问该电路处于什么工作状态？深度问题：71BOOST型PWM整流电路的电感量计算。总结电压型单相BOOST型PWM整流电路由单相不控整流与BOOST电路组成电压型单相BOOST型PWM整流电路中BOOST电路升压的同时控制输入电流为正弦波电压型单相BOOST型PWM整流电路分为CCM与DCM两种模式间接电流控制的单相PWM整流电路是利用电压平衡关系，控制电压，间接地控制了电流72735.6.3电压型单相PWM整流电路（2）电压控制控制图5-45b）开关管，产生SPWM电压uAB。据uAB的参考电压其PWM波形见图4-12。直流侧电压Ud应大于电压u2基波峰值。PWM整流电路是升压的。图4-12双极性PWM模式调制原理图5-45单相PWM整流主电路预习检查间接电流控制有何缺点？前课重点745.6.3电压型单相PWM整流电路图5-47间接电流控制的单相PWM整流系统（3）间接电流控制的单相PWM整流控制SPWM电压uAB就可以得到i2幅值与相位，如图5-47。

输出电压给定值ud*检测值udf比较后送入PI调节器，输出Ui2m。755.6.3电压型单相PWM整流电路Ui2m乘以相电压相位ωt+0的余弦信号，再乘以L的感抗，得到uLf。检测到的相电源电压u2f减去uLf，就可uAB的参考信号uABR。图5-47间接电流控制的单相PWM整流系统765.6.3电压型单相PWM整流电路该信号对三角波载波进行调制，得到PWM开关信号。采用间接电流控制时，当L有误差时，会影响到控制效果。图5-47间接电流控制的单相PWM整流系统775.6.3电压型单相PWM整流电路图5-48直接电流控制的单相PWM整流系统2.直接电流控制单相PWM整流输出电压给定值ud*和检测值udf比较后送PI调节器。PI调节器的输出Ui2m，Ui2m反映了输入电流幅值。785.6.3电压型单相PWM整流电路求出交流输入电流指令值ui2*。再引入交流电流i2的反馈ui2，对交流电流直接控制。该控制方法与电路参数L无关，该系统为双闭环系统。图5-48直接电流控制的单相PWM整流系统795.6.3电压型单相PWM整流电路图5-48直接电流控制的单相PWM整流系统控制系统结构简单，电流响应速度快。PWM整流电路使用时要注意对电力半导体器件的保护805.7电压型三相PWM整流电路

5.7.1

电压型三相PWM整流电路

5.7.2

电流间接控制的三相PWM整流系统

5.7.3

电流直接控制的三相PWM整流系统815.7.1电压型三相PWM整流电路三相APFC电路有多种结构，常见的是6开关三相Boost电路。如图5-49所示，相电压的有效值为U2，则图5-49电压型三相PWM整流电路（5-78）

PWM电压波形为三角载波uc和uAR、uBR、uCR分别比较后得到。

82uAR、uBR、uCR表达式为

要求每相输入电流与每相相电压同相位时，则5.7.1电压型三相PWM整流电路图5-49电压型三相PWM整流电路（5-78）（5-79）（5-80）Φ83图5-50电流间接控制的三相PWM整流电路控制结构图

输出电压给定值ud*和检测值udf比较后送入PI调节器。PI调节器的输出为Ui2m，该值反映了各相电流幅值。5.7.2电流间接控制的三相PWM整流系统

84图5-50电流间接