现代电源技术2-5

1、、2-2-4PWM控制和驱动电路2-2-4-1三脚架PWM/MOSFET复合芯片TOPSwitch-2电路TOPSwitch-2性能1功率范围明显扩大：将交流电压宽输入(85265V )时，最大输出功率从50W扩大到90W 输出功率范围从100W扩大到150W的应用领域广泛应用于小型电视、显示器、音频放大器等。 2电路设计的新特征：集成了AC/DC转换效率仅为90引脚的单片IC上的控制系统、驱动电路、功率MOSFET、脉冲宽度调制、高压启动电路、环路补偿调整、故障保护电路等功能的TOP器件的线性控制特性，低成本且有竞争力。 3 top交换机- 2有两种软件包。 除了三脚架TOP-220外，8个

2、DIP封装还有6个引脚接地，增大了散热功能，特别有利于小型电气设备的电源安装设计。 4引脚最低(DIP也只有3个有效接点) TOPSwitch，但集成了100KHZ脉冲宽度调制稳定电源所需的所有功能：设置高压偏置电流源，并联稳压器/误差电压放大器、振荡器、带隙基准、定频PWM、控制5 .该TOPSwitch的输出极通过可以控制导通速度的高压n通道、低输出电容MOSFET，从功率管的漏极源的低导通电阻中采样来控制导通时间。 控制导通减少了开关电压的变化速度，它明显地减少了电磁干扰和系统噪声，以及连接散热器的源，从而最小化了滤波器成本。 6.TOPSwitch具备多种自动保护功能电路，包括过电流限

3、制、过电压切断、欠电压锁定、过热关机、短路保护等。 7.TOPSwitchII的外围电路很简单，可以用十几台设备制作高性能的小型电源。 其集成度高，电路设计简单，比单独元件电路减少1520元件，允许采用单面PCB基板，可用于离线反馈式、正向激励式、升压式功率因数校正等电源。 图21TOPSwitch-II简化了外围电路和两种封装的外形图，TOPSwitch器件的三个引脚的功能是将漏极引脚(DRAIN ) :输出管MOSFET的漏极连接起来，在启动动作时，经由内部开关电流源供给内部偏置电流此脚也是内部电流检测点。 控制脚(CONTROL ) :用误差放大器和反馈电流输入脚控制占积率。 正常动作时

4、，内部并联稳压器打开，供给内部偏置电流。 此脚也连接着电源旁路和自动重启/补偿电容器。 源极引脚(SOURCE ) :另外，在TO-220封装中，输出级MOSFET的源极布线连接直流高压和主变压器的原侧电路的公共端子和基准点，在DIP封装中，原边缘控制电路的公共端和基准点，6个引脚接地。 TOPSwitch-II装置是具有自身偏置和保护功能的转换器，可以线性地控制电流以改变占空比，从而切断漏极输出端。 利用与CMOS集成的尽可能多的功能来实现效率。 与双极晶体管和个别元件电路相比，CMOS减少偏置电流，省略集成化的几个外部功率电阻器很重要。 是为了供给电流采样和初始启动电流而设计的。 如图2-

5、3所示，在通常动作时，内部输出级的MOSFET的占空比随着控制足电流变大而线性变小。 为了执行所有必要的控制、偏置、保护功能，漏极引脚和控制引脚分别实现下述功能(请参照图2-2和图2-5的TOPSwitch集成电路的时序脉冲波形和电压波形)。 图22的内部功能框图、图23的特空比与控制脚电流的关系曲线、图24的topswitch-2电路的启动动作波形、图25的topswitch-2这3个动作状态下的典型波形、(1)控制脚电压Vc的供给控制脚电压Vc是控制脚与源极脚间的电源或偏置外部旁路电容器直接连接在控制引脚和源引脚之间，以提供必要的栅极驱动电流。 接收到这个脚的总容量CT，设置了自动重启功能

6、，电路的补偿也同样控制了。 Vc被调整为两分钟状态的一个模式。滞后调整用于初始启动和过载动作。 分流调整用于分离占空比误差信号，是控制电路的电源电流。 在启动中，控制脚电流由高压开关电流源供给，该开关在IC内部连接在漏极脚和控制脚之间。 电流源提供足够的电流供给控制电路，并还对总外部电容器CT充电。 首先，当Vc上升到高阈值电压值(5.7V )时，高压电流源被切断，脉冲宽度调制器和输出级晶体管被激活。 正常工作中，即输出电压可调整时，反馈控制电流提供Vc电源电流。 分流调整器能维持Vc的标准值(5.7V )，用分流控制足的反馈电流实现。 该电流超过了在PWM误差信号的采样电阻RE中流动的必要直

7、流电源电流。 用于一次反馈连接法时，该脚的动态阻抗与外部电阻值和电容值一起决定了电源系统的控制电路补偿量。 TOPSwitch-II电路的最初动作波形如图2-4所示，为正常动作时和自动重新启动时两种波形。 当将控制引脚的外部电容器CT放电至低阈值电平时，输出级的MOSFET截止，控制电路成为低电流的准备状态。 接通高压电流源，对外部电容器再次充电。 由图2-5可以看出，充电电流是图示的负极性，放电电流是正极性。 在图2-4(b )中，通过接通/关断高压电流源，滞后的自动重启比较器能够将Vc值维持在典型的4.75.7V窗的范围内。 自动重新启动电路具有8分频计数器，阻止输出级的MOSFET再次导

8、通，知道已经过了8个放电充电周期。 通过将自动重新启动占空比减少到通常的5，计数器能够有效地限制top交换机的功率损失。 自动重新启动操作连续进行，直到输出电压再次可调整为止，如图2-5所示。 (2)带隙基准所有临界的TOPSwitch内部电压来自一个温度补偿的带隙基准。 这个基准也用于生成温度补偿电流源，调整正确设定的振荡频率，调整MOSFET栅极的驱动电流。 (3)振荡器内部的振荡器对内部电容器进行直线充电和放电，在两个电压电平之间产生锯齿波形，发送给脉冲宽度调制器。 该振荡器在每个周期开始时，设置脉冲宽度调制器和限流锁存器。 在电源应用中选择100kHz的额定频率，可以使电磁干扰最小化，

9、使效率最大化。 微调电流基准可以提高振荡频率的精度。 (4)脉冲宽度调制器脉冲宽度调制器提供电压型控制环路，驱动输出级的MOSFET，其占空比与流过控制脚的电流成反比。 这只脚在RE的两端产生电压误差信号。 在RE两端的误差信号被过滤到典型地具有7kHz的角频率的RC网络中，以减小开关噪声的影响。 该滤波误差信号与内部振荡器的锯齿波相比，产生一定的占空比的波形。 控制电流增加时占空比减少。 振荡器产生的时钟信号被设置在使输出级功率晶体管MOSFET截止的寄存器中。 占空比是根据内部振荡器的对称性来调整的。 可以使调制器的接通时间最短，保持TOPSwitch的电流消隐不受到误差信号的影响。 请注

10、意，在占空比开始变化之前，需要将注入到控制脚的电流设为最小值。 (5)栅极驱动器设计栅极驱动器在受控制的速度下导通输出级的MOSFET，以使共模电磁干扰最小化。 可以微调整栅极驱动电流，提高精度。 (6)误差放大器在一次反馈应用时，分路稳压器也能完成一个误差放大器的功能。 由用于温度补偿的带隙基准电压准确地提供该分路稳压器的电压。 误差放大器的增益通过控制脚的动态电阻来设定。 控制脚将外部电力信号钳位到Vc电压电平。超过电源电流的控制脚电流在分路稳压器中被分离，作为误差信号流过RE。 (7)周期性电流限制周期性峰值漏电流限制电路将输出级的MOSFET的导通电阻用作采样电阻器。 电流限制比较器比

11、较输出级MOSFET处于导通状态的漏极电压和阈值电压。 高漏极电流超过VDS阈值电压，使输出级的MOSFET截止，直到下一个时钟周期开始为止。 电流限制比较器的阈值电压被温度补偿，在温度的影响下使输出级MOSFET的导通电阻RDS(ON )值变化，使有效峰值电流限制的变化最小化。 在输出级的MOSFET导通后的短时间内，前端消隐电路阻止限流比较器的动作。 由于最前线的消隐时间已确定，所以通过原侧电容器和副侧整流器的反向恢复产生的电流的峰值，开关脉冲不会提前结束。 (为了使TOPSwitch的功耗最小化，如果维持输出调整的条件，则off和自动重新启动电路在占空比为5的标准值时，将电源打开和关闭。

12、 如果失去调节能力，外部电流就不会流过控制脚。 通过Vc调节使分流状态滞后的自动再启动状态。 故障条件解除后，电源输出可调整后，Vc的调整再次变为旁路状态，电源恢复正常动作。 (9)过热保护温度保护由精密模拟电路提供，当节点温度超过热冲击温度(通常为135度)时，该电路关闭输出级的MOSFET。 为了激活上电复位电路，可以清除和恢复输入电源，或瞬间进入控制脚，或低于上电复位阈值电压，但是阀复位，TOPSwitch恢复到正常的电源动作状态。 电源关闭后，Vc被调整到滞后状态，控制脚上出现4.75.7V (标准)的锯齿波电压。 (10 )高压偏置电流源该电流源从漏极引脚向TOPSwitch供给偏置

13、，在起动或滞后动作中对控制脚外部电容器CT进行充电。 在自动重新启动和过热块关闭期间会发生滞后。 该电流源以约35个有效占空比导通和关断。 该占空比由控制足充电电流Ic和放电电流(ICD1ICD2 )之比决定。 输出级的MOSFET接通后，在通常动作中该电流源被切断。2-2-5采样和误差控制电路、TL431的功能框图和内部等效电路、1.4N35、TL431的工作特性和主要电气参数需要正确地计算TL431的光电耦合控制系统4N35/TL431的外围电路元件值，首先，4n35和TL431的工作特性由图可以看出，4N35光电耦合器件的控制端(也称为初级侧)为二极管，上(正极)连接至正电压，下(负极)

14、连接至TL431的阴极(实际上，该控制端连接至TL431内的晶体管的集电极端子，并经由导通的晶体管对来连接4N35的控制端子是晶体管(也称为次级侧)，其集电极提供15V电源电压，其发射器经由两个分压电阻器接地，并且将控制电压从分压器的中点施加到TL494的输入端子。 正常工作时，由于二极管电流引起的光电效果，晶体管也产生工作电流。 调查光电元件手册，1.4N35的主要工作特性和极限参数值(1)极限值：一次侧IFmax=60mA，PD1(max)=100Mw； VRmax=6V二次侧VCEmax=30V(Vcc )、PD2max=300mW； IOLmax=100Ma； 整体(两侧间):最小直流

15、冲击隔离电压值为3500V(-55 100T )。 (2)工作特性：一次侧VFmax/IF=1.5V/10mA (发射器最大正向电压) CJmax (标准)=100pF； 二次侧trmax (标准值)=10us (上升时间) tfmax (标准值)=10us (上升时间) hfemin=100； 在一次侧和二次侧之间CTRmin/IF=100%/10mA (最小电流传输速率)、VCESmax/IF、IC=0.3V/10mA、0.5A (检测器最大VCE )、C1-2max (标准值)=2.5pF。 4N35的工作速度(或带宽):150kHz。2.TL431的电参数TL431的外形如图所示，相当

16、于性能优异的齐纳二极管。 阴极工作电压VKA:2.5V (基准值) 37V (最大值)阴极工作电流IK:1100mA (连续使用极限范围：-100150mA )功耗：775mW(25 )低动态输出电阻： 0.22基准输入电流范围：-50uA10mA； 基准电压源误差： 1.0%； TL431的工作温度范围： 070，全范围温度特性平坦： 50pptm/。 二、低压光耦合控制电路的测试，几个电阻值由图中的电路构成决定，TL494的一只脚接地，2只和15只连接到一半的基准电压Vr/2=2.5V，其16只接手电流检测电路。 假设死区时间控制电路确保TL494的最大输出脉冲宽度，并设计了40%以下的振

17、荡周期即max0.4T (最大占空比为0.5 )。 当TL494的工作频率为80kHz时，振荡周期为12.5us，死区控制的IC的最大输出脉冲宽度为5us。 根据4N35和TL431的动作参数，在正常动作条件下，光耦合控制器的一次侧和二次侧的两端电流为510mA，TL494的三脚控制电压值低于2.5V时输出脉冲宽度最大，三脚电压值高于3.6V时输出脉冲宽度缩小为0 (消失)。 R7 R8=15V/(510mA)=31.5(k )，如果光耦合控制器以5mA的工作电流使分压器R7、R8的中点电压值在2.5V以上，则必须使TL494的三足电压值在最佳敏感调整控制区域内。 因此，分压器下端的电阻R8的

18、电阻值，将R8=2.5V/5mA=500设为510标准值，将R7的电阻值估计为R7=12.5(k )，将R7=1.2k，估计光电耦合器一次侧控制电路的几个电阻值。 由于4N35的最小电流传输率为100%/10mA，所以控制侧的电流限制电阻值增大到R4=15V/2015mA=7501k，以使得初级侧的最大工作电流为IDMAX=1520mA。 此外，由于TL431的控制端的输入电流值显着减少，所以输出电流的约十分之一左右，即IR=1. 52.0 ma:r1w1r2=15v/2.01.5 ma=7.510 k分压电阻器r1、w1、r2的电阻值，TL431的输入端子电压值为其如上所述，TL431的输出电压稳定在2.0V，并且输出端的电流(ID )的变化可以以微小的电压变化在很大范围内调节。 设R3=150。 因此，当W1 R2=2.5V/(2.01.5)mA=1.251.66k首先是可调节的W1=1.0k，R2=1.5k时，R1=