【移相全桥DCDC变换器实验设计案例分析3800字】

移相全桥DCDC变换器实验设计案例分析目录TOC\o"1-3"\h\u7030移相全桥DCDC变换器实验设计案例分析 185061.1硬件电路设计 2184901.1.1功率电路设计 2137651.1.2控制电路设计 2253911.1.3采样电路设计 3245071.1.4PWM驱动电路设计 5263481.1.5辅助电源设计 6310511.2系统软件设计 6120401.2.1系统主程序设计 6228311.2.2ADC中断子程序设计 77251.2.3低优先级中断子程序设计 8120391.2.4软启动子程序设计 927431.3实验结果与分析 9在前述的理论分析与分析建模基础上，本章将完成对移相全桥DC/DC变换器实验系统的设计，系统框图如图1.1所示。图1.1移相全桥变换器系统框图Figure1.1Blockdiagramofphase-shiftedfull-bridgeconvertersystem依据第三章中对主电路的设计参数，本文搭建的实验系统的设计指标如下：1）输入额定电压：24V（DC）2）输出额定电压：12~24V可调（DC）3）最大输出电流：4.167A4）最大输出功率：100W5）开关频率：50kHz1.1硬件电路设计整个实验系统的硬件电路主要包含：功率电路、基于TMS320F28034的控制电路、采样、PWM驱动及辅助电源电路等。1.1.1功率电路设计本文的第三章中已经完成了对变换器的关键参数的详细设计，故在此处只对功率电路的各个参数进行简单的介绍和说明，不再赘述其参数选择原因。本文设计的移相全桥DC/DC变换器的功率电路如图1.2所示。其中，Q1~Q4是构成原边全桥电路的四个功率MOS管，L2为原边谐振电感，并联的D1和D2、D5和D6为副边整流二极管，L1和C2为输出的滤波电感和电容。考虑到功率电路的实际工作情况，本文在基本的功率拓扑电路技术上增加了输入反并联二极管D8、输出电流采样电阻R9、电流互感器原边检测T2与副边二极管的RC吸收电路。输入反并联二极管D8的设置是为了防止实际操作中输入电压反接损毁功率电路；输出电流采样电阻R9的设置是为了实现对输出电流的检测，将输出的电流信号转换为电压信号方便CPU识别；电流互感器原边检测T2的设置是为了用以过流保护；副边二极管的RC吸收电路的设置主要是考虑到基础拓扑的高频变压器漏感的储能缺乏释放回路，故增设RC吸收电路用于吸收高频变压器的漏感储能。图1.2功率电路图Figure1.2Powercircuitdiagram1.1.2控制电路设计图1.3基于TMS320F28034的控制外围电路Figure1.3ControlperipheralcircuitbasedonTMS320F28034本文设计的移相全桥变换器的控制器使用了TI公司的TMS320F28034微控制器。相对于其他控制器而言它不仅具有极其强大的数字信号处理功能，单独一块处理器就能够完成本设计要求的任务；此外，该微处理器集成了大量的外设，又具有微控制器的功能。TMS320F28034微控制器凭借其优良的特性广泛应用于DC/DC变换器、智能电网和电力线通信等领域。本文的TMS320F28034控制器的控制外围电路如图1.3所示。1.1.3采样电路设计本设计的移相全桥变换器的采样电路主要完成对移相全桥变换器主拓扑的输出电压和电流的采集，用于由TMS320F28034控制器实现对变换器的输出电压电流的控制与保护。（1）电压采样电路本文设计的电压采样电路如图1.4所示，是一个常见的高压采样电路。电阻R25和R26为电压采样电阻，VOUT+和VOUT-为移相全桥变换器输出电压的正极和负极，整个电路包括差分比例缩小和低通滤波两部分。差分比例缩小由高精度运算放大器GS8552配合适当的电阻电容构成；R42和C35串联组合构成了低通滤波器。其中，电容C37主要对输入的差分信号进行滤波，滤除差分输入的瞬时尖峰值，以实现对运算放大器的输入端口保护；电阻R40以及R51与电容C34与C43构成一个有阻尼的积分环节，凭借积分环节的低通特性对差分信号进行滤波，保障采样频率大于二倍的被采样差分信号的频率，防止产生频谱混叠，其作用为抗混叠滤波。在元件选择上，电压采样电阻R25和R26应当根据移相全桥变换器的输出电压的大小考虑其耐压。同时，采样电阻的发热功率根据经验值不应超过其标称功率的四分之一。图1.4电压采样电路Figure1.4Voltagesamplingcircuit（2）电流采样电路本文设计的电流采样电路如图1.5所示，由于前文功率电路中已经实现了对输出电流的采样，则后续的采样电路只需采样对应的电压值即可获得对应的输出电流的大小。图1.5电流采样电路Figure1.5CurrentsamplingcircuitSC+和SC-为移相全桥变换器输出电流采样电阻的正极和负极。与电压采样电路相类似，电流采样电路由高精度运算放大器GS8552构成的差分比例放大电路与电阻R47和电容C40组成的一阶RC低通滤波电路构成。与电压采样电路相类似，电容C42主要起到滤波的作用，滤除差分输入的瞬时尖峰值，以实现对运算放大器的输入端口保护；电容C36与C45为无阻尼的纯积分环节，凭借积分环节的低通特性对差分信号进行滤波，保障采样频率大于二倍的被采样差分信号的频率，防止产生频谱混叠，其作用为抗混叠滤波。与电压采样电路使用有阻尼的积分环节不同，电流采样电路使用无阻尼的纯积分环节主要是考虑到电流采样信号具有更高的尖峰值，使用无阻尼的积分环节可以有效将其抑制。1.1.4PWM驱动电路设计图1.6PWM驱动电路Figure1.6PWMdrivecircuit本设计采用MOS管作为主电路的开关器件，一般来说，微控制器芯片I/O引脚输出的PWM信号并不能直接用于MOS管的通断态控制，还需要一个驱动电路实现信号的间接转换。为实现驱动电路的这一基本任务，所提供的驱动信号要符合MOS管的幅度和功率需求，但又不能大于其电压、电流限额，且必须在门极伏安特性的可靠触发区域内。本文设计的PWM驱动电路如图1.6所示，驱动电路以隔离驱动芯片SI8233为核心，辅助以必要的外围电路搭建而成。SI8233芯片内置HS/LS双驱动器，可以同时驱动移相全桥变换器的超前桥（或滞后桥）上下桥臂的两颗MOS管，整个PWM驱动电路只需2颗SI8233芯片即可完成对移相全桥的4颗MOS管驱动。在电路设计上，快恢复二极管D3与电容C5构成了高边MOS管的自举浮栅驱动电源，使得高边MOS管的栅极驱动信号不受负载以及主电路供电电压的影响。串联于栅极与驱动芯片的电阻起到栅驱动的限流保护，防止栅极动态电流过大导致MOS管栅极受损。1.1.5辅助电源设计辅助电源电路如图1.7所示。整个辅助电源的供电方案为由移相全桥变换器的直流输入侧取能，而后分类分级降压，以获得不同的电压水平。首先根据供电的对象不同，将辅助电源分为针对PWM驱动电路供电的功率供电电路和针对运算放大器、DSP的信号供电电路两种。功率供电电路采用DC/DC电源模块B2412S-1WR2将移相全桥变换器的24V（DC）输入转换为12V（DC），12V的直流电源用于向PWM驱动芯片SI8233的驱动侧供电。信号供电电路采用两级式供电结构，首先由DC/DC电源模块B2405S-1WR2将移相全桥变换器的24V（DC）输入转换为5V（DC），所得5V（DC）再经由芯片AMS1117-3.3转换为3.3.V（DC）。其中，5V（DC）主要向运算放大器、PWM驱动芯片SI8233的控制侧供电；3.3V（DC）向TMS320F28034微控制器芯片供电。图1.7辅助电源电路Figure1.7Auxiliarypowercircuit1.2系统软件设计本文系统软件是在TI公司推出的CCS（CodeComposerStudio）集成开发环境下实现的，该软件开发平台提供了配置、建立、调试、分析程序的工具，工作效率极高。1.2.1系统主程序设计主程序主要由系统初始化、将程序复制至RAM 中加速程序运行速度、停止指令更新、停止处理等几个步骤。系统初始化的主要作用是实现参数的确定，对故障标识进行归位，初始化后的输出电压大小为0，最大限流值大小是4A。本文设计的移相全桥变换器的主程序流程图如图1.8所示。图1.8系统主程序流程图Figure1.8Systemmainprogramflowchart1.2.2ADC中断子程序设计ADC中断子程序流程图如图1.9所示，具体流程为：软件在ADC中断中对输出电压、电流的参数进行采样和求平均。基于这些数据建立如公式（4.22）的状态空间表达式建立变增益控制器，从而进一步得到控制移相角，并更新PWM周期寄存器（只更新滞后臂ePWM2A/2B，超前臂保持不动）。同时比较器时刻检测原边电流，当移相全桥原边电流较大时，比较器翻转，快速关闭PWM输出，保护机器。图1.9ADC中断子程序流程图Figure1.9ADCinterruptsubroutineflowchart1.2.3低优先级中断子程序设计图1.10低优先级中断子程序流程图Figure1.10Lowpriorityinterruptsubroutineflowchart为了配合ADC中断，服务主程序，在本次设计中还加入了200Hz的低优先级中断函数，但是该函数的优先级相对较低，其作用主要是进行输出过压、过流保护，还能够实现欠压保护等等。该函数还能够将滑动变阻器电压值进一步转化为输出参考电压，当工作状态出现变化时，显示灯也会随之变化。具体流程如下。1.2.4软启动子程序设计软启动程序采用状态机设计，由初始化、等待、启动、启动完成四个子状态构成。初始化阶段，设定原边电流保护值，限制移相全桥启动最大移相角，输出参考电压初始值。随后进入等待状态等待100ms，以最小移相角发波。在软启动过程中，为了抑制启动过程原边电流过大，启动从小移相角开始启动，每隔5ms逐渐放开移相角限制。当移相角限制值逐渐增加至MAXPAHSE，即对应的95%移相角时，软启动结束，状态机跳转至运行状态。软启动子程序流程图如图1.11所示。图1.11软启动子程序流程图Figure1.11Softstartsubroutineflowchart1.3实验结果与分析基于前述硬件和软件设计，对移相全桥变换器进行PCB绘制并焊接，移相全桥变换器的电路板如图1.12所示。其中编号①为原边全桥电路，编号②为原边谐振电感，编号③为高频变压器，编号④为两个副边的整流二极管（每个整流二极管由两颗双肖特基二极管并联组成），编号⑤为输出侧LC滤波器电路。图1.12移相全桥变换器电路板Figure1.12Phase-shiftedfull-bridgeconvertercircuitboard基于1.12的移相全桥变换器电路板，本文搭建了基于DSP的移相全桥变换器的电源样机，如图1.13所示。图1.13基于DSP的移相全桥变换器的电源样机Figure1.13Powersupplyprototypeofphase-shiftedfull-bridgeconverterbasedonDSP如图1.13所示的电源样机实验，编号①为大功率直流电源，编号②为移相全桥变换器电路板，编号③为大功率电阻负载，编号④为示波器。本文所设计的基于DSP的移相全桥变换器工作时输出的移相驱动信号波形如图1.14（a）所示，驱动信号与变压器原边电流如图1.14（b）所示。图1.14移相驱动信号及原边电流Figure1.14Phaseshiftdrivesignalandprimarycurrent由第二章明确了实现ZVS的相关条件，图1.15（a）为Q3管驱动波形、源漏极电压