电力电子技术（第2版）课件 第3、4章 直流直流变流电路、逆变电路

3.1DC-DC变换的基本控制方式3.2基本斩波电路3.3组合式斩波电路3.4隔离型直流变换电路本章小结第3章直流-直流变换技术引言实现电能变换的电路称为变换电路或变流电路直流-直流变流电路（DC/DCConverter）包括直接直流变流电路和间接直流变流电路。直接直流变流电路也称斩波电路（DCChopper）。功能是将直流电变为另一固定电压或可调电压的直流电。一般不隔离。间接直流变流电路增加了交流环节。在交流环节中通常采用变压器实现输入输出间的隔离，因此也称为直—交—直电路。23.1DC-DC变换的基本控制方式直流斩波器两种基本控制方式：时间比和瞬时值控制。时间比控制方式脉冲频率调制（PFM）脉冲宽度调制（PulseWidthModulation-PWM）混合调制PWM基本原理内容为：冲量相等而形状不同的PWM波（或窄脉冲）加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。冲量相等的PWM波与直流输入时，输出的电流波形基本相同。电路图如图3-1a)3图3-1面积等效示意图a）电路原理

3.1DC-DC变换的基本控制方式输入波形如图3-1b),其输出电流基本上是一条平直的直线波形。仅在PWM输入时，电流有高频脉动。瞬时值控制方式实时比较，使实际值向参考值逼近的一种控制方式。4图3-1面积等效示意图b）输入波形

3.2基本斩波电路53.2.1降压斩波电路3.2.2升压斩波电路3.2.3升降压斩波电路3.2.4Cuk斩波电路3.2.5Speic和Zeta斩波电路3.2.1降压斩波电路图3-2降压斩波电路的原理图1．Buck电路结构与工作原理电路结构VT是开关器件IGBT。也可选用MOSFET、GTR等器件。L为能量传递电感设置了续流二极管VD。C为滤波电容R为模拟负载us为输入直流电压uO为输出电压。63.2.1降压斩波电路工作原理当VT导通时，二极管VD截止，us通过L向负载传递能量，此时iL增加；当VT关断时，iL将通过二极管VD续流，iL降低，L储能减少。iL不可能为负，

RL可获得单极性的直流电压。7开关器件VT周期性地开关，可控制输出电压平均值。图3-2降压斩波电路的原理图82．电感电流连续模式（CCM）下稳态特性分析等效电路假设：元器件均是理想的。负载电流IO为恒定。连续导电模式：即电感电流恒大于零情形。开关管VT导通时等效电路如图3-3a）；开关管VT截止时的等效电路如图3-3b）。uL正方向如图，实际电压为负。3.2.1降压斩波电路a）b）图3-3降压斩波等效电路：连续导电模式a）VT导通，VD截止b）VD导通，VT截止

9波形分析uG为高时，VT导通，L上电压为US-UO，iL增加，VT的iS与iL

相同，VD无电流，时间ton

；波形如图3-4。图3-4电感电流连续时工作波形3.2.1降压斩波电路10uG为低时，VT关断，L承受电压为-UO，iL减小。VT无电流，iD与iL

相同，时间toff。周期TS，波形如图3-4。记导通比或占空比：图3-4电感电流连续时工作波形3.2.1降压斩波电路11基本的数量关系输入输出电压关系uG为高时，A点电压为

USuG为低时，

A点电压为0A点电压平均值为：稳态时电感元件满足伏秒平衡律，则关于电感元件的伏秒平衡律进一步推导如下uG为高电平时，L上承受电压为US-UO；（0≤t≤ton）(3-1)(3-2)3.2.1降压斩波电路12(3-6)(3-7)即（0≤t≤ton）(3-3)（0≤t≤ton）(3-4)在开通期间，电流增大。在ton≤t<TS期间，L承受电压为-UO（ton≤t≤TS）(3-5)3.2.1降压斩波电路即电感元件满足伏秒平衡律，即电感电压在一周期中的平均值为零。记由于ρ≤1，稳态电压比值小于等于1，故称为降压变换器。

(3-10)13(3-8)稳态时，故有iL(0)=iL(TS)。整理得M称为稳态电压变换比(3-9)3.2.1降压斩波电路143.2.1降压斩波电路输出电压纹波iL(ton)为电感电流最大值，iL(0)为其最小值。电感电流纹波（峰-峰值）为：电容电流iC=iL(t)-IO，即得电压纹波ΔUO：(3-12)在ton/2到ton/2+TS/2的TS/2区间，iC大于0的峰值只有1/2的ΔIO，平均电流只有1/4的ΔIO。ΔUO为纹波的峰-峰值。(3-11)15图3-6降压斩波等效电路：不连续导电模式a）VT导通，VD截止b）VD导通，VT截止c）VT、VD均截止3．电感电流断续模式（DCM）下稳态特性分析三种工作状态uG为高电平，VT导通，uL=

uS-uO

，iL上升，iS

=iL，VD阻断，iD

=0，波形见图3-5等效电路如图3-6a）。图3-5电感电流不连续时工作波形3.2.1降压斩波电路16图3-6降压斩波等效电路：不连续导电模式a）VT导通，VD截止b）VD导通，VT截止c）VT、VD均截止图3-5电感电流不连续时工作波形3.2.1降压斩波电路uG为低电平，VT截止，

VD续流，uL=

-uO

，iL下降，iS

=0，

iD

=iL，等效电路如图3-6b），uL实际为负。uG为低电平，VT、VD均截止，iL=iS

=iD=0，等效电路如图3-6c）。17基本的数量关系因电流不连续，故在0≤t≤ton,VT导通时有(3-13)(3-14)(3-15)设tcon为关断后电感电流续流时间，则ton≤t≤ton+tcon。二极管VD续流期间(3-16)(3-17)3.2.1降压斩波电路18(3-19)电压变换比(3-20)记，与ρ定义相同，用于电流断续情况，以示区别，同时设，则(3-21)因在ton+tcon时刻，iL=0，式（3-15）代入上式得(3-18)3.2.1降压斩波电路稳态时，C充放电电荷代数和为零。流过电感L的平均电流和负载（流出）平均电流相同。即有用和代入上式，其中K为无量纲参数，与电路参数、控制信号周期有关。19(3-22)(3-23)(3-24)3.2.1降压斩波电路表明不连续导电模式的电压变换比不仅与控制信号的脉冲宽度有关，还与电路的参数密切相关。20(3-26)(3-25)注意到

，故

，解得得到不连续导电模式的电压变换比为由上式可得3.2.1降压斩波电路因

可见不连续导电模式时负载平均电流小于电感电流纹波的一半。当

时，即临界连续时有(3-28)21不连续导电模式时负载平均电流(3-27)3.2.1降压斩波电路22一个开关周期内

的起始时间为

终点为

。在t1到t2区间内，

iL平均值为

，电容电流

，对一周期中iC(t)≥0部分积分即得(3-30)(3-29)3.2.1降压斩波电路如图3-5c)，注意iL顶点之前ton与顶点之后的tcon。23(3-31)得(3-32)由式（3-27）、（3-28）3.2.1降压斩波电路将UO=M×US及式（3-21）代人上式，整理得(3-33)电流断续时有：

，根据式(3-15)，

由于

,得24在电流临界连续时，M=ρ1，则

也成立。(3-34)3.2.1降压斩波电路(3-35)电流临界连续时记KC表示电流临界连续时无量纲参数，有：25对给定ρ1当K＜KC=1-ρ1时，系统工作在不连续导电模式；当K＞KC=1-ρ1时，系统工作在连续导电模式。反过来，对既定的电路参数K当导通占空比ρ1＞1-K时，工作在连续导电模式；当ρ1＜1-K时，系统工作在不连续导电模式。特别是当K≥l时，系统总工作在连续导电模式。3.2.1降压斩波电路例题3-1：某Buck变换电路，斩波频率40kHz，滤波元件参数为L=0.8mH，C=330µF。若电源电压US=16V，希望输出电压UO=9V，输出平均电流IO=1A，试计算：1）判断电路电流是否处于连续状态；2）电感上电流纹波ΔIL；3）输出电压纹波比ΔUO/UO；4）若输入电压、开关周期不变，占空比ρ改变为0.1，要求电感电流连续、输出电压纹波小于1%，计算滤波电感L和电容C的参数。

263.2.1降压斩波电路解：1）斩波周期27负载电阻由于小于等于1，电路电流处于连续状态。2）电流连续，占空比3.2.1降压斩波电路283）输出电压纹波比4）由于占空比要求电流连续，至少处于临界电流连续状态，临界电流连续时3.2.1降压斩波电路29电容C>70µF选取电容C为100µF，额定电压应取实际承受最大电压的1.1～1.5倍。根据3.2.1降压斩波电路3.2.2升压斩波电路301．Boost电路结构与工作原理电路结构又称Boost斩波电路（BoostChopper），图3-7所示，图3-7升压斩波电路工作原理设VT由uG控制；当uG为高电平时，VT导通，iL增加，电感L储能增加，同时负载由C供电；当uG为低电平时，VT关断，iL通过VD向电容、负载供电，UO=US-uL，iL减少，L感应电势uL＜0，故UO＞US。3.2.2升压斩波电路312．电感电流连续模式（CCM）下稳态特性分析等效电路当VT导通时，相当于短路，等效电路如图3-8a）所示。VT关断时，相当于断开，VD导通，如图3-8b）所示。uL两端的正负号表示正方向规定，实际电压为负。图3-7升压斩波电路a）b）图3-8连续导电模式的升压斩波等效电路a）VT导通，VD截止b）VT关断，VD导通3.2.2升压斩波电路32波形分析如图3-9a）当uG为高电平时，VT导通，uT=0，uL=uS

，iT=iL增加，iD=0；当uG为低电平时，VT断开，uT=uO，uL=Us-uO，iT=0，iD=iL；图3-9升压斩波电路主要工作波形a）连续导电模式33基本的数量关系电感元件的伏秒平衡规律得(3-36)记电压变换比

，导通占空比设

，则

，可得(3-37)3.2.2升压斩波电路，证明升压斩波电路输出电压高于输入电压。34理想时，故电源输入功率和负载消能功率相同，故有：(3-38)整理得电源平均电流表达式为：(3-39)电源电流纹波：3.2.2升压斩波电路临界电流连续时，输入电源平均电流35(3-40)二极管VD在toff期间流过电流，在开通期间无电流。设在toff内的平均值为IdbD，—周期中平均电流为(TS-ton)IdbD/TS，应与RL上输出电流相等，IO=UO/RL。即IdbD=TSIO/(TS-ton)在toff内，用平均电流IdbD代替电流瞬时值，IdbD>IO，对电容是充电的，iC=IdbD-IO，电容电压上升。输出电压纹波ΔUO可表示为3.2.2升压斩波电路电压纹波随导通占空比增大而增加，36等效电路VT导通时，如图3-10a）所示，等效电路与图3-8a）相同。VT关断时，如图3-10b）所示，等效电路与图3-8b）相同。VT关断时，电流断续，VD截止，等效电路如图3-10c）。图3-10升压斩波等效电路：不连续导电模式a）VT导通，VD截止b）VT截止，VD导通c）VT截止，VD截止3．电感电流断续模式（DCM）下稳态特性分析3.2.2升压斩波电路37工作波形信号uG为高，VT导通，iL从0开始增加，其它与电感电流连续时的波形对应一致；uG在为低电平，VD导通期间，iL从最大值降到零，与电感电流连续时的对应波形一致；在电感电流断续期间，uT=Us，uL=0，iT=iD=iL=0。3.2.2升压斩波电路图3-9升压斩波电路主要工作波形b）不连续导电模式38基本的数量关系uG为高期间，VT导通，电感电流从0开始增加，增量：uG在为低，VD导通，iL从最大值降到零，电流增量

显然

，则3.2.2升压斩波电路图3-9升压斩波电路主要工作波形b）不连续导电模式(3-41)39电压变换比M为：其中，。电源电流平均值为：(3-42)3.2.2升压斩波电路图3-9升压斩波电路主要工作波形b）不连续导电模式(3-43)电源电流平均值还可表示为：上式中。式（3-41）代入上式可解得(3-46)40电感电流纹波：比较式（3-43）和（3-42），得到(3-47)3.2.2升压斩波电路(3-44)由式（3-41）、式（3-44）还可得到

，则(3-45)41(3-48)设VD电流在tcon的平均值为IdcDVD的平均电流和流过RL的相同，从而有IdcDtcon/TS=UO/RL=IO在tcon内，则平均电流iC=IdcD-IO对电容充电ΔUO可表示为3.2.2升压斩波电路在临界连续时，有(3-49)42临界时的K用KC表示：或(3-50)当电路参数时连续，否则不连续。3.2.2升压斩波电路在临界连续时，ρ1+ρ2=1，另由式（3-44）和（3-41）得：43例题3-2：某Boost变换器，输出端电容很大，开关频率设为40kHz，输入电压在16～32V较宽范围内变化。要求通过调整导通占空比使输出电压等于48V，最大输出功率为144W。如果滤波电容为1000µF，试求：1）导通占空比范围；2）变换器工作在电流连续状态下，可能使用的最小电感；3）输出最大电压纹波。3.2.2升压斩波电路解：1）当输入电压在16～32V较宽范围内变化时，根据则导通占空比442），μs3.2.2升压斩波电路根据临界电流连续时则45对ρ求导，L极值出现在ρ=1/3处，然后随着ρ增大L值减小，要保证电流连续，则3）ρ最大时，输出最大电压纹波3.2.2升压斩波电路463.2.3升降压斩波电路1．升降压斩波电路结构与工作原理电路结构又称Buck-Boost斩波电路（Buck-BoostChopper）。既可升压，也可降压的斩波电路。如图3-11所示。图3-11升降压斩波电路工作原理当VT导通时，VD截止时，电感从电源US获取能量，C维持输出电压基本不变；当VT截止时，L中储能传递给电容及负载RL，输出电压极性为下正上负。472．电感电流连续模式（CCM）下稳态特性分析等效电路连续导电模式下，等效电路如图3-12所示。图3-12a）为VT导通、VD截止时等效电路。图3-12b）为VT截止、VD导通时等效电路。uL实际电压为负。图3-12升降压斩波等效电路：连续导电模式a）VT导通，VD截止b）VT截止，VD导通3.2.3升降压斩波电路48波形分析波形如图3-13所示。当uG为高时，VT导通，uT=0，uL=uS

，iT=iL增加，VD截止iD=0；当uG为低时，VT断开，uT=Us+uO，uL=-uO，iT=0，iD=iL减小。图3-13升降压斩波电路工作波形a）连续导电模式3.2.3升降压斩波电路49基本的数量关系由电感元件稳态时伏秒平衡规律：(3-51)即(3-53)其中ρ=ton/TS，可使M在0~∞之间变化，既可升压，也可降压。3.2.3升降压斩波电路图3-13升降压斩波电路工作波形(3-52)50图3-14升降压斩波等效电路：不连续导电模式a）VT导通，VD截止b）VT截止，VD导通c）VT、VD均截止3．电感电流断续模式（DCM）

下稳态特性分析等效电路当VT导通时，如图3-14a），等效电路与图3-12a）相同。VT关断时，如图3-14b）所示，与图3-12b）相同。VT关断时，电流断续，二极管VD截止，等效电路如图3-14c）所示。3.2.3升降压斩波电路51基本的数量关系根据电感电压伏秒平衡规律，电压变换比ρ1=ton/TS，ρ2==tcon/TS

ρ2与电路参数有关。另外，电路的输入输出电压极性相反。3.2.3升降压斩波电路图3-14升降压斩波等效电路：不连续导电模式a）VT导通，VD截止b）VT截止，VD导通c）VT、VD均截止有两个导电回路，一是电源US正端、L1、VT、US负端；另一个是电容C1、开关管T、负载RL并联电容C2、L2

、C1另一端。3.2.4Cuk斩波电路521．Cuk斩波电路结构与工作原理电路结构如图3-15所示。它既可升压,也可降压。L1C1为能量传递的元件，L2C2为滤波元件。工作原理当VT导通，VD截止,

US向L1输送能量，iL1上升，L1储能增加。图3-15库克变换电路当VT截止，VD导通，L1中电流流经C1、电源，L1储能同时向C1传递能量。UO靠C2与L2基本维持不变。也有两个导电回路，一是电源US正端、L1、C1、VD、US负端；另一个是L2、VD、RL并联C2、L2另一端。3.2.4Cuk斩波电路53图3-15库克变换电路根据开关管关断期间二极管VD是否全程导通分为第一模式和第二模式两种工作模式。3.2.4Cuk斩波电路542.第一模式下稳态特性分析等效电路根据前面分析，第一模式的等效电路如图3-16所示。图3-16a）为VT导通，VD截止时的等效电路；图3-16b）为VT截止，VD导通时的等效电路图3-16第一模式的库克斩波等效电路a）T导通，D截止b）T截止，D导通3.2.4.CUK斩波电路55工作波形如图3-17所示。当VT导通，uT=0，uL1=US

，iT=iL1增加，iL2在UC1的作用下增加，uL2=UC1-UO=US

，VD截止；当VT断开，iT=0，uT=UC1，uL1=US

-UC1=-UO，iL1减小，uL2=-UO，iL2减小，iT=0，iD=iL1+iL2减小。其中UC1=US+UO图3-17库克变换器主要工作波形3.2.4.CUK斩波电路56基本的数量关系对于L1：US

ton+（US-UC1)×(TS-ton)=0对于L2：（UC1-UO)ton-UO×(TS-ton)=0得到：UC1=US+UO，其中UL1满足(3-55)即USton-UO×(TS-ton)=0，则：(3-56)图3-17库克变换器主要工作波形3.2.4.CUK斩波电路57等效电路在ton期间，VT导通VD截止，等效电路如图3-18a）；在tcon期间，VT截止VD导通，等效电路如图3-18b）；其它时间，VT和VD均截止，等效电路如图3-18c）。图3-18a）第二模式的库克变换器等效电路a）VT导通，VD截止b）VT截止，VD导通

c）VT、VD均截止3．第二模式下稳态特性分析3.2.4.CUK斩波电路58工作分析在ton期间，VT导通VD截止，L1和L2承受电压为US，电流均增大；在tcon期间，VT截止VD导通，L1承受电压-UO，iL1降到0后反向增加。只要电流-iL1<iL2，VD继续导通，当iL1=-iL2，VD无电流而截止；。图3-18a）第二模式的库克变换器等效电路a）VT导通，VD截止b）VT截止，VD导通

c）VT、VD均截止3.2.4.CUK斩波电路59在其它时间，VT和VD均截止，L1承受电压为0。两电感电流基本无波动，电路达成新的平衡。图3-18a）第二模式的库克变换器等效电路a）VT导通，VD截止b）VT截止，VD导通

c）VT、VD均截止3.2.4.CUK斩波电路(3-57)60基本的数量关系对于L1：导出电压变换比M为：IL1为电感L1的平均电流，与电源输入平均电流相等；ρ2与电路参数有关。图3-18a）第二模式的库克变换器等效电路a）VT导通，VD截止b）VT截止，VD导通

c）VT、VD均截止3.2.4.CUK斩波电路61特点优点：其输入电源电流和输出负载电流都是连续的，且脉动很小。有利于对输入、输出进行滤波。缺点：与升降压斩波电路一样，其输入输出电压极性相反。图3-18a）第二模式的库克变换器等效电路a）VT导通，VD截止b）VT截止，VD导通

c）VT、VD均截止3.2.5Speic和Zeta斩波电路62当VT断态时，US、L1、C1、VD、负载构成一个回路，L2、VD、负载也构成一个回路。此阶段US通过L1既向负载供电，同时也向C1充电。1．Speic电路原理工作原理图3-19是Sepic斩波电路；当VT通态时，US、L1、VT构成一个回路，C1、VT、L2也构成一个回路，L1和L2的电流上升。

图3-19Sepic斩波电路(3-58)63基本的数量关系C1的电流在一周期内的平均值应为零，即当电感电流连续时(3-59)(3-60)忽略电路损耗，输入输出关系：(3-61)3.2.5Speic和Zeta斩波电路642．Zeta斩波电路原理工作原理图3-20是Zeta斩波电路在VT通态，US经VT向L1贮能。同时，US和C1共同向负载R供电，并向C2充电。VT关断后，L1、C1、VD构成振荡回路，L1的能量转移至C1。同时，C2向负载供电，L2的电流则经负载并通过VD续流。图3-20Zeta斩波电路3.2.5Speic和Zeta斩波电路(3-62)65基本的数量关系当电感电流都连续时忽略电路损耗，输入输出关系：(3-63)Zata斩波电路和Sepic斩波电路具有相同的输入输出关系。Sepic电路中，电源电流连续，反之，Zeta电路的负载电流连续；两种电路输出电压为正极性的。Zata和Sepic斩波电路较复杂，限制了其应用范围。3.2.5Speic和Zeta斩波电路66以上六种DC/DC斩波电路的输入输出之间存在直接电连接；降压斩波电路和升压斩波电路为基本斩波电路；升降压斩波电路和库克斩波电路都能够实现升降压，但电压极性相反。库克斩波电路中输入输出电流纹波均很小，电路结构较佳。但电容有较大充放电电流。Sepic斩波电路和Zeta斩波电路输出电压与输入电压极性相同，使用起来比较方便，但电路较复杂。基本斩波电路小结3.3组合式斩波电路673.3.1电流可逆斩波电路3.3.2桥式可逆斩波电路3.3.3多相多重斩波电路683.3.1

电流可逆斩波电路电路结构VT1和VD1构成降压斩波电路，电动机为电动运行，工作于第一象限。VT2和VD2构成升压斩波电路，电动机作再生制动运行，工作于第二象限。必须防止VT1和VT2同时导通而导致电源短路。图3-21电流可逆斩波电路及其波形a）电路图b）波形

69工作过程两种工作情况：仅降压和仅升压。US向EM降压，EM向US升压。第3种工作方式：交替降压和升压工作。当一种电路电流断续为零时，使另一个斩波电路工作，让电流反方向流过，电枢回路总有电流。图3-21电流可逆斩波电路及其波形a）电路图b）波形

3.3.1

电流可逆斩波电路一个周期内，电流不断，响应很快。

70桥式可逆斩波电路将两个电流可逆斩波电路组合起来。电动机可以四象限运行。

工作过程VT4导通时，等效为图3-17a)所示的电流可逆斩波电路，提供正电压，可使电动机工作于第一、二象限。VT2导通时，VT3、VD3和VT4、VD4等效为又一组电流可逆斩波电路，提供负电压。可工作于第三、四象限。图3-22桥式可逆斩波电路3.3.2

桥式可逆斩波电路713.3.2桥式可逆斩波电路当VT4保持通态、VT3保持断态时，VT1与VT2互补并采用PWM调制。uO电压的瞬时值大于等于零。图3-22（b）为单极性PWM波形。图3-22桥式可逆斩波电路及工作波形（b）单极性PWM波形（a）桥式可逆斩波电路723.3.2桥式可逆斩波电路当使VT2保持通态、VT1保持断态时，VT3与VT4互补并采用PWM调制。uO电压的瞬时值小于等于零。这两种情况下称为单极性脉宽调制。图3-22桥式可逆斩波电路及工作波形733.3.2桥式可逆斩波电路图3-22桥式可逆斩波电路及工作波形在一个PWM周期内，当控制信号为高电平使VT1与VT4导通时，则输出电压uO为正。使VT2与VT3导通时，则输出电压uO为负。这样，输出电压uO有两个极性，称为双极性脉宽调制。单极性与双极性脉宽调制也可以用于逆变电路和PWM整流电路。（c）双极性PWM波形743.3.3多相多重斩波电路多相多重斩波电路是在电源和负载之间接入多个结构相同的基本斩波电路而构成的。相数:一个控制周期中电源侧的电流脉波数。重数：负载电流脉波数。3相3重降压斩波电路相当于由3个降压斩波电路单元并联而成。

电路如图3-23a）。图3-23多相多重斩波电路及其波形a）电路图753.3.3多相多重斩波电路每个单元控制信号周期相同,但相位互差三分之一周期，波形如图3-23。总输出电流为3个单元之和，其平均值为单元3倍，脉动频率也为3倍。总脉动幅值变得很小，所需平波电抗器总重量大为减轻。图3-23多相多重斩波电路及其波形b）波形

763.3.3多相多重斩波电路多相多重斩波电路特点输出电流最大脉动率与相数平方成反比，脉动率降低；总输出电流脉动幅值降低，电源侧电流谐波显著减小；所需平波电抗器总重量大为减轻；多相多重斩波电路还具有备用功能，总体可靠性提高。缺点是所需的器件较多，结构复杂。当电源1个而负载为3个时，则为3相1重斩波电路，当电源为3个、负载1个时，则为1相3重斩波电路。773.4隔离型斩波电路3.4.1隔离型正激斩波电路3.4.2隔离型反激斩波电路3.4.3隔离型半桥电路3.4.4隔离型全桥电路3.4.5隔离型推挽电路783.4.1隔离型正激斩波电路正激电路(Forward)工作原理图3-25中，变压器有3个绕组，W3为辅助绕组，N1N2N3分别为绕组W1W2W3的匝数，同名端如图；图3-25正激电路VT开通后，W1两端的电压为上正下负，W2也是上正下负。VD1处于通态，VD2为断态。电感L电流逐渐增长。793.4.1隔离型正激斩波电路上式中ΔIL为L电流变化量，临界时ΔIL等于2倍IO，能量经变压器传递到负载侧。VT关断后，电感L通过VD2续流，VD1关断。原、副边绕组W1和W2会产生下正上负的电势。磁场储能经W3绕组和VD3流回电源。（3-64）图3-25正激电路803.4.1隔离型正激斩波电路图3-26正激电路的理想化波形

波形如图3-26。VT开通时，uT=0，iL

上升，iT

的波形与类似，与匝数成反比。VT关断时，uT电压为US加上W1绕组的反压，iL

下降，iT=0。VT关断时且激磁电流下降为零后，uT电压为US，iL

下降，iT=0。81(3-65)基本的数量关系绕组W3被输入电源钳位，开关管VT承受最高电压为：3.4.1隔离型正激斩波电路输出滤波电感电流连续时，电压变换比为：(3-66)输出电感电流不连续时，在负载为零的极限情况下，输出电压为：(3-67)823.4.1隔离型正激斩波电路变压器的磁心复位开关VT开通后，

uW1为正，变压器的激磁电流im由零开始，随时间线性增长，磁场也增加。直到VT关断，如图3-27所示。图3-27磁心复位过程833.4.1隔离型正激斩波电路一方面限制开关管持续导通时间，另一方面必须设法使激磁电流在VT关断后im降回零。此时uW1为负，这一过程称为变压器的铁芯磁场复位，如图3-27所示。图3-27磁心复位过程843.4.1隔离型正激斩波电路在ton时间内增加的磁通变化量为在VT关断时W3电势被钳位，在trst时间内减小的磁通为trst必须小于关断时间toff实现磁场复位。图3-27磁心复位过程（3-68）（3-69）853.4.2隔离型反激斩波电路反激电路(Flyback)工作过程图3-28中，N1N2

分别为绕组W1W2

的匝数；当VT导通，US便加到W1线圈上，变压器储存能量，iT1线性增长。W2线圈中的感应电动势为下正上负，VD截止，W2没有电流流过。当VT截止时，中的感应电动势极性上正下负，二极管VD导通，iD减小。图3-28

反激式变换器电路与工作波形a）电路图b）电流断续模式的波形86基本的数量关系当VT开通时，电流连续模式下，VT开通这段时间内，原边电感电流线性增长，有3.4.2隔离型反激斩波电路(3-70)式子中L1为原边线圈的电感量；I1为通过原边线圈的电流。

873.4.2隔离型反激斩波电路而在VT关断时，若不考虑二极管VD导通压降的影响，有式子中L2为副边线圈的电感量，I2为副边的电流。在VT开通期间磁通增加量在VT关断期间磁通减小量根据减少的磁通等于增加磁通，所以(3-71)(3-72)一般情况下，反激式变换器的工作占空比小于0.5。883.4.2隔离型反激斩波电路关断后，磁场能量通过副边绕组和VD向输出端释放，原边电压为N1UO/N2，开关管承受电压为(3-73)但实际应用中，有时需要在电容C之前加一个电感量小的平波电感来降低开关噪声。在负载为零时，理论上输出电压可达无穷大，应该避免，或者采用闭环控制，使输出电压可控。应用于几百瓦以下的电源893.4.2隔离型反激斩波电路例题3-3：某变换器，输入直流电压US=15V，开关频率fS=50kHz，导通占空比ρ=0.45，输出电压为30V恒定，负载电流为1A，忽略开关管与二极管的通态压降，要求变换器工作在电流连续状态，试计算：1）如果该变换器为正激变换器，钳位绕组匝数N3=N1，那么变压器变比N2/N1、最小滤波电感L、开关管承受的最大电压为多少？2）如果该变换器为反激变换器，当开关管关断期间，变压器副边电流变化量ΔI2=2A时，其变压器变比N2/N1、原边电感L、开关管承受的最大电压为多少？解：1）根据题意，忽略开关管与二极管的通态压降，90开关周期由于ΔI2=2A，则开关管关断时，绕组W3反电势钳位在15V，开关管承受的最大电压uT为3.4.2隔离型反激斩波电路912）如果该变换电路为反激电路根据由于ΔI2=2A，则开关管承受的最大电压3.4.2隔离型反激斩波电路92例题没有考虑开关管与二极管的通态压降。如果考虑通态压降各为1V，则开关管开通时，一次绕组只承受了15-1=14V的电压。而输出相当于需要30+1=31V电压，经过二极管1V的压降，才能实际输出30V。因此，可以将UO=31V，US=14V代入前面的计算但在计算开关管承受的最大电压时，应根据实际输入电压15V计算。3.4.2隔离型反激斩波电路933.4.3

半桥电路电路分析半桥（Half-Bridge）电路原理如图3-29所示。C1和C2容量相同。开关管VT1和VT2，其驱动信号分别为uG1和uG2反相。图3-29半桥电路原理图副边绕组能量通过VD3~VD6构成的单相桥式整流电路并经电感电容滤波后输出直流电压。波形分析开关管VT1和VT2反相、对称开关时，C1和C2的中点A的点位UA有波动，基本上处在输入电压US的一半。943.4.3

半桥电路VT1导通VT2截止，W2绕组上正下负，VD3

VD6导通，电感L上的电流iL上升。

uDD电压约为电感L上的电流iL上升图3-29半桥电路原理图（3-74）图3-30半桥电路的理想化波形953.4.3

半桥电路图3-29半桥电路原理图在VT1导通，VT2截止期间：

iD3=iL

,iT1=iLN2/N1，uT1=0，uA=US/2。图3-30半桥电路的理想化波形963.4.3

半桥电路在VT1和VT2共同截止期间，波形见图3-30.uDD,iL,iD3,iT1,uT1,uA。在此期间，uDD=0,波形见图3-30。电感L上电流只能通过二极管续流，iD3=iD5=iL

/2下降。图3-29半桥电路原理图图3-30半桥电路的理想化波形973.4.3

半桥电路VT2导通，VT1截止，副边W2绕组电压下正上负，二极管VD4VD5导通。uDD电压约为电感L上的电流iL上升。图3-29半桥电路原理图图3-30半桥电路的理想化波形983.4.3

半桥电路在此期间，iD5=iL，iT2=iLN2/N1，uT2=0，

uA=US/2。A点的电位在US电位附近以幅值为ΔU上下波动。图3-29半桥电路原理图图3-30半桥电路的理想化波形993.4.3

半桥电路基本的数量关系考虑uDD有两个波头，输入输出电压的关系为(3-75)在负载为零的极限情况下，输出电压为(3-76)变压器副边可采用其它整流电路，将在第5章中介绍。电容C1C2抗不平衡能力，抑制铁芯偏磁。1003.4.4

全桥电路电路分析全桥（Bridge）电路原理如图3-31所示。开关管VT1~VT4，驱动信号分别为uG1~uG4

，uG1uG4同相，uG2uG3同相，但两组反相。VD5~VD8构成的单相桥式整流电路输出直流电压。图3-31全桥电路原理图1013.4.4

全桥电路波形分析当uG1与uG4为高电平，uG2和uG3为低电平时,开关管VT1和VT4导通、VT2和VT3截止,uT2=uT3=US。副边W2绕组感应电势上正下负，二极管VD5VD8导通。图3-31全桥电路原理图1023.4.4

全桥电路uDD电压约为N2US/N1，电感L上的电流iL上升。开关管VT1、VT4通过的电流为N2iL/N1；iD5=iL图3-32中，得到uDD，iL，iT1

，iD5，uT1的波形。其中iT1波形与iL波形类似，与匝数成反比。（3-77）图3-32全桥电路的理想化波形1033.4.4

全桥电路当uG1与uG4为低电平，uG2和uG3为高电平时，开关管VT2和VT3导通，VT1和VT4截止。铁芯工作在B-H磁滞回线中的磁通密度减小然后反向增加匝数为N2的副边W2绕组感应电势下正上负。图3-31全桥电路原理图1043.4.4

全桥电路二极管VD6VD7导通，uDD电压约为N2US/N1；电感L上的电流iL上升；开关管VT2、VT3通过的电流为N2iL/N1；iD5=0图3-32全桥电路的理想化波形图3-31全桥电路原理图1053.4.4

全桥电路当4个IGBT都关断时，一次、二次绕组上电压为0，各开关管承受电压为US/2；变压器绕组W1中的电流为零，iT1=0

；uDD电压为0，电感L的电流iL逐渐下降；VD5~VD8各分担一半电感电流即iL/2，波形见图3-32图3-32全桥电路的理想化波形1063.4.4

全桥电路基本的数量关系输入输出电压的关系为(3-78)输出电压将随负载减小而升高，在负载为零的极限情况下，输出电压为全桥变换电路适合用于数百瓦至数千瓦的开关电源。(3-79)1073.4.5

推挽电路电路分析推挽（Push-Pull）电路原理如图3-32所示。由两个正激电路组成，一个铁芯磁场交替激励、方向相反。图3-33推挽电路原理图变压器原边两绕组顺向绕制，中心抽头接电源一端，绕组另两端分别接开关管；副边绕组W3的匝数为N2

，通过VD1~VD4输出直流电压；开关管VT1VT2，驱动信号分别为uG1uG2

反相。1083.4.5

推挽电路波形分析

在VT1导通，VT2截止时，二次侧使VD2VD3导通，将能量传给负载。uDD电压约为N2US/N1，电感L上电流iL上升图3-33推挽电路原理图图3-34推挽式变换电路的理想化波形（3-80）1093.4.5

推挽电路开关管VT1通过的电流为iT1=N2iL/N1;iT2=0。假设忽略开关管的饱和压降，在VT1导通，VT2截止期间，uT1=0;图3-33推挽电路原理图图3-34推挽式变换电路的理想化波形1103.4.5

推挽电路在W2上感应出的电势也是US，其极性为上负下正。VT2承受的电压为2US。整流二极管VD2电流iD2=iL图3-33推挽电路原理图图3-34推挽式变换电路的理想化波形1113.4.5

推挽电路当uG1为低电平，uG2为高电平时，VT1截止，VT2导通。W3上的感应电势同名端电位高，使VD1VD4导通。图3-33推挽电路原理图图3-34推挽式变换电路的理想化波形1123.4.5

推挽电路uDD电压约为N2US/N1，电感L上的电流iL上升。VT2通过的电流为N2iL/N1，VT1承受电压2US。uT2=0；iD1=iL；iT1=0；iD2=

0

图3-33推挽电路原理图图3-34推挽式变换电路的理想化波形1133.4.5

推挽电路当uG1，uG2均为低电平时，VT1VT2均截止，绕组无感应电势，VT1承受电压US，uDD电压为0，电流iL下降，通过4个二极管续流。iD1=iD2=iL/2；iT1=iT2=0。图3-33推挽电路原理图图3-34推挽式变换电路的理想化波形1143.4.5

推挽电路基本的数量关系输入输出电压的关系为(3-81)输出电压随负载减小而升高，在负载为零的极限情况下，输出电压为(3-82)为了避免两个开关同时导通而引起损坏，其工作占空比必须保持小于0.5。115表3-1各种不同的间接直流变流电路的比较3.4.5

推挽电路电路优点缺点功率范围应用领域正激电路较简单，成本低，可靠性高，驱动电路简单变压器单向激磁，利用率低百瓦~几千瓦各种中、小功率电源反激电路非常简单，成本很低，可靠性高，驱动电路简单难以达到较大的功率，变压器单向激磁，利用率低几瓦~几十瓦小功率电子设备、计算机设备、消费电子设备的电源。全桥变压器双向励磁，容易达到大功率结构复杂，成本高，有直通问题，可靠性低，需要复杂的多组隔离驱动电路几百瓦~几百千瓦大功率工业用电源、焊接电源、电解电源等半桥变压器双向励磁，没有变压器偏磁问题，开关较少，成本低有直通问题，可靠性低，需要复杂的隔离驱动电路几百瓦~几千瓦各种工业用电源，计算机电源等推挽变压器双向励磁，两个开关管轮流导通，激磁回路只有一个开关管导通压降，通态损耗较小，驱动简单使用中需要注意偏磁问题几百瓦~几千瓦低输入电压的电源116本章小结本章主要介绍了直接直流变换电路、间接直流变换电路以及反激式开关电源设计。直接直流变流电路包括6种基本斩波电路、2种复合斩波电路及多相多重斩波电路.其中最基本的是降压斩波电路和升压斩波电路两种。间接直流变换电路有隔离型正激、反激、半桥、全桥、推挽斩波电路。本章重点是根据PWM控制原理，对这些电路的工作原理进行分析。要掌握电路的输入、输出关系，以及主要元件的计算。4.1逆变器的分类与换流技术4.2单相方波逆变4.3单相SPWM逆变4.4三相桥式方波逆变4.5三相SPWM逆变4.6多重逆变电路和多电平逆变电路本章小结第4章直流-交流逆变变换技术118引言直流-交流变换是将直流电变成交流电的过程，也称为逆变变换。当逆变电路的交流侧接电网，称为有源逆变。交流侧接负载，称为无源逆变。变频电路：分为交交变频和交直交变频两种。逆变器的应用场合有很多。各种直流电源的逆变电路，如蓄电池、干电池、太阳能电池。交流电机调速用变频器等电力电子装置。1194.1逆变器的分类与换流方式

4.1.1逆变器的分类

4.1.2换流方式1204.1.1逆变器的分类逆变器的分类方法常用有：据输入直流电源特点，分为电压型和电流型逆变器。电压型逆变器为恒压源，一般接有储能电容器。电流型逆变器为恒流源，一般接有储能大电感。

根据电路的结构特点，可分为半桥式逆变电路、全桥式逆变电路、推挽式逆变电路等。根据开关器件工作状态，可分为软开关逆变电路和硬开关逆变电路。1214.1.1逆变器的分类根据输出波形，可分为正弦波逆变器和非正弦波逆变器。根据输出相数，分单相逆变电路和三相逆变电路。方波逆变电路有导通型180o和导通型120o等方式。采用PWM技术的PWM逆变电路，输出谐波含量小。逆变电路可能引起电路工作电流通路的改变：换流（也称为换相）。1224.1.2换流方式电力电子中采用的换流方式有以下几种。

1．器件换流（DeviceCommutation）利用全控型器件的自关断能力进行换流。2．电网换流（LineCommutation）

电网提供换流电压的换流方式。

将负的电网电压施加在欲关断的晶闸管上即可使其关断。适用于半控型器件不需要为换流添加任何元件。1234.1.2换流方式图4-1直接耦合式强迫换流原理图3．负载换流（LoadCommutation）

利用负载回路中电感、电容形成的振荡特性，使电流自动过零。4．强迫换流（ForcedCommutation）

设置附加的换流电路，给欲关断的晶闸管强迫施加反压或反电流。如图4-1，利用附加电容上所储存的能量来实现。1244.2单相方波逆变

4.2.1电压型单相方波逆变电路

4.2.2电流型单相方波逆变电路1254.2单相方波逆变·引言直流侧为电压源的逆变电路称电压型逆变电路，特点直流侧为电压源或并联大电容，电压基本无脉动。输出电压为矩形波。阻感负载时需提供无功功率。逆变桥各臂并联反馈二极管。直流侧为电流源的逆变电路称电流型逆变电路。

特点直流侧为电流源或串联大电感。直流回路串以大电感，储存无功功率，高阻抗的电源内阻特性。1264.2单相方波逆变·引言改变逆变器两端直流电压极性来改变能量流动方向并反馈无功功率，无需设置无功二极管作为反馈通道。可以看出：

电压源型逆变器适合于稳频稳压电源、不可逆电力拖动系统、快速性要求不高的应用场合。电流源型逆变器适用于频繁加、减速，正、反转的单电机可逆拖动系统。1274.2.1电压型单相方波逆变电路图4-2电压型单相半桥方波逆变电路及其工作波形a)逆变电路1.电压型单相半桥方波逆变电路电路结构半桥方波逆变电路结构如图4-2a）所示。由两个导电臂构成。在直流侧足够大的电容C1和C2，C1=C2。感性负载连接在A、O两点间。a)1284.2.1电压型单相方波逆变电路工作原理电力晶体管VT1和VT2的基极信号各有半周正偏，半周反偏，且互补。工作波形如图4-2b)。输出uo为矩形波，幅值为Ud/2。在t1～t2期间VT1导通，uo=Ud/2。a)b)图4-2电压型单相半桥方波逆变电路及其工作波形a)逆变电路b)工作波形1294.2.1电压型单相方波逆变电路在t2～t3期间，t2时刻VT1关断，同时给VT2发出导通信号。VD2导通续流，uo=-Ud/2。a)b)图4-2电压型单相半桥方波逆变电路及其工作波形a)逆变电路b)工作波形在t3～t4期间，t3时刻io降至零，VD2截止，VT2才有电流通过

，io开始反向增大。1304.2.1电压型单相方波逆变电路在t4～t5期间，t4时刻VT2关断，VT1发出导通信号。VD1导通续流，t5时刻VT1才有电流通过，uo=-Ud/2，t4～t5期间与0～t1期间对应。a)b)图4-2电压型单相半桥方波逆变电路及其工作波形a)逆变电路b)工作波形1314.2.1电压型单相方波逆变电路当VT1或VT2导通时，负载电流与电压同方向，直流侧向负载供能；当反向，VD1或VD2导通时，能量向直流侧反馈。半桥逆变电路优点是使用的器件少；其缺点是输出交流电压的幅值仅为Ud/2，且需要分压电容器。a)b)图4-2电压型单相半桥方波逆变电路及其工作波形a)逆变电路b)工作波形1324.2.1电压型单相方波逆变电路2.电压型单相全桥方波逆变电路电路结构如图4-3所示。VT1和VT4构成一组，VT2和VT3构成一组，交替导通,180o。两桥臂中点为输出连接点，接负载。图4-3单相全桥方波逆变电路及其工作波形

a）逆变电路a)1334.2.1电压型单相方波逆变电路工作原理VT1和VT4导通时，uo=Ud，■如果io为负值，VD1VD4通过电流；■如果io为正值，VT1VT4通过电流；图4-3单相全桥方波逆变电路及其工作波形a）逆变电路b）工作波形a)b)1344.2.1电压型单相方波逆变电路VT2和VT3导通时，uo=-Ud，■如果io为正值，VD2VD3通过电流；■如果io为负值，VT2VT3

通过电流；VD1--VD4起续流作用，输出电压幅值为Ud

。

图4-3单相全桥方波逆变电路及其工作波形a）逆变电路b）工作波形a)b)1354.2.1电压型单相方波逆变电路基本数量关系

将图4-3中电压波形uo展开成傅氏级数得：式中基波幅值Uo1m基波有效值Uo1分别为(4-1)(4-2)(4-3)总谐波畸变因数为

(4-4)Cn=1/n,为各次谐波相对于基波幅值的标幺值，偶次谐波的系数为零。

1364.2.1电压型单相方波逆变电路3．单相全桥逆变移相调压方式工作原理阻感负载时，还可采用移相调压。当VT3的基极信号比VT1落后

角度（0＜

＜180°），即VT3、VT4的栅极信号分别比VT2、VT1的前移180°-

。其移相调压方式如图4-4所示。

图4-4单相全桥方波逆变电路的移相调压方式

1374.2.1电压型单相方波逆变电路工作原理在0～t1，VT1和VT4导通,uo=Ud。在t1～t2，VT1继续导通，VT3导通VT4截止，uo=0。在t2～t3，VT3继续导通,VT2导通VT1截止,负载电流为正,

uo=-Ud。负载电流下降过零并开始反向，VT2VT3导通,

VD2VD3截止，uo=-Ud。图4-4单相全桥方波逆变电路的移相调压方式

1384.2.1电压型单相方波逆变电路图4-4单相全桥方波逆变电路的移相调压方式

在t3时刻之后，VT2继续导通，VT4导通VT3截止，负载电流为负，uo再次为零。调节

就可调节输出电压。数值分析将图4-4中的电压波形uo展开成傅氏级数得(4-5)4.2.1电压型单相方波逆变电路各次谐波的幅值Uonm和有效值Uon分别为139(4-6)(4-7)例题4-1：采用移相调压控制的单相全桥方波逆变电路，直流电压Ud=310V，当两个桥臂控制移相角

为120°，输出电压是正负各为

角度方波，求输出电压有效值Uo和输出电压基波有效值Uo1。解：由于输出电压为方波，其有效值输出电压的基波有效值=（V）（V）1404.2.1电压型单相方波逆变电路图4-5带中心抽头变压器的方波逆变电路

4.带中心抽头变压器的方波逆变电路电路结构变压器原边两绕组顺向绕制，中间抽头接电源1端设变压器匝比为1：1：1工作原理当VT1导通，VT2承受电压为电源Ud与绕组W2电势之和，2Ud。

uo和io波形及幅值与全桥逆变电路相同。1414.2.2电流型单相方波逆变电路电路结构电路如图4-6所示；输入侧为串接大电感的电流源；主电路开关管采用自关断器件时，支路串入二极管。

图4-6电流型单相桥式方波逆变电路与工作波形

a)逆变电路b)工作波形a)1424.2.2电流型单相方波逆变电路工作原理当VT1、VT4导通，VT2、VT3关断时，io

=Id。当以频率f交替切换开关VT1、VT4和VT2、VT3时，如图4-6b)所示的电流波形。电压波形由负载性质决定。图4-6电流型单相桥式方波逆变电路与工作波形

a)逆变电路b)工作波形a)1434.2.2电流型单相方波逆变电路数值分析将图4-6b)所示的电流波形io展开成傅氏级数，有图4-6电流型单相桥式方波逆变电路与工作波形

b)工作波形(4-8)(4-9)(4-10)其中基波幅值Io1m和基波有效值Io1分别为1444.3单相SPWM逆变

4.3.1三角波调制法及其控制模式

4.3.2同步调制与异步调制4.3.3单极性与双极性PWM模式4.3.4SPWM的自然取样法和规则取样法4.3.5电流跟踪PWM逆变控制技术1454.3.1三角波调制法及其控制模式脉冲宽度调制（PWM）技术在逆变电路中的应用最为广泛，以前讲述了PWM等面积原理。利用PWM技术，用PWM波代替正弦半波：脉冲宽度为

/N的、幅值顶部大小按正弦规律变化的脉冲序列组成。中点重合，且面积相等，这就是PWM波形。图4-7PWM波代替正弦半波

a)正弦半波b)PWM波1464.3.1三角波调制法及其控制模式与正弦波等效的PWM波形，也称SPWM（SinusoidalPWM）波形。对于正弦波的负半周，也可以用同样的方法得到P