【《高频封装的平面传输线-波导互联结构分析概述》8800字】

高频封装的平面传输线-波导互联结构分析概述目录TOC\o"1-3"\h\u4022高频封装的平面传输线-波导互联结构分析概述 1256791.1高频封装概述 1272141.2平面传输线-波导互联结构 2279371.2.1集总等效法封装互联设计 214451.2.2芯片级联微带线-波导转换结构 9314431.2.3芯片级联CPW-波导传输模型 151.1高频封装概述一般在进行高频封装互联设计时，目标主要在于让传输信号在系统中能够以小反射、低损耗和大带宽的方式传输。针对小反射的设计，需要考虑到所设计的平面转换结构中传输线与波导之间传输模式不同的问题。由电磁场传输线理论分析可得，不同的传输线在进行模式转换时会造成磁场的突变。针对这种场的突变进行分析时，可以想象成一个电磁场源，该场源可以激励出正反两个方向传播的电磁场。另外由能量守恒定律分析得出，输入信号在传输过程中遇到阻抗不匹配或者场的突变导致不连续等问题时，有用信号的其中一部分会直接反射回输入端口，从而导致其功率降低。一般而言，电磁场突变越大，反射能量会越多。为了使这种反射尽可能小，通常有以下设计方法：1）尽量避免传输线间的场产生急剧突变情况（极端情况为突变处传输线短路或开路）。2）使产生场突变的结构尽可能的小。3）充分利用多次反宿舍原理将总反射将为最低。这三种设计方法具备普适性，在各种频率下的封装结构中均适用。针对传输过程中低损耗的需求，在设计时通常会选用损耗较小的介质板或者电导率更大的传输线导体来实现。针对传输过程中大带宽的需求，一般在设计时应注意使转换结构在传输过程中尽量避免阻抗不匹配或者场不连续的问题。1.2平面传输线-波导互联结构1.2.1集总等效法封装互联设计类似D波段这种高频段的封装互联主要目的为了是模块内的信号能够在高频输出部分以良好的特性进行传输。从微波传输线理论而言，封装互联的工作主要在于对微波传输结构不连续的情况进行阻抗匹配补偿。针对这种不连续的问题，在设计中通常会采用集总等效、模式分析和全波分析等手段进行分析，并根据分析结果设计相应的补偿措施。在这三种方法中由于集总等效较于直观，适用性强，被广泛应用于高频器件特性分析等领域。在利用集总等效法对低频应用场景进行分析时，针对互联过程中不连续的问题，可以提取该不连续处的等效集总参数，通过集总元件对其进行替换分析，并针对其等效特性，设计相应的补偿结构。在进行集总替换以后，同样可以将其带入微波矩阵网络中进行分析，从而更为准确地了解整个传输结构的特性。对线性微波系统的特性进行分析时，既可以采用散射矩阵描述整体入射波与出射波的关系，也可以使用阻抗矩阵，ABCD矩阵以及导纳矩阵描述其端口电压电流关系。对于经过等效之后的集总器件而言，可以使用确切的阻抗或导纳对其代入分析，从而可以通过矩形的形式对其进行电压电流的分析。另外由于在分析单个器件并联等效的情况时，使用阻抗或者导纳矩阵并不适用，因此在本节的分析中一概运用ABCD矩阵。如图1.1所示，微波二端口网络的输入输出端口的电压与电流关系可以通过如下线性方程表示：V1=AV其矩阵形式为：V1I1由上式可知，端口1与端口2通过一个矩阵联系，该矩阵即为ABCD矩阵。图1.1微波二端口网络示意图如图1.2所示，当一段平行板波导传输线中加载了金属薄片时，通过TM主模传输时，并且满足金属薄片厚度足够小的条件时，可以将该结构等效看作为传输线的结构中间加载了一个电容，利用ABCD矩阵可以将该等效电容表示为：ABCD=1图1.2平行板波导传输线插入金属薄片示意图根据以上矩阵理论可得，关键在于如何求出集总等效的值，然后代入矩阵当中就可以对该结构进行电磁分析，接着代入整体传输线电路中进行整体分析。一般可以利用矢量网络分析仪对需要的等效不连续结构进行网络参数的测试，测出二端口器件的S参数，利用S参数与ABCD矩阵的对应关系可以得出等效ABCD矩阵。在进行求解时，需要先将测试端口到等效电容处的矩阵省略掉，然后令最终矩阵ABCDcap的第一列第二行元素与下式（1.ABCDMSL=cos这种通过矢量网络分析仪测试的方法较为简单，并不需要复杂的计算既可以获得等效值。然而需要依赖矢量网络分析仪，一般主要用于实物的验证，难以用来进行设计。除了通过矢网进行测试的方法，还可以基于电磁理论对其进行分析，通过集总等效的方法进行分析时，最主要是基于不连续结构的等效模型，对其Maxwell方程组进行求解。首先，对传输线的Maxwell方程进行求解时，需要考虑到是由众多本征模式场组成了平行板内部的横向场。另外可以将这些本征模式场分解为两部分，一部分为传输方向部分，另一部分为横向变化部分。其中将模式电流In(zEty,z其中hn(y)与en(y)hny在TM模激励下，正交模式矢量可以表示为：eny=−其中kc=nπ/d为截止波数。β=k2−k2c表示传播常数。而d则表示平行板间距，k=wϵμ为平面波波数，根据平行板模型可得，上式（1.5）在分析不该问题时，首先得考虑到其边界条件，即在其开口处的横向磁场为0和金属膜片处横向电场为0。b为金属薄片与平行板形成的开口的宽度。可得：0=0∞Vn由于hn(yVn0=另外考虑到其边界条件，上式的求解区间应该分别为0,b、b,d。根据集总分析的前提可知，其余模式均随着传播距离快速衰减，只有主模可以在传输线内传输。即n>0Vn0=−Z通过上述分析，可以利用模式电压和特征阻抗表示（1.8）中的基模电流，其关系如下：I00h同时用式（1.9）替换上式中的Vn0，则可以得出关于I00h根据式（3.7）中hny与eny的关系，并且由于主模激励下的横向电场只有y方向分量（I00h在对上述积分式子进行求解以后，横向电场Ety,0jwc=I00由上式可以求出等效电容C的值，其与物理尺寸之间的关系也可以给出。根据以上分析可得，该不连续结构横向电场的积分方程主要通过磁场的边界条件来获得。另外，为了求出横向磁场的积分方程，可以通过电场边界条件。并且可以得出的是，与单导体传输线不同的是，在对双导体传输线模型进行分析时，其模式电压（导体间电场的积分）和模式电流（导体上电荷的流动）即为真实的电压和电流。在对转换结构进行设计时，通常有以下两种思路。假如所设计的封装互联结构明显等效于某种集总元件，那么可以直接应用上述集总等效理论获取物理尺寸和集总元件值，完成封装互联结构得设计。假如所设计的结构在分析过程中较为复杂，需要利用多个集总元件时，首先应该得出众多元件之间的关系，然后通过相关电磁仿真软件进行优化，仿真得到需要的结果。最后使用全波分析软件优化调节实际互联结构的尺寸参数值，使其相应能够拟合集总仿真的结果。利用上述集总等效理论，可以对芯片级联中使用较为广泛的金丝键合进行集总等效分析，目前在高频封装技术中，金丝键合工艺常被用来实现介质板-介质板、芯片-芯片、芯片-介质板以及介质板与各种RF连接器之间的互连。与低频电路中不同的是，键合金丝的各项指标在高频段会对模块的传输特性产生严重的影响。特别是在D波段这种高频段，键合金丝所引入的寄生电感效应变得更加无法忽视。因此，对该工艺进行电磁分析以及设计补偿结构，对实现和提高模块的性能具有十分重要的意义。在本节中，将基于以上等效分析理论，针对金丝键合工艺的缺陷，进行集总等效参数的提取。然后通过对提取出来的键合金丝集成等效关系式进行分析，设计相应的补偿结构来改善封装互联过程中的传输特性。如图1.3所示，为D波段的芯片-石英介质板互联结构。针对该模型分析可知，在对两个需要使用该工艺进行互联的器件进行分析时的，令金丝的长度为L，直径为d；金丝与地面的距离为hs图1.3仿真模型及等效电路针对上述等效电路进行分析可得，可以用如下关系式表示等效的串联电感与并联电容：L=(μ0其中，ε0与μ0分别为自由空间的电导率与磁导率。ρ、εr和μr分别为金丝的电阻率、相对电导率与相对磁导率。A表示焊盘的面积，h0为介质基板的厚度。当键合线的直径d与趋肤深度dR=(4ρl/由上述等效分析可知，等效电感与等效电容会受到工艺参数的影响，而对频率并不敏感。等效电阻则除了会受到工艺参数的影响，还会受到频率的影响。如图1.4所示，为金丝的直径变化对传输结构性能影响的仿真结果。由仿真结果以及上述集总等效分析可知，键合金丝直径d的增加会直接导致等效电感L与等效电阻减小，使传输结构的回波损耗与插入损耗均得到优化。图1.4整体S参数随键合金丝直径变化图如图1.5所示，为金丝的高度变化对传输结构的性能影响。由仿真结果以及上述集总等效分析可知，键合金丝的高度hw图1.5整体S参数与键合金丝高度如图1.6所示，为金丝的数目对传输结构性能的影响。随由仿真结果以及等效分析可知，着键合金丝数目的增加，相当于电感并联使电感的感值减小，结构的传输特性会得到明显改善。由于在使用两根以上金丝时性能变化不大，并且芯片焊盘尺寸有限，因此在实际键合中通常采用两根金丝并行键合的方式。如图1.7所示，为金丝的长度变化对于传输结构的性能影响。由金丝键合等效分析可知，当金丝长度增加时，金丝所引入的寄生电感增大，使传输结构的性能恶化。图1.6整体S参数与键合金丝数目图1.7整体S参数与键合金丝长度根据上述分析可知，选用的金丝的工艺参数会对结构性能造成较大影响。在类似于D波段这种较高频段使用金丝键合工艺时，应该对键合金丝的工艺参数进行合理选择。一般而言，金丝的直径越大，高度越低，长度越短，其传输性能相对会越好。在本文设计的D波段收发模块中，金丝键合工艺主要用于芯片-芯片、芯片-介质板、芯片-电容等之间的连接。考虑到机械强度与焊点成型等因素，选用两根直径为25um的金丝进行连接。同时为了减小键合过程中出现的寄生电感效应，分别在芯片-MSL-波导与芯片-CPW-波导这两种传输结构中设计了电容补偿结构。1.2.2芯片级联微带线-波导转换结构由于低损耗和高功率处理能力，波导被广泛用于毫米波和亚毫米波系统中。矩形波导的宽度和高度由频段定义，并用作级联不同组件和系统的标准接口。对于高频应用，矩形波导的尺寸变小并且需要精确的制造。目前除了铣削加工以外，其他技术（例如低温共烧陶瓷（LTCC），3D打印和PolyStrata工艺）也可用于制造标准波导。尽管矩形波导用于封装毫米波和亚毫米波电路，但是由于其制造工艺，在这种高频下的组件和芯片主要依赖于平面结构。共面波导（CPW）和微带线（MSL）通常用于设计高频芯片中应用较为广泛的两种平面传输线。由于系统级封装的需求，目前在矩形波导和平面传输线之间的过渡已经受到了广泛关注，并且涌现了一大批相关文献。这种过渡的要求是大带宽，低插入损耗，同时希望对于封装现有组件和芯片而言是通用且紧凑的。平面传输线-波导的过渡方式，通常为在矩形波导的末端沿最大辐射方向插入贴片探针，将电磁波从矩形波导引向探针所在的平面传输线。在这种过渡中，E平面探针在基于微带线或者CPW等平面传输线上表现出卓越的性能，尤其是在毫米波与亚毫米波频率上。如下图1.7所示，载有E平面探针的电路基板通过在波导宽壁中心平行于纵轴的中心切开的孔插入矩形波导中，其位置距离矩形波导的末端约四分之一波长，使该矩形波导形成一个阻抗变换器，将端接从短路转换为开路，降低了回波损耗。根据不同的传输线组合，可以将E平面探针设计成不同的形状，并且发现具有矩形贴片的探针非常有效，通过精心设计，可以在整个波导频带内实现平稳的传输。并且由于插入的E平面探针与矩形波导内部的电场平行，使其成为目前带宽性能最好过渡方案之一。图1.7E平面探针过渡示意图针对上述转换结构的思路可知，在该结构中有两个重要的参数，分别为微带探针的尺寸与短路面距离探针中心的距离。其中微带探针的输入阻抗为：Zin=RR=2ηX10=ηkab其η=μ代表自由空间的波阻抗。对于本文中D波段收发模块，输出部分采的为WR7标准波导。针对上述分析进行计算：WR7标准波导尺寸为：a=1.651mm，λ0=ck=2πλ0β10=k若想令X10=0，且R≠0，则只能使2β10L=π2β若令阻值为R，将微带探针阻抗代入公式(1.19)，可计算得到探针与微带短路面距离D，其值通常约为四分之波长。如图1.8所示，为D波段的50Ω微带线模型。介质基板选用石英介质板，其介电常数为3.8，损耗为0.002。考虑到封装体积及为了不影响微带线上电磁波的传播，应当合理选择石英介质板的宽度。模型中微带线宽100um，石英介质板宽400um，厚度为50um。该模型在整个D波段内回波损耗优于30dB，插入损耗优于0.15dB。aD波段微带模型bS参数仿真结果 c微带线阻抗仿真结果图1.8D波段50欧姆微带线模型如图1.9所示，为采用了E面探针耦合的平面微带线-WR7标准矩形波导转换结构。利用上述石英介质微带模型结合E平面探针，通过在波导宽壁中心一侧开口，将载有E平面探针的石英电路基板通过开孔插入矩形波导中，其位置距离矩形波导的末端约四分之一波长，使该矩形波导形成一个阻抗变换器，将端接从短路转换为开路，降低了回波损耗。同时，E面探针与微带线之间的过渡采用渐变式的过渡结构。a俯视图bc波导E平面垂直转换结构图1.9E面探针耦合的MSL-WR7矩形波导转换结构表1.1优化的转换结构参数参数W1W2W3L1L2L3r1r2单位(um)5351454005101602360674.51500图1.10背对背结构仿真模型由仿真结果可得，该转换结构覆盖了116-170GHz频段，具备良好的宽带性能。且在140GHz时的回波损耗优于17dB，插入损耗优于0.3dB。考虑到目前太赫兹芯片通常采用标准波导进行输出的应用需求，在仿真模型中加入芯片仿真模型。需要注意的是，在对芯片模型中的GSG输出端口进行建模时，其Gnd_Port需要使用金属圆柱接地。芯片端口的尺寸使用D波段商用芯片端口尺寸进行设计。如图1.11所示，在进行芯片仿真建模时，通常在RF_Port设置集总端口，另外也可以设计成波端口形式，如图1.12所示。图1.11芯片级联MSL-矩形波导模型图1.12设置为波端口形式的芯片模型由于在装配过程中，导电胶会出现溢出现象，石英介质板的腔体需留有一定的空间，避免由于加工误差对介质板装配产生影响。如图1.13所示，为对腔体的容差仿真结果。图1.13腔体容差在0-30um区间内仿真结果如图1.14所示，是所设计的芯片级联MSL-波导转换结构的三维示意图及实物加工图。采用的芯片介质为GaAs，厚度为50um，采用的石英介质板介电常数为3.8，厚度为50um。芯片采用金丝键合工艺与石英介质板进行连接，为了减少金丝键合所引入的寄生影响，加宽了石英上的焊盘尺寸，同时使用直径为25um的键合金丝。图1.14芯片级联MSL-波导结构同时，为了探讨平面传输线-矩形波导在更高频段的可行性，本节设计了覆盖140-220GHz的转换结构，如图1.15所示。该转换结构利用WR5波导进行输入输出，波导尺寸为1.2954mm*0.6477mm。由图1.16仿真结果可知，该结构在140-220GHz的频带内，插入损耗优于0.36dB，具备良好的带宽性能。图1.15140-220GHz微带线-矩形波导背对背结构表1.2优化后的结构参数参数W1W2W3L1L2L3单位(um)351404151003502000图1.16S参数仿真结果综上所述，采用E面探针耦合的微带线-矩形波导转换结构，通过调节E面探针尺寸以及E面探针到短路面的距离，可以实现较好的传输性能，并且拥有向更高频段发展的潜力。需要注意的是，金丝键合工艺在更高频段时会引入更加严重的寄生电感，其对系统性能会造成极其恶劣的影响，因此在对更高频段的转换结构进行设计时，除了利用背对背结构了解基本的传输性能之外，一定要加入级联结构进行仿真。1.2.3芯片级联CPW-波导传输模型在高频下设计平面传输线时，不仅要考虑特性阻抗，还要考虑由于使用非理想材料而引起的衰减。导体损耗是由传输线导体内部的电流引起的。导体的厚度是趋肤深度和成本之间的折衷，因为高频电路通常使用银、金或钛作为导体。介电损耗是由基板材料引起的，它是由损耗因数（tanδ）决定的，损耗因数根据工作频率而变化。当直接将基板用于高频设计电路时，存在风险，因为通常由供应商在低频下测量介质基板的tanδ。传统的CPW由两条接地迹线和一条信号迹线组成，形成接地-信号-接地结构，其与芯片端口具备良好的级联优势。可以支持准TEM模式，并且电场主要存在于信号线和接地线之间的间隙中。与微带不同的是，CPW的特征阻抗主要取决于S/(如图1.17所示，为本文设计的D波段CPW基本结构。该结构中信号走线的宽度为135μm，接地走线的宽度为97.5umm，间隙宽度为35μm。选用的介质材料为石英，其导体层为厚度为2um的金。尽管石英和玻璃基板的主要成分是二氧化硅（SiO2），但它们具有不同百分比的杂质，这些杂质会影响a三维视图b平面视图图1.17D波段CPW基本结构aD波段CPW基本结构S参数仿真结果bCPW基本结构阻抗仿真结果图1.18D波段CPW基本结构仿真结构图1.19显示了使用E平面探针在D波段设计的矩形波导到CPW的过渡。该过渡的设计为基于现有加工技术的参考，在该技术中，一个矩形贴片用作探针，并将其连接到CPW的信号走线。矩形贴片的宽度和长度分别为200μm和350μm。通过更改矩形贴片的大小，可以将探头调整到不同的频带。为了匹配矩形探针，阶梯过渡处信号迹线的长度为85μm，宽度为120μm。设计的E平面探针通过孔口插入WR-7矩形波导中，CPW中心距离波导背面四分之波长。WR-7矩形波导的宽度和高度分别为1.651毫米和0.8255毫米。在设计空腔时，由于基板对准和制造公差，对于制造的封装结构而言，空腔应该稍大。银导电胶用于提供与CPW的接地连接并抑制空腔中的寄生模式。此外，导电胶有助于将介质基板固定在包装结构内。图1.19D波段CPW-Waveguide过渡模型表1.3优化后的结构参数参数W1W2W3W4L1L2L3单位(um)120200400535350852000图1.20D波段CPW-矩形波导背对背转换结构S参数从图1.20可知，在采取CPW阶梯过渡至贴片探针的结构之后，该过渡在整个D波段内，插入损耗低于0.36dB，回波损耗优于16.6dB，具备良好的传输性能。需要注意的是，本文所利用的D波段芯片材料为50um厚度的砷化镓介质，而本节设计的CPW-WG结构为0.15mm的石英介质板