《高频电子技术》-高频电子技术第5章

调制是将要传送的基带信号装载到某一高频振荡（载频）信号上去的过程。如何把要传输的信息装载到高频信号上去呢？实际上就是用要传输的信息去控制高频载波的某个参数。如果信息控制的是高频信号的幅度，这种调制就称为振幅调制，把经过调制后的波形称为已调波（调幅波）。在无线电通信系统里，所发射的就是已调波。已调波在自由空间里传播，到达接收地后，需要通过天线把已调波接收下来。而真正需要的是低频信息，所以需要把信息从已调波（调幅波）里面取出来，这一过程称为解调（振幅解调）。混频电路就是把已调波的载波频率变换成另一种需要的载波频率，它只改变载波的频率不改变载波的波形。不论是振幅调制、振幅解调还是混频电路，其输出信号与输入信号的频率成分是不相同的，称为频率变换。频率变换可分为频率的线性变换和频率的非线性变换，频率的线性变换不改变输入信号的频谱结构，只是在频轴上左右移动，而频率的非线性变换会改变输入信号的频谱结构。振幅调制、解调与混频电路属于频率的线性变换。模拟乘法器就是一种能实现频率变换的电路。返回5.1模拟乘法器相乘器也叫乘法器，它作为基本的功能单元电路被广泛运用于各种信号处理和变换电路中。模拟相乘器就是能实现两个模拟信号相乘功能的非线性电子线路。相乘器通常有两个模拟信号的输入通道，分别叫x通道和y通道，其电路符号如图5−1

所示。相乘器的相乘功能可用如下数学表达式描述。其中KM

称为相乘器的增益系数，其单位为1/V。如果相乘器的输出电压与两个输入电压同一时刻瞬时值的乘积成正比，并且输入信号的波形、极性、幅度、频率可以是任意的，这样的相乘器称为四象限相乘器，也叫理想相乘器。对于理想相乘器的一个输入或者两个输入信号为零时，其输出为零。当其中一个输入信号为直流时，相乘器相当于一个线性模拟放大器。下一页返回5.1模拟乘法器5.1.1相乘器的特性相乘器的模型如图5−1所示，假设输入信号vx(t)=Vxmcos(ωxt)，vy(t)=Vymcos(ωyt)，根据式（5−1），则输出电压为由上可见输入信号的频率成分有两个，分别是ωx和ωy

，而输出信号的频率却变为(ωx+ωy)和(ωx-ωy)。很显然相乘器的输出信号的频率跟输入信号的频率不相同，说明相乘器具有频率变换的作用。实际的相乘器都是利用非线性器件构成的一种电子线路，常用的非线性器件有二极管、三极管。上一页下一页返回5.1模拟乘法器5.1.2二极管相乘器电路1.二极管的相乘原理二极管电路如图5−2所示，其中vQ

是用来确定静态工作点的，工作点尽量设置在二极管伏安特性曲线上非线性最强的地方；v1和v2为输入的交流模拟电压。因为二极管是一个非线性器件，流过二极管的电流与加到二极管上的电压成一个非线性函数，所以流过二极管的电流可表示为其中v=vQ

+v1+v1

，所以伏安特性可以表示为如果这个函数在静态工作点Q的各阶导数都存在，则可以展开成(v-vQ)的幂级数。上一页下一页返回5.1模拟乘法器将v=vQ

+v1+v1带入式（5−5）可得在式（5−6）中，a0=IQ

，是v=vQ时的电流值，且an取值如下。将式（5−7）中各幂级数展开得上一页下一页返回5.1模拟乘法器由式（5−8）可以看出，第6项为2a1v1v2，实现两模拟信号的相乘功能，但是除了需要的相乘项，还有无数项是不需要的。所以，如果我能够把多余无关项去掉的话，二极管就是一个相乘器。在时域里面，没有办法把相乘项选出来，但是在频域里面，可以把各项区分选出来。因此，把式（5−8）在频域里面进行分析。令带入式（5−8）中，得上一页下一页返回5.1模拟乘法器把式（5−8）与式（5−9）进行比较发现，v1对应的频率分量为w1，v2对应的频率分量为w2，v12所对应的项为，用三角公式展开为，其频率分量为2ω1

，同理v22所对应的频率分量为，

v1v2对应的频率分量为(ω1±ω2)，v13所对应的频率分量为3ω1，如此类推v1

2v2所对应的频率分量为(2ω1±ω2)，所以流过二极管的电流所含的频率分量可以表示为很显然，当p=q=1时的频率分量才是实现相乘功能的，而其他无数项都是多余的。可以用滤波器滤除多余项，剩下相乘项，使二极管实现相乘功能。上一页下一页返回5.1模拟乘法器根据上面的分析，二极管可以实现相乘功能，但是实现相乘功能需要滤除太多的无用频率分量，无用的频率分量越多，要实现相乘功能就越困难。为了减少流过二极管电流里面的无用的频率分量，常常让二极管工作在开关状态，如图5−3所示。在图5−3中，二极管上所加的两个交流信号，v1为大信号，当其正半周单独到来时，二极管会导通。v2

为小信号，当其正半周单独到来时，二极管也不导通。所以二极管的导通与截止主要取决于信号v1

，v1正半周到来二极管导通，负半周到来二极管截止。所以，二极管可以等效为受v1控制的一个开关，用开关函数S(ω1t)来表示，则图5−3可以等效为图5−4。其中，DR为二极管导通时的等效电阻，开关函数表达式如下。上一页下一页返回5.1模拟乘法器由于v1(t)是角频率为ω1

的周期性函数，所以S(ω1t)也为周期性函数，其波形如图5−5所示。把开关函数S(ω1t)用傅里叶级数展开，得在图5−4中，流过二极管电流为上一页下一页返回5.1模拟乘法器把开关函数展开式和代入式（5−12），可得分析式（5−13）可知，流过二极管的电流的频率分量为1ω1

、2ω1

、4ω1，…，2nω1

；ω2

、(ω1±ω2)、(3ω1±ω2)、(5ω1±ω2)…((2n+1)ω1±ω2)。由此可见，二极管工作在开关状态，流过二极管的电流中的无用频率成分减少了很多项，更容易用滤波器选出所需要的相乘项(ω1+ω2)，从而实现二极管的相乘功能。上一页下一页返回5.1模拟乘法器2.二极管平衡相乘器从上面的分析可知，让二极管工作在开关状态减少了流过二极管的电流中的无用频率成分，为了进一步减少二极管中的无用频率成分，可用两个二极管来构成电路，叫做二极管平衡相乘器，电路如图5−6所示。图5−6中，两个二极管均为理想二极管，并且性能完全相同。v1(t)=V1mcos(ω1t)为大信号，v2(t)=V2mcos(ω2t)为小信号，两个二极管均工作在开关状态。Tr1是具有次级抽头的低频变压器，Tr2

是具有初级抽头的高频变压器。如果忽略输出电压的反作用，则加到两个二极管D1

和D2

上的电压分别为上一页下一页返回5.1模拟乘法器把开关函数的傅立叶级数展开式和得这时，总的输出电流里面所含频率分量为：；ω2

、(ω1±ω2)、(3ω1±ω2)、(5ω1±ω2)…((2n+1)ω1±ω2)。与单个二极管电路比较，无用的频率分量进一步减少，更容易实现两个模拟信号的相乘。实际应用中，通常要考虑负载电阻RL通过变压器阻抗变换到变压器初级阻抗而对二极管电流造成的影响。上一页下一页返回5.1模拟乘法器由于加到两个二极管上的控制电压v

1

是同相的，因此两个二极管的导通、截止时间是相同的，其时变电导也是相同的。只有二极管到同时导通（开关函数为1）时，才有电流流过二极管，由此可得流过两管的电流iD1

、iD2

分别为由图5−6可知，D1

、D2的电流均流过变压器Tr2，但是两个二极管电流的方向相反，所以流过变压器Tr2的总的电流为把式（5−16）和式（5−17）代入式（5−18），则有上一页下一页返回5.1模拟乘法器3.二极管环形相乘器在上面的分析中，为了减少流过二极管电流里面的无用的组合频率分量，采用两个工作在开关状态下的二极管。实际应用中，为了获得理想的相乘功能，必须进一步减少无用的组合频率分量，通常采用4个二极管构成的二极管双平衡相乘器，也称为环形相称器，电路如图5−7

所示。在图5−7中，4个二极管1D、D2、D3、D4均是理想二极管。v1(t)=V1mcos(ω1t)为大信号；v2(t)=V2mcos(ω2t)为小信号，它对二极管的导通与截止没有影响，两个信号都为模拟信号，则二极管工作在v1控制的开关状态。Tr1次级和Tr2初级具有中心抽头，上下严格对称。当v1

的正半周到来时，D1

、D2

为正偏导通，D3

、D4

为反偏截止，此时电路等效如图5−8所示。上一页下一页返回5.1模拟乘法器如果忽略负载对二极管电路的反作用，则流过D1

、D2的电流为由于i1

、i2

流过Tr2

初级线圈时电流的方向相反，所以输出电流等于当V1

的正负半周到来时，D3

、D4

因为正偏导通，D1、D2

因为反偏截止，此时电路等效为图5−9

所示。由于D3

、D4的导通时间比D1、D2滞后半个周期，其开关函数为,同样忽略负载对二极管电路的反作用，则流过D3

、D4的电流为由于i3、i4

流过Tr2初级线圈时电流的方向相反，所以输出电流为上一页下一页返回5.1模拟乘法器在图5−7所示的环形相乘器中，一个周期的输出电流应该等于前半个周期的输出电流与后半个周期的输出电流之和，所以一个周期的输出电流为由可得则上一页下一页返回5.1模拟乘法器这是由两个开关函数合成的一个双向开关函数，其波形如图5−10所示。把；v2(t)=V2mcos(ω2t)和式（5−23）代入式（5−22）可得环形相乘器的输出电流的表达式。把式（5−24）与二极管平衡相乘器比较，其无用的频率分量又减少了，而且无用的频率分量与实现相乘项的频率分量在频谱图上相隔很远，很容易用滤波器滤除掉无用的频率分量，从而实现理想的相乘功能。因此，环形相乘器在现实中得到了广泛的应用。上一页下一页返回5.1模拟乘法器5.1.3晶体管相乘器电路1.双差分对模拟相称器的基本工作原理实现两个电压相乘的方案有很多种，其中以可变跨导相乘器最易集成，而且它的频带宽、线性好、价格低、使用方便。可变跨导相乘器是由两个差分放大器交叉耦合，并用第三个差分放大器作为它们的射极电流源。这个电路最早是由Gilbert（吉尔伯特）提出的，叫做Gilbert相乘器，又叫双差分模拟相称器，它是大多数集成相乘器的基础，电路如图5−11所示。由图5−11所示，电流源IEE为VT1

、VT2提供偏置电流，而VT1为VT3

、VT4提供偏置电流，VT2为VT4、VT5提供偏置电流。输入信号Vy(t)交叉加到VT1

、VT2和VT3、VT4两个差分对管的输入端，Vx(t)加到了差分对管VT1

、VT2的输入端。由于电路完全对称，所以在静态时有上一页下一页返回5.1模拟乘法器根据差分电路的工作原理可以证明以下等式成立。式中，VT

为温度电压当量，当T=300K，VT

=26mV时，为双曲线正切函数。由图5−11可知，相称器的输出电流为两差分对管的集电极电流之差。上一页下一页返回5.1模拟乘法器把式（5−25）～式（5−27）代入式（5−28）有在式（5−29）中，如果Vx(t)、Vy(t)都是小信号，且都满足

，则有把以上两式代入式（5−29），可得上一页下一页返回5.1模拟乘法器由此可见，如果双差分对模拟相乘器的两个输入信号都是小信号，则能实现理想的相乘功能。但在实际应用中，两个信号都是小信号的要求会限制双差分对模拟相称器的使用范围，所以为了使双差分对模拟相乘器得以更广泛的应用，就必须扩展输入信号。2.MC1496/MC1596集成模拟相乘器MC1496/MC1596集成模拟相乘器是根据双差分对模拟相乘器的基本原理而制成的，其内部电路如图5−12（a）所示，其集成块的引脚排列如图5−12（b）所示。其中晶体管VT7

、VT8、电阻R、二极管D组成电流源电路，为差分对管提供偏置电流。直接接在VT7基极的电阻R，主要用于调节电流IO/2

的大小，因为使用时需要在VT5、VT6的发射极之间外接一个1kΩ的电阻R

y用以扩展输入电压v2的动态范围，从而扩展MC1496集成模拟相乘器使用范围。v2扩展电路如图5−13所示。上一页下一页返回5.1模拟乘法器在v2

信号的输入回路中，由于两个发射结导通时的结电阻很小，远小于扩展电阻R

y

，可以近似的认为v2

全部压降在R

y上。所以有差分对管VT5、VT6的输出差值电流为根据式（5−29）可得图5−12的输出电流：上一页下一页返回5.1模拟乘法器由此可见，v2

的动态范围得到了有效地扩展，可以证明其动态范围与R

y的关系为MC1496/MC1596具有工作频率高（可达300MHz），调制频率高（可达80MHz），电路转换率SR大等优点，但也存在电路输出信号功率小的缺点。3.MC1495/MC1595集成模拟相乘器MC1495/MC1595作为模拟相乘器v1

的动态范围依然很小，为进一步扩大它的使用范围，需要将v1的动态范围进行扩展，扩展后的集成模拟相乘器就是MC1495/MC1595，它才是具有四象限相乘功能的通用集成器件。其内部电路如图5−14所示。上一页下一页返回5.1模拟乘法器v1

动态范围的扩展原理。为分析方便，将VT7～VT10管组成的补偿电路简化为图5−15所示的形式。由图5−15知当三极管VT7～VT10的β值足够大时，i7≈i9

、i8≈i10、IK≈I′O；又因为，所以有。根据前面讲的差分电路的特性有：所以有：这里的

v′

1

为图5−12中的v1

，把v′

1代入式（5−32），并乘以输出电阻RC可得由此可见，集成模拟相乘器MC1495/MC1595实现了两个模拟信号的真正相乘。其外接电路如图5−16所示。上一页下一页返回5.1模拟乘法器振幅调制就是把要传输的低频信息加载到高频载波的过程，按照调幅的方式可分为普通调幅（AM）、双边带调幅（DSB）、单边带调幅（SSB）。按照已调波的功率大小可分为低电平调幅和高电平调幅。高电平调幅电路输出的调幅波的功率足够大，可以直接向自由空间发射电磁波。低电平调幅是将调制信号与载波信号在时域里通过模拟乘法器实现，低电平调幅电路输出的功率较小，在发射前还需要由专门的高频功率放大器放大到足够的功率再发射到自由空间去。这一节主要学习对各种调幅的基本原理及典型调幅电路的分析。下一页返回5.2振幅调制5.2.1普通调幅波原理及电路1.普通调幅的原理1）单频调制普通调幅就是用低频调制信号去控制高频载波信号的振幅，使高频载波的振幅随着调制信号瞬时值的变化而线性变化，而载波的频率和初相则保持不变，通常简称为调幅（AM）。前面讲到，调幅电路属于频谱的线性变换电路，能实现这一功能的电路是模拟乘法器。产生普通调幅波的电路如图5−17所示。由图5−17可知，普通调幅波电路有两个输入端，一端输入高频等幅信号，，称之为载波信号；另一个输入信号为调制信号叠加一个直流电源Qv，调制信号下一页返回5.2振幅调制其中，

为载波角频率，f

c

为载波频率；Ω=2πF

为调制信号的角频率，F为调制信号的频率，并且有f

c>>F。根据相乘器的原理，相乘器的输出电压为其中为载波电压的振幅,为一常数。是由相乘器和载波电压的幅度所决定的一个比例常数。所以由式（5−35）可知，相乘器所输出的信号，只改变了载波的幅度，载波的频率和相位保持不变，且其幅度随调制信号vΩ(t)呈线性变化，从而实现了调幅。把调制信号代入式（5−35）可得上一页下一页返回5.2振幅调制式（5−36）是普通调幅波的标准表达式，其中，称为调幅系数或调幅度，它反映了载波振幅受调制信号控制的程度，把和代入

可得所以，当调制信号一定时，只调节直流电源VQ就可以改变调幅波的调幅系数。普通调幅波的波形图如图5−18所示。上一页下一页返回5.2振幅调制在式（5−36）中，Vom(t)=Vom(1+cos)ma

Ωt

是高频振荡的振幅，反映调制信号的变化规律，称为调幅波的包络。由式（5−37）可知，调幅系数ma与调制信号的幅度VΩm成正比，所以VΩm越大，ma

就越大，调制信号控制载波的程度就越深。由图5−18（c）可知，调幅波的最大振幅等于,最小振幅等于

当ma<1，则最小振幅大于零，波形如图5−18（c）所示；当ma=1，这时最小振幅等于零，调幅波如图5−19所示。当ma>1时，理想的调幅波如图5−20（a），但是实际上，在t1～t2时间内由于二级管发射极加反偏电压而截止，使VAM(t)=0，即出现包络部分中断。此时调幅波将产生失真，称为过调幅失真，波形如图5−20（b）所示，而ma>1时的调幅称为过调幅。为了避免出现过调幅失真，应使调幅系数ma≤1。把式（5−36）用三角函数展开可得上一页下一页返回5.2振幅调制式（5−36）表明，单频正弦信号调制的调幅波是由3个频率分量构成的：第一项为载波分量；第二项的频率为fc−F，称为下边频分量，其振幅为1/2maVom

；第三项的频率为fc+

F，称为上边频分量，其振幅也为1/2maVom

。分析式（5−36）的频率分量，除了载波频率外还出现了两个新的频率分量——和频、差频。由此可画出相应调幅波的频谱，如图5−21所示。由图5−20可知，上、下边频分量对称地排列在载波分量的两侧，则调幅波所占的频带的宽度BW0.7为由上述可知普通调幅波特点：①从时域来看，当ma≤1时，普通调幅波的包络反映调制信号的变图5−21单频调幅波的频谱图化规律；②从频域来看，普通调幅波的频带为调制信号的两倍，上边带和下边带都能独立地反映调制信号的频谱结构；③由调幅波的频谱图可以看出，调制过程实质上是一种线性频谱搬移过程，经过调制后，调制信号的频谱由低频被搬移到载频附近，成为上、下边频带。上一页下一页返回5.2振幅调制例5.1在图5−17的电路模型中，已知

，试写出输出电压的表达式，求出其调幅系数am，并画出输出电压的波形及频谱图。解：由题意可知，载波电压的幅度为Vcm=2V，则有根据式（5−37）可得由普通调幅波的标准表达式，得输出电压的表达式为调幅波的最大振幅为调幅波的最小振幅为：其调幅波形如图5−22所示。由可画出频谱图，如图5−23所示。上一页下一页返回5.2振幅调制2）多频调制前面讲述了单频信号的调幅原理，但是在实际生活中要传输的信号往往是由多个复杂的频率分量组成，所以真正的调制信号都是多频信号。如调幅广播所传送的语言信号频率为20Hz～3.5kHz。经调制后，各个语言频率会产生各自的上边频和下边频，叠加后形成所谓上边频带和下边频带，设多频信号的数学表达式为而，此时调制信号为非正弦的周期信号。则式（5−41）中因为多频调制时各个低频分量的振幅并不相等，因而调幅指数am也不相同，所以就整个调幅波来说，常引用平均调幅指数的概念。大量实验表明，未经加工处理的语言信号的平均调制系数为0.2～0.3。如果调制信号的波形如图5−24（a）所示，则输出的多频调幅波形就如图5−24（b）所示。上一页下一页返回5.2振幅调制多频信号调幅的频谱图如图5−25所示，上、下边带也对称地排列在载波分量的两侧，由于最低调制频率Fmin=F1，最高调制频率Fmax=Fn，故调幅波带宽为因此，调幅电路的作用是在时域实现vΩ(t)和vc(t)相乘，反映在波形上就是将vΩ(t)不失真地搬移到高频振荡的振幅上，而在频域则将vΩ(t)的频谱不失真地搬移到fc的两边。2.普通调幅应用电路分析把图5−17所示的电路模型中的相乘器用实际的相乘器电路替换后就可以得到普通调幅电路，相乘器可以采用4个二极管构成的环形相乘器，也可以用集成模拟相乘器MC1596/MC1496替换。双差分集成模拟相乘器实现的相乘功能更理想，所以由其构成的调幅电路的性能也相对较好些。图5−26中采用MC1596构成的普通调幅电路，双电源供电，其中R1

、R3

构成分压电路，为VT1～VT4

提供基极偏置电路.上一页下一页返回5.2振幅调制图5−17中R2采用一个51Ω的电阻为8脚提供直流通路。但由于51Ω的阻值较小，其上的直流压降可忽略不计。集成电路的1、4脚外接电阻网络为VT5、VT6提供基极偏置电路，47Ω的RW

称为平衡电阻，调节1、4脚的直流电压VQ，从而实现对ma

的调节。5脚接RB，用以设置电流源I/2的大小，因为相乘后的信号从6脚单端输出，输出的信号经过一个带通滤波器，滤除不需要的频率成分，负载R上得到的就是普通调幅波信号。3.普通调幅波的功率分配普通调幅波的展开表达式为上一页下一页返回5.2振幅调制如果调幅波电压加到阻值为R的负载上，则在R上消耗的功率有3部分，分别是载波功率、上边频功率和下边频功率，根据功率的表达式P=VI=V2/R，其中V、I为有效值，所以载波功率为由于上边频和下边频的电压幅度相等，它们在负载R上消耗的功率也相等，上下边频的功率分别用P上、P下表示，则边频功率为调幅波在调制信号的一个周期内的平均功率为上一页下一页返回5.2振幅调制式（5−45）表明，调幅波的输出功率随着am增大而增大，当ma=1时，，而，由于载波不包含调制信号的信息，它只存在于边频功率中。这说明当1am=时，包含信息的上、下边频功率之和只占总输出功率的1/3，而不含信息的载波功率却占了总输出功率的2/3。有用的边频功率占整个调幅波平均功率的比例很小，发射机的效率很低。从能量观点看，这是一种很大的浪费。而实际调幅波的平均调幅指数为0.3，其能量的浪费就更大。这是普通调幅本身固有的缺点。目前这种调制只应用于中、短波无线电广播系统中，而其他通信系统采用另外的调制方式。如果调制信号为多频信号，则调幅波平均功率等于载波的各个功率之和。上一页下一页返回5.2振幅调制5.2.2双边带调幅及电路从上述普通调幅信号的基本性质可知，占绝大部分功率的载频分量是无用的，唯有其上、下边频分量才反映调制信号的频谱结构，而载波分量通过相乘器仅起着将调制信号频谱搬移到载频cf的两边的作用，本身并不反映调制信号的变化。如果在传输前将载频分量抑制掉，则可以大大节省发射机的发射功率。这种仅传输两个边频（带）的调制方式称为抑制载波的双边带调制，简称双边带调制（DSB）。产生双边带调幅的电路模型如图5−27所示，相乘器的两个输入端子分别输入高频载波信号和调制信号，输出的就是双边带信号。上一页下一页返回5.2振幅调制1.双边带调幅波的数学表达式1）单频调制由图5−27可知，双边带调幅波电路有两个输入端子，一端输入高频等幅信号，

，称之为载波信号；另一个输入信号为调制信号。其中，为载波角频率，fc为载波频率；Ω=2πF为调制信号的角频率，F为调制信号的频率，并且有fc>>F。由图5−27可知，双边带调幅波的表达式为其中，,把上式用三角函数公式展开，有可见双边带调幅信号中仅包含两个边频，无载频分量，其频带宽度仍为调制信号带宽的两倍。根据式（5−46）画出双边带调幅波形与频谱图，如图5−28所示。上一页下一页返回5.2振幅调制由图5−28（a）双边带调幅波信号波形可知，双边带信号的包络仍然是随调制信号变化的，但它的包络已不能完全准确地反映低频调制信号的变化规律。双边带信号在调制信号的负半周，已调波高频与原载频反相，在调制信号的正半周，已调波高频与原载频同相。也就是双边带信号的高频相位在调制电压过零点处要突变180°，其包络已不再反映低频调制信号的变化规律。由图5−28（b）双边带调幅波的频谱图可见，双边带调幅的作用依然是把调制信号的频谱不失真地搬移到载波的两边，是频谱的线性搬移。调幅波的带宽fbw

为fbw=(fc+F)-(fc-F)=2F，与普通调幅波带宽的表达式一样。2）多频调制当调制信号含有多个频率分量时，每一个频率分量都与载波形成上、下两个边频，所有的上边频就形成上边带，所有的下边频形成下边带，其双边带调幅表达式为上一页下一页返回5.2振幅调制其频谱图如图5−29所示。由上面频谱图知，上、下两个边带分量对称地排列在载波分量的两侧，为频谱搬移电路。调幅波带宽为多频调幅电路的作用是在时域实现vΩ(t)和vc(t)相乘，反映在波形上就是将vΩ(t)的振幅不失真地搬移到高频振荡的振幅上，而在频域则将vΩ(t)的频谱不失真地搬移到cf的两边。2.双边带调幅波电路跟双边带调幅电路一样，只要把双边带调幅电路模型中的相乘器换成相乘器的实际电路就可得到双边带调幅电路，如图5−30所示。这个图与图5−22是相同的，没有画出集成模拟相乘器的内部电路，该图作为双边带调幅时，可变电阻Rp的滑动片要处于中间位置，使1、4脚之间的直流电压vQ为零，输出的调幅波就是抑制了载波的双边带调幅波。上一页下一页返回5.2振幅调制5.2.3单边带调幅从双边带调制的频谱结构上可知，上、下边带都反映了调制信号的频谱结构。两个边带中的任何一个边带已经包含调制信号的全部信息，为了节省发射功率，减小频带宽度，可以进一步把其中的一个边带抑制掉，只发射一个边带。这种仅传输一个边带（上边带或下边带）的调幅方式称为抑制载波的单边带调制，简称单边带调制（SSB）。1.单边带调幅原理设调制信号为单频信号，载波为，由式（5−46）可得单边带调幅波的表达式。上一页下一页返回5.2振幅调制由式（5−48）和式（5−49）可以看出单边带调幅信号为等幅波，其频率高于或低于载频。其波形如图5−31所示。（下边带调制）由式（5−48）和式（5−49）可画出单边带调幅波的频谱如图5−32所示。（上边带调制）可见，与普通、双边带调幅比较起来，不但大大降低了功率损耗，而且单边带调幅波的频带也压缩了一半，这对于提高短波波段的频带利用率具有重大的现实意义。2.单边带调幅的实现方法单边带调幅电路主要实现方法有滤波法、移相法以及两者相结合的相移滤波法。滤波法是从频域角度得到的方法，移相法是从时域角度得到的方法。1）滤波法这种方法是根据单边带调幅信号的频谱特点，先产生双边带调幅信号，再利用带通滤波器取出其中一个边带信号，其原理图如图5−33所示。上一页下一页返回5.2振幅调制如图5−33所示，在双边带调制电路的后面接入合适的带通滤波器（BPF），以滤除一个边带，只让一个边带分量输出，得到单边带调幅信号。但由于上、下两个边带信号的频率间隔为2Fmin，所以要求滤波器的衰减特性必须十分陡峭，所以这种获取单边带调幅波的关键在于带通滤波器的性能。2）移相法移相法得到单边带的电路模型如图5−34所示。设，则相乘器Ⅰ输出电压为相乘器Ⅱ输出电压为上一页下一页返回5.2振幅调制将相加，可得从而实现了下边带调制。将相减，可得从而实现了上边带调制。移相法获取单边带调幅的优点是省去要求较高的带通滤波器。显然，对单频信号进行90°相移比较简单，但是对于一个包含许多频率分量的一般调制信号进行90°相移，需要保证其中每个频率分量都准确相移90°，这是很困难的。上一页下一页返回5.2振幅调制5.2.4高电平调幅电路前面讲的普通调幅、双边带调幅和单边带调幅都是通过二极管调制器、集成模拟乘法器调制器来实现的，属于低电平调幅电路。低电平调幅将功率放大和调制分开，调制过程在低电平级进行，需要的调制功率小，电路简单。调制后的信号电平较低，功率较低，需要再经过功率放大器线性放大，达到一定的发射功率后再发送。一般放置在发射机的前级。DSB、SSB及FM均采用这种方式。由于线性功率放大器的效率低，为了提高整机效率，兼顾输出功率、调制线性的要求，可将功率放大和调制合二为一，直接产生达到输出功率要求的已调波，这种振幅调制称为高电平调幅。调制过程在高电平级进行，通常在高频功率放大器（丙类）中进行调制。调制后的功率足够大，可以直接发送出去。其实现方法主要有集电极调幅和基极调幅，但是高电平调幅只能实现普通调幅（AM），不能实现双边带（DSB）和单边带调幅（SSB）。在调幅发射机（如广播发射机）中，一般采用高电平调制电路。上一页下一页返回5.2振幅调制基极调幅电路基极调幅电路的基本原理是利用丙类功率放大器在电源电压VCC

，输入信号振幅Vbm

，谐振电阻RP不变的条件下，在欠压区改变Vbe

，使其输出电流随Vbe

变化这一特性（基极调制特性）来实现调幅的。其基极调制特性如图5−35所示。由图5−35可知，利用丙类谐振功率放大器的基极调制特性实现普通调幅时，丙类谐振功率放大器应该工作在欠压状态下。基极调幅电路如图5−36所示。vΩ(t)和vc(t)由图5−36可知，高频载波vc(t)通过变压器耦合到三极管的基极，1C为其提供交流通路。调制信号vΩ(t)通过变压器耦合到基极，2C为其提供交流通路。基极直流电源BBQV与调制信号vΩ(t)叠加后作为基极电源，很显然基极电源的变化规律就是调制信号的变化规律。根据基极调制特性，载波信号vc(t)在被功率放大器放大时，其幅度要随基极电源线性变化，从而随调制信号线性变化，所以输出电压vo(t)为普通调幅波。其工作原理波形如图5−37所示。上一页下一页返回5.2振幅调制2.集电极调幅电路集电极调幅的原理是利用丙类谐振功率放大器，当基极偏置电源为VBB

，而激励高频信号电压振幅Vcm和集电极有效回路阻抗RP不变，只改变集电极有效电源电压时，集电极电流脉冲在欠压区可认为不变；而在过压区，利用集电极电流脉冲幅度随集电极电源电压变化的特性（集电极调制特性）来实现调幅。其集电极调制特性如图5−38所示。由图5−38可知，利用丙类谐振功率放大器的集电极调制特性实现普通调幅时，丙类谐振功率放大器应该工作在过压状态下。集电极调幅电路如图5−39所示。上一页下一页返回5.2振幅调制由图5−39可知，高频载波vc(t)通过变压器耦合到三极管的基极，BC为其提供交流通路。调制信号vΩ(t)通过变压器耦合后与直流电压CCV相叠加，2C为其提供交流通路。集电极电源CCQV由CCV与调制信号vΩ(t)叠加而成，很显然集电极电源CCQV的变化规律就是调制信号的变化规律。根据集电极调制特性，载波信号vc(t)在被功率放大器放大时，其幅度要随集电极电源线性变化，从而随调制信号线性变化，所以输出电压vo(t)为普通调幅波。其工作原理波形如图5−40所示。上一页返回5.3振幅检波从调幅波信号中取出调制信号的过程称为振幅解调（又称检波），是振幅调制的逆过程。它的作用是从已调制的高频振荡中恢复出原来的调制信号。从频谱上看，检波就是将幅度调制波中的边带信号不失真地从载波频率附近搬移到零频率附近。完成这种解调作用的电路称为振幅检波器，简称检波器。因此，检波器也属于频谱搬移电路，检波器的组成如图5−41所示。由图5−41可知，检波器的组成应包括3部分：高频已调信号源、非线性器件、RC低通滤波器。调幅信号的频谱由载频和边频分量组成，并不包含调制信号本身的频率分量，但它包含有调制信号的信息。为了解调出原调制频率，检波器必须包含有非线性器件，以便调幅信号通过它产生新的频率分量，其中包含有所需的分量，然后由低通滤波器滤除不需要的高频分量，取出所需的调制信号。下一页返回5.3振幅检波根据输入调幅波信号的不同特点，检波电路可分为两大类：包络检波和同步检波。包络检波是指检波器的输出电压直接反映输入高频调幅波包络变化规律的一种检波方式。根据调幅波的波形特点，显然只适合于普通调幅波的解调。同步检波主要应用于双边带调幅波和单边带调幅波的检波。因为双边带调幅波和单边带调幅波的频谱中缺少一个载波频率分量，不能用包络检波器解调，必须用在检波器输入端，并加一个本地载波信号的同步检波器来实现解调。5.3.1二极管包络检波电路对于普通调幅波，可用包络检波器进行检波。目前应用最广的是二极管包络检波器。由于其检波电路结构简单、效率高、性能优越，在普通接收机中使用非常的广泛。上一页下一页返回5.3振幅检波1.工作原理二极管包络检波电路根据其电路结构可以分为二极管串联型包络检波电路和二极管并联型包络检波电路。二极管与电阻串联构成的检波电路称为串联型检波电路，二极管与电阻并联构成的检波电路称为并联型检波电路。本节主要介绍串联型二极管电路检波电路，电路如图5−42

所示，由工作在受输入信号控制的开关工作状态的检波二极管D和Rc低通滤波器串联组成，为大信号检波电路。该电路主要由检波二极管D、检波负载电阻RL、高频旁路电容C组成。RL和C构成低通滤波器，vS(t)为普通调幅波输入信号，要求输入信号的幅度在0.5V以上。设输入电压为等幅度的正弦波vS(t)，二极管为理想器件，由于二极管具有单向导电性，当调幅波vS(t)的正半周到来时，二极管导通，Sv(t)通过二极管向电容充电，由于二极管的正向导通电阻rD很小，所以充电时间rDC非常短，充电的速度很快；上一页下一页返回5.3振幅检波当调幅波vS(t)的负半周到来时，二极管截止，电容C通过负载电阻RL放电，由于rD<<

RL，所以放电的速度比起充电的速度就慢的多。由于充电快，放电慢，所以输出电压vo

就会在充电放电过程中逐渐增加，如图5−43（a）所示。由于负载的反作用，由图5−42可知，加到二极管两端的电压为vS-vo，只有vS>vo时二极管才导通，随着vo的逐渐增加，二极管在每个周期导通的时间就越来越小，而截止时间逐渐增大。这就使得电容在每个周期充电电荷量逐渐减少，放电电荷量逐渐增加，最终充电的电荷量等于放电的电荷量，充放电达到一个动态平衡，输出电压就稳定在某一个值，按照角频率ωc做锯齿状的等幅波动，其原理波形如图5−43（a）所示。如果输入vS(t)为普通调幅波，其工作过程跟上面讲的等幅正弦波一样，其波形如图5−43（b）和图5−43（c）所示。上一页下一页返回5.3振幅检波2.性能指标二极管峰值包络检波器的性能指标主要有：检波效率、输入电阻、惰性失真和负峰切割失真四项。1）检波效率ηd检波效率指检波电路的输出电压和输入高频电压的振幅之比。设vS(t)=vom(1+macosΩt)cosωc

t其幅度为vom(1+macosΩt)，由图5−43（c）可知，检波输出电压可表示为所以有2）等效输入电阻Ri由于二极管在大部分时间处于截止状态，仅在输入高频信号的峰值附近才导通，所以检波器的瞬时输入电阻是变化的。检波器的前级通常是一个调谐在载频的高Q值谐振回路，检波器相当于此谐振回路的负载，如图5−44（a）所示。为了研究检波器对前级谐振回路的影响，故定义检波器等效输入电阻为上一页下一页返回5.3振幅检波其中Vim是输入等幅高频载波的振幅。若输入是等幅高频载波，则流经二极管的电流应是高频窄尖顶余弦脉冲序列，I1m即为其中基波分量的振幅，而输出vo应是电平为Vo的直流电压。显然，检波器对前级谐振回路等效电阻的影响是并联了一个阻值为Ri的电阻。由图5−44（b）可知，输出电压的有效值约为输入的幅值，从能量守恒原理有所以3.二极管包络检波的失真由以上分析可知，当输入信号如普通调幅波，包络二极管工作在大信号检波时，具有较理想的线性解调性能，输出电压能够不失真地反映输入调幅波的包络变化规律。但是，如果二极管包络检波电路的参数设置不合适，二极管包络检波电路就会产生惰性失真和负峰切割失真。上一页下一页返回5.3振幅检波1）惰性失真在调幅波包络线下降部分，若电容放电速度过慢，导致ov的下降速率比包络线的下降速率慢，则在紧接其后的一个或几个高频周期内二极管上为负电压，二极管不能导通，造成ov波形与包络线不一致。由于这种失真来源于电容来不及放电的惰性，故称为惰性失真（又称为对角线切割失真）。图5−45给出惰性失真的波形图，在t1～t2时间段内出现惰性失真。要避免惰性失真，就要保证电容电压的减小速率在任何一个高频周期内都要大于或等于包络线的下降速率。由图5−41可知，普通调幅波的包络为包络的变化速率为电容放电为其放电速率为上一页下一页返回5.3振幅检波其中为了保证二极管包络检波电路输出电压不失真，电容放电的速率要大于或等于包络的变化速率，即所以有实际上，调制波往往是由多个频率成分组成，即为了保证不产生失真，必须满足2）负峰切割失真二极管包络检波电路的检波输出要送给下一级低频放大器，假设低频放大器的输入电阻为Ri2

，则Ri2

就作为检波输出的负载，检波电路如图5−46所示。上一页下一页返回5.3振幅检波耦合电容Cc对低频信息是短路的，对直流是断路的，所以这个电路里面的直流负载为RL

，交流负载为RL//Ri2

，很显然检波电路的交流负载和直流负载不相等，从而会产生检波失真，这种失真通常是检波输出的负半周被切割掉一部分，所以称为负峰切割失真。隔直电容Cc数值很大，可认为它对调制频率Ω交流短路。电路达到稳态时，其两端电压VC

≈Vim，此时Cc相当于一个电压为Vim

的直流电源，RL

和Ri2会对它分压，RL

分得的电压为这个电压始终加到检波二极管的负极，如果输入电压的包络电压比这个电压还小，很显然二极管会截止，小于VR

L这部分输入电压的包络就没有输出，使得输出的电压的负半峰被切割掉一部分，其波形如图5−47所示。很明显，要避免负峰切割失真，只要输入包络的最小值大于VR

L就可以了，即把式（5−53）代入式（5−54）可得不产生负峰切割失真的条件为上一页下一页返回5.3振幅检波由此可以分析出：交、直流负载电阻越悬殊，ma越大，越容易发生负峰切割失真。为了减少出现负峰切割失真，可以把电路进行改进，减少交直流负载的差值，交直流负载电阻相差越小，负峰切割失真就越不容易出现，改进后的二极管包络检波电路如图5−48所示。其中C2

对高频短路，进一步滤除高频分量，提高高频滤波能力，Cc

对低频调制信号短路。把RL

分成RL1和RL2，直流电阻等于RL1+RL2

，交流电阻等于RL1//RL2

。RL1

比RL2

大，大得越多，交直流负载电阻相差就越小，就越不容易出现负峰切割失真。但是，同时输出电压也相应地减少，当Ri2

过小时，需要在RL2

和Ri2之间插入高输入阻抗的射极跟随器。上一页下一页返回5.3振幅检波5.3.2同步检波电路二极管包络检波电路检波出来的是输入信号的包络，而双边带调幅波和单边带调幅波的包络都已不再反映调制信号的规律，所以不能用二极管包络检波电路对双边带信号和单边带信号检波。为此，可采用另一中检波电路，叫同步检波器。同步检波器用于对载波被抑止的双边带或单边带信号进行解调，也可以对普通调幅波解调。它的特点是必须外加一个频率和相位都与载波相同的电压，同步检波的名称即由此而来。同步检波有两种实现电路，一种是乘积型同步检波电路，另一种是叠加型同步检波电路。1.乘积型同步检波利用相乘器构成的同步检波电路称为乘积型同步检波电路。乘积型同步检波电路适合于普通调幅波、双边带调幅波和单边带调幅波的检波，其电路模型如图5−49

所示。上一页下一页返回5.3振幅检波vs

为输入的调幅波信号，vr与高频载波同频同相的同步信号。设为双边带信号，则相乘器的输出电压为相乘器输出的信号有3个频率成分，Ω为调制信号的低频，2ωc±Ω都属于高频，经过低通滤波器之后，输出的只有低频信号。从而实现了检波。上一页下一页返回5.3振幅检波设，则相乘器的输出电压为相乘器输出的信号有两个频率成分，Ω为调制信号的低频，2ωc±Ω属于高频，经过低通滤波器之后，输出的只有低频信号。可见也实现了检波图5−50为MC1596双差分对集成模拟相乘器构成的同步检波电路，电源采用+12V单电源供电，调幅信号vS通过0.1μF耦合电容加到1端，其有效值在几毫伏至一百毫伏范围内都能不失真解调，同步信号rv通过0.1μF耦合电容加到8端，电平大小只要求能使双差分对管工作于开关状态（50mV～500mV）。输出端9经过RC的一个π形低通滤波器和一个1μF的耦合电容取出调制信号。上一页下一页返回5.3振幅检波2.叠加型同步检波叠加型同步检波是将DSB或SSB信号叠加一个恢复载波，使之成为或近似为AM信号，再利用包络检波器将调制信号恢复出来，它只适合双边带和单边带的检波，其电路模型如图5−51（a）所示，叠加型同步检波电路如图5−51（b）所示。设为双边带信号，同步信号为，那么两个信号相叠加后为若合成了不失真的调幅信号，则可通过包络检波器检波。上一页返回5.4混频电路与混频干扰在通信系统的发射设备中经常利用一定的电路来改变载频频率的大小；在通信系统的接收设备中也经常需要将波段内的已调信号变为与输入载波无关的、并具有固定载频的中频信号，并在此基础上进行高性能的选频放大；在频率合成器中，也常需要完成频率加减运算，从而由基本频率信号得到不同于原频率的新信号。把这种改变输入信号的频率的电路叫做混频电路，其原理框图如图5−52所示。下一页返回5.4混频电路与混频干扰由图5−52可知，在混频器的两个输入电压中，一个是载频为fc的已调波，另一个是频率为fL的本振信号，其输出信号的载波频率为fI

，称为中频，该信号称为中频信号。如果中频信号的频率等于两个输入信号的频率之和，称为上混频；如果中频信号的频率等于两个输入信号的频率之差，称为下混频。如果本振信号由外部其他电路提供，则称变频电路为它激式混频器，或简称为混频器；如果所用本振信号是变频电路自身产生，则称为自激式混频器，或简称为变频器。其频率变换过程如图5−53所示。1.混频器的主要性能指标1）混频增益混频增益是表征变频器将输入信号转化成输出中频有用信号的能力的技术指标，如电压或功率增益。定义为混频器中频输出电压振幅VI与高频输入信号电压振幅VS

之比，即：上一页下一页返回5.4混频电路与混频干扰2）噪声系数噪声系数主要用于表征混频器对噪声的抑制能力。噪声系数越大，说明混频器抑制噪声的能力就越强，混频器的噪声系数定义如下。3）失真与干扰变频器的失真包括频率失真和非线性失真。除此之外，还会产生各种非线性干扰，如组合频率、交叉调制和互相调制、阻塞和倒易混频等干扰。所以，对混频器不仅要求频率特性好，还要求变频器工作在非线性不太严重的区域，使之既能完成频率变换，又能抑制各种干扰。4）选择性混频器的中频输出应该只有所要接收的有用信号（反映为中频，即fI=fL−fc），而不应该有其他不需要的干扰信号。但在混频器的输出中，由于各种原因，总会混杂很多与中频频率接近的干扰信号。上一页下一页返回5.4混频电路与混频干扰2.混频器电路1）集成模拟相乘混频器混频器从频谱的角度分析也属于频谱线性搬移电路，所以混频器电路可以用具有频谱搬移功能的相乘器来构成，其电路组成框图如图5−54所示。设输入信号为普通调幅波和vL(t)=VLMcos(ωLt)，为本地振荡信号，KM为相乘器的增益系数，则相乘器的输出电压为经中心频率为fI

、带宽为2F的带通滤波器滤波后，得上一页下一页返回5.4混频电路与混频干扰由此可见，混频器输入的是普通调幅波，载频为ωc

；混频器输出的依然为调幅波，载频为中频BG314构成的混频电路，如图5−55所示。如果本振电压vL

、高频信号电压vS分别从4、9脚输入，BG314的输出端2、14脚间接LC谐振回路进行滤波，则输出的就是需要的中频vI

。模拟乘法器混频的优点有：①混频输出电流频谱纯净，组合频率分量少，用于接收机时可大大减少寄生通道干扰；②对本振电压的大小无严格限制，乘法混频时，本振电压幅度基本与输出失真无关，但会影响中频变频增益；③当本振电压幅度一定时，中频输出电压幅度与输入信号电压幅度呈线性关系，并且允许输入信号动态范围较大，从而有利于减少交调和互调失真。上一页下一页返回5.4混频电路与混频干扰2）二极管环形混频器二极管相乘器电路都可以构成混频器，在通信设备中广泛采用二极管环形相乘器构成混频器，称为环形混频器。它主要用于通信系统的微波波段，由两个平衡混频器组成，其电路如图5−56所示。图5−56中Tr1、Tr2为中心抽头的宽频带变压器。为了让二极管工作在开关状态，要求本振信号的功率必须足够大。该电路的主要优点是工作频带宽，可达几千兆赫兹，噪声系数小，动态范围大；但其主要缺点是混频增益小于1。3）三极管混频器晶体三极管属于非线性器件，所以可以利用三极管的非线性特性来实现混频，其混频原理图如图5−57所示。上一页下一页返回5.4混频电路与混频干扰在图5−57中，本振电压vL

、信号电压vS

和直流电压vBB

相加后，作用在晶体管的发射结，并利用三极管Ci与vBE

之间的非线性实现混频。因为三极管的发射结相当于一个二极管，由二极管的相乘特性可知，流过三极管的基极电流里面一定有vS和vL

的基波的和频与差频。由此三极管的集电极电流里面也有vS

和vL

的基波的和频与差频，通过LC并联谐振回路选出所需要的差频fL−fc（中频）信号，从而实现混频。在三极管混频电路中，本振电压的注入方式有射极注入和基极串联方式注入两种，如图5−58所示。基极注入时，vL本振功耗较小，但vS

与vL

两回路耦合较紧，不利于各自电源电路的隔离，如调谐信号源谐振回路时会对本振谐振回路的谐振频率产生影响。上一页下一页返回5.4混频电路与混频干扰因为各个广播电台的节目信号的载频都不相同，对同一个收音机来说，对不同频率的信号的放大倍数是不相同的，甚至有的电台的节目的载频可能落在收音机放大器的通频带以外，无法接收到。因此需要一个电路来把所接收到的节目的载频转换为统一的中频（465kHz），这样所有的电台节目信号接收下来后都能落在放大器的通频带内，而且都能得到同等的放大倍数，这个电路就是变频电路。图5−59为我国广播收音机中波常用的混频电路，该电路混频和本振都由晶体三极管完成，没有独立的本振信号，所以又称为变频电路，输出中频为固定的465kHz。上一页下一页返回5.4混频电路与混频干扰C1、C3

和变压器1Tr的初级线圈构成收音机的调谐回路，用于选出所要接收的电台节目，选出来的节目信号通过变压器Tr1耦合传输到三极管的基极作为输入的vS

。变压器Tr2的次级线圈与电容C2

、C4

、C5

一起构成LC电感三端式振荡器的选频回路，这个选频回路与晶体三极管一起构成LC电感三端式振荡器，产生混频所需要的本振信号vL。本振信号通过C7

在电阻R3上产生压降vL

，从发射极注入本振信号。晶体三极管既是振荡器的三极管同时还作为混频器件，所以信号vS和vL

在晶体三极管里面混频，三极管集电极的电流里就有vS

和vL的和频、差频。C8与Tr3构成中频谐振回路，谐振频率为465kHz，以选出所需要的中频信号通过耦合传输给下一级功率放大器进行放大。C1、C2是一个双联电容，在改变接收信号的载频fc的同时（选台），也改变了本地振荡器的振荡频率fL，从而保证了fL−fc始终等于465kHz。上一页下一页返回5.4混频电路与混频干扰3.混频干扰由于混频器是非线性器件，其非线性在混频过程中会产生一定的干扰，这些干扰主要有：信号与本振信号在混频器里面混频产生的干扰；干扰与信号在混频器里生成新的频率干扰；干扰信号与干扰信号在混频器里产生新的频率干扰。这些干扰频率落在接收机的中频放大器的通频带内，被中频放大器放大后送到检波器检波以后在输出级引起串音、啸叫和各种噪音，严重影响接收机对所需信号的接收。1）组合频率干扰组合频率干扰是在无输入干扰和噪声情况下，仅由有用信号vS

和本振vL

通过频率变换通道形成的组合频率干扰。混频时需要的是中频fL−fc=fI，但是在有用信号与本振混频时，由于非线性特性，会产生很多组合频率，如果当fL−fc=fI以外的组合频率也等于fI，或者落在中频通道的通频带内时，在输出端就一定会形成干扰。可证明当式（5−63）成立，如果能找到满足条件的p和q的整数，就会形成组合频率干扰。上一页下一页返回5.4混频电路与混频干扰不过满足条件的p和q的整数如果较大，形成的干扰也就很小，因为p和q越大，组合频率分量就越弱。例如调幅广播接收机的中频为465kHz，某电台的发射频率为显然，最小的无用组合干扰点发生在p＝1、q＝2时，即与中频465kHz误差3kHz，属于中频通频带内。462kHz的载波与465kHz同时加到检波器上，将产生由载频产生的465−462＝3kHz的固定差频信号输出，即出现属于音频频率范围内的啸叫声。上一页下一页返回5.4混频电路与混频干扰组合频率干扰由有用信号产生，与外界干扰信号无关，它不能靠提高前端电路的选择性来减少干扰。减少干扰的具体方法有：①合理进行中频和本振频率的安排，提高最低干扰点的阶数（q+p的值）；②优化混频电路，使有用信号强度增强，无用信号强度减弱、分量减少。4.组合副波道干扰组合副波道干扰是指外来干扰电压vn与本振电压vL

，在混频非线性作用下形成的中频信号这个中频信号不是需要的。很显然组合副波道干扰是由于接收机前端选择性不好，外界干扰信号窜入而引起的干扰。其中最强的组合副波道干扰是中频干扰和镜像干扰。上一页下一页返回5.4混频电路与混频干扰1）中频干扰在中，当p=0，q=1时，fn=fI。很显然，当一种接近中频的干扰信号一旦进入混频器，可以直接通过混频器进入中放电路，并被放大、解调后在输出端形成干扰。为了抑制这种干扰，通常采取的措施是：提高混频器前级的选择性；在混频器前级增加中频吸收电路；合理选择中频数值，中频选在工作波段之外。2）镜像频率干扰当干扰信号fn与有用信号fC关于本振信号fL

对称时，干扰信号与本振信号混频会刚好产生等于中频频率fI

的干扰信号，这种干扰叫镜像干扰。镜像干扰的频率关系如图5−60所示。上一页下一页返回5.4混频电路与混频干扰抑制镜像干扰的方法通常有：①提高混频前级的选择性；②提高中频频率，使镜像干扰频率远离信号频率。比如：中央台第一套节目的载波为fc=639kHz，那么收音机在接收此节目时的本振频率fL=fI+fc=639kHz+465kHz=1104kHz，如果有一外来电台的频率率

在混频级之前没有被抑制，则这个电台进入混频器后，混频可得

，这个电台的中频将被选出进入后级输出而形成镜像干扰，产生串台及啸叫。上一页下一页返回5.4混频电路与混频干扰3）交叉调制干扰交叉调制干扰是有用信号与干扰信号一起作用于混频器时，由混频器的非线性作用将干扰的调制信号调制到了中频载波上，即将干扰的调制信号转移到有用信号的载波上而形成的一种干扰。混频器中，除了非线性器件的4次方项外，更高的偶次方项也可形成交调干扰，但幅值较小，一般可不考虑，由于混频器正常工作的中频是由二次项产生的，其中本振电压占了一阶，所以习惯上仍将4次方项产生的交调称为三阶交调。交调干扰的特点如下。（1）交调干扰与有用信号并存，通过有用信号而作用，一旦有用信号为零，交调干扰就消失。（2）与干扰的载频无关，任何频率的强干扰都可能形成交调干扰，所以交调干扰是危害较大的一种干扰。上一页下一页返回5.4混频电路与混频干扰（3）混频器中，除了非线性特性的4次方项以外，更高的偶次方项也可以产生交调干扰，但一般由于幅值较小，可以