【移相全桥变换器主电路设计与仿真分析案例3000字】

移相全桥变换器主电路设计与仿真分析案例目录TOC\o"1-3"\h\u23180移相全桥变换器主电路设计与仿真分析案例 1307751.1主电路设计 129951.1.1主功率MOS管选型计算 1170131.1.2副边整流二极管选型计算 3262361.1.3变压器设计与损耗等计算 435041.1.4谐振电感设计 6229551.1.5输出滤波电感电容设计 7324201.2基于Simulink的主电路仿真分析 7194391.3小结 101.1主电路设计本节将在对本文拟搭建的实验电路的主电路参数进行设计，主电路的相关参数如表1.1所示。表1.1主电路参数表Table1.1Maincircuitparametertable参数符号数值单位额定功率Pout100W最大功率Pin_max110W额定输入电压范围Vin_min~Vin_max24-26V额定输入电压Vin24V额定输出电压范围Vout_min~Vout_max12-24V额定输出电压Vout24V额定输出电流Iout4.167A开关频率fs50kHz运行最大占空比DS0.35/整体运行最大占空比Dmax0.7/1.1.1主功率MOS管选型计算（1）主功率MOS管的应力计算MOS最大导通时间 （1.1）输入电压最低，满载功率输出时，输入平均电流值为 （1.2）输入最大电流值为 （1.3）输入最大电流有效值为 （1.4）MOS最大电流有效值为 （1.5）MOS选型的额定电流值需按流过MOS最大电流的3倍余量以上（防止短路或故障下电流过大冲击损坏），故有 （1.6）MOS选型的额定耐压值需大于最大电压输入时的耐压值1.5倍余量（防止尖峰击穿），故有 （1.7）根据上述计算，可以选取额定电流为20A，且耐压值40V的MOS。（2）MOS管的损耗计算根据所选型的MOS，查阅Datasheet规格书，获取其恶劣情况下的导通电阻值。MOS导通电阻值为 （1.8）则4颗MOS总共导通损耗为 （1.9）在重载情况下，移相全桥为软开关模式，可以忽略开通损耗。MOS关断时间（查找Datasheet，与驱动有关，具体数据以实验实测驱动下降时间为准）为 （1.10）故4颗MOS总共关断损耗为 （1.11）MOS的Qg参数（查找Datasheet获取）为 （1.12）MOS管的驱动电平为12V，则4颗MOS的驱动损耗为 （1.13） （1.14）4颗MOS总体损耗为 （1.15）根据上述计算可得，MOS的总体损耗大约为1W左右，故在实际MOS选型合理的同时，还要考虑散热问题避免MOS管因温升损坏。1.1.2副边整流二极管选型计算（1）副边二极管的应力计算根据输出电压和电流范围确定副边比较合适的整流方式为中心抽头全波整流方式，下面针对中心抽头全波整流方式下的副边二极管参数进行计算选型。副边二极管的输出最大电流值为 （1.16）输出最大电流有效值为 （1.17）单颗二极管最大电流有效值为 （1.18）为了防止短路或故障下电流过大冲击损坏二极管，在选型时，二极管的额定电流值需按流过二极管最大电流的1.5倍余量以上考虑。对于单颗二极管流过电流过大，可以使用两颗并联，即副边使用4颗二极管，故有 （1.19）二极管截止时，其承受输出两倍的电压，为防止尖峰击穿，选型时按照其定耐压值1.2倍余量考虑，则有 （1.20）综上所述，可选型额定通电能力在24A以上，耐压150V的快恢复二极管。（2）副边二极管的损耗计算查找Datasheet，二极管的导通管压降为 （1.21）则四颗二极管导通损耗为 （1.22）同样的，查阅Datasheet，二极管反向恢复电荷为 （1.23）故二极管反向恢复损耗 （1.24）此时，可以计算二极管的总损耗为 （1.25）综上所述，二极管选型合理的同时，还要设计散热措施对其损耗进行处理。1.1.3变压器设计与损耗等计算作为变换器中必不可少的元件，变压器在本课题的研究中主要起到电气隔离、电压变换和传递能量的作用。根据输入电压最低，占空比最大，输出电压最高情况下计算原副边变压器变比值(其中设副边线路上压降为0.5V)。（1）变压器参数计算本设计选取DMR95系列（该系列磁芯具有恒定磁导率，电感量随电流变化很小）磁芯用于高频变压器设计，根据功率与电压等级经验选用PQ3230计算变压器参数，则有 （1.26）PQ3230磁芯相关参数如表1.2所示。表1.2PQ3230磁心相关参数Table1.2PQ3230corerelatedparameters参数数值单位Ae值155.4×10-6m2体积Ve值10645×10-9m3平均绕线长度68.5×10-3m窗口面积148.4×10-6m2最大磁感应强度100×10-3T变压器绕组匝数为 （1.27）变压器副边匝数为 （1.28）变压器额定工作点的磁感应强度B为 （1.29）额定工作变压器的磁芯损耗为 （1.30）（2）变压器损耗计算变压器原副边绕组电流密度为 （1.31） （1.32）变压器原边采用半径为0.1mm的多股励磁线绕制，则励磁线股数为 （1.38）故变压器原边采用半径为0.1mm×150匝的多股励磁线绕制。变压器副边仍采用半径为0.1mm的多股励磁线绕制，此时要注意两个变压器副边为并联关系，副边励磁线股数为 （1.40）故变压器副边采用半径为0.1mm×100匝的多股励磁线绕制。变压器的窗口占用率过大时说明所选的磁心不满足设计需求，一般情况下应当控制在25％以下，故本设计的变压器窗口占用率为 （1.41）考虑10mΩ的余量，变压器原边绕组直流内阻为 （1.42）考虑10mΩ的余量，变压器副边绕组直流内阻为 （1.43）依据工程经验，原副边绕组的电流系数为 （1.44） （1.45）变压器绕组损耗为 （1.46）综上所述，变压器的总体损耗为 （1.47）1.1.4谐振电感设计谐振电感的设计对于本课题的研究来说至关重要，如何将该参数设计在合适的范围内是本小节关注的问题。当该参数设定的过小时，不能满足软开关实现的条件，功率管的结电容还没有充放电完成，开关管就导通了。故理论上应该保证这个参数的数值大一点，但如果设计的过大，就会导致占空比丢失的问题。则谐振电感为 （1.48）其中，Dloss取值为0.15，K取值为12.5，Imax取4A，fs取50kHz，代入所有数据得Lr=1μH。1.1.5输出滤波电感电容设计（1）输出滤波电感设计输出滤波电感的计算公式为 （1.49）式中，fLout是Lout的脉动频率，其与二次侧的整流方式有关，本拓扑中fLout=2fs。Iccm取输出电流最大值的10%。VSM是变压器副边整流管的导通压降，取0.3V。VLout是输出滤波电感上的压降，取0.2V，代入相应数值后可得：Lout=130μH。（2）输出滤波电容设计根据设计需求，∆Vpp为输出电压的峰峰值，取额定输出电压的3%，即720mV。取最大输出电流的10%为输出电感电流的脉动量，即0.4A，为了使ESR上的纹波电压小于720mV，则ESR需小于720mV/18A=1.8Ω。在实际的工程当中，电容的容量公式为 （4.50）带入数据可得Cout=330μF，由于输出电压最大为26V，实际取耐压值为35V容量为330μF的电解电容使用。1.2基于Simulink的主电路仿真分析基于Matlab/Simulink对主电路进行仿真分析，通过详细的计算与分析对主电路参数进行效验。模型基本参数如表1.3所示。表1.3模型的基本参数Table1.3Basicparametersofthemodel参数符号数据单位输入电压Vin24V开关频率fs50kHz变压器变比n0.75谐振电感Lr700μH滤波电感Lout130μH滤波电容Cout330μF根据表1.2中的参数，搭建了如图1.1所示的主电路仿真模型。图1.1主电路仿真模型Figure1.1Maincircuitsimulationmodel通过仿真电路可得驱动波形如图1.2所示。四个波形依次是Q1~Q4的驱动波形，由图可见，Q1的相位超前于Q4、Q2的相位超前于Q3，电路实现了移相控制。图1.2移相桥的驱动波形Figure1.2Drivingwaveformofphase-shiftingbridge图1.3所示的是Q4的驱动电压Vg的波形和电压应力Vds的波形。根据上一章中的分析和观察图1.3的波形可知，Vds降为零之后，Vg才从零开始上升，最终实现了滞后桥臂上开关管Q4的ZVS，本文基于Matlab/Simulink的移相全桥变换器可以实现零电压开通，即ZVS。图1.3开关管Q4的电压应力与驱动电压波形图Figure1.3SwitchQ4voltagestressanddrivingvoltagewaveform如图1.4所示为移相全桥变换器的高频变压器原边与副边整流后的电压波形图，很明显高频变压器二次侧整流后的电压波形会有一定的占空比丢失，这与ZVS移相全桥变换器的工作特性相符。图1.4变压器原边与副边整流后的电压波形图Figure1.4Voltagewaveformdiagramafterrectificationofprimaryandsecondarysidesoftransformer图1.5移相全桥变换器的输出电压波形Figure1.5Outputvoltagewaveformofphase-shiftedfull-bridgeconverter图1