第六章PWM控制技术

1、6-1,PWM控制,引言 6.1 PWM控制的基本原理 6.2 PWM逆变电路及其控制方法 6.3 PWM跟踪控制技术 6.4 SVPWM控制方法 本章小结,6-2,第六章 PWM控制技术 引言,PWM (Pulse Width Modulation)控制就是 脉宽调制技术：即通过对一系列脉冲的宽度进行调制，来等效地获得所需要的波形（含形状和幅值)。 第3、4章已涉及到PWM控制，第3章直流斩波电路采用的就PWM技术；第4章的4.1斩控式调压电路和4.4矩阵式变频电路也都涉及到PWM技术。,6-3,第六章 PWM控制技术 引言,PWM控制的思想源于通信技术，全控型器件的发展使得实现PWM控制变

2、得十分容易。 PWM技术的应用十分广泛，它使电力电子装置的性能大大提高，因此它在电力电子技术的发展史上占有十分重要的地位。 PWM控制技术正是有赖于在逆变电路中的成功应用，才确定了它在电力电子技术中的重要地位。现在使用的各种逆变电路都采用了PWM技术，因此，本章和第5章（逆变电路）相结合，才能使我们对逆变电路有完整地认识。 本章主要以逆变电路为控制对象来介绍PWM控制技术。,6-4,第六章 PWM控制技术 引言,从整体的角度考察局部的问题 从系统的角度看待和学习本章的内容 本章内容作为电力电子变换技术的一个重要内容，既自成体系，又与其它章节密切相连。 对于交流电机变压变频调速控制系统，本章内容

3、是其中的重要组成部分。,6-5,第六章 PWM控制技术 引言（系统概念）,有系统信号反馈为闭环控制,功率输出,触发（驱动）,控制信号,强电环节,本章内容,无系统信号反馈为开环控制,弱电控制强电 小功率控制大功率,电力电子变换装置电路系统基本构成框图（闭环）,PWM型逆变器-交流电动机系统框图（开环）,6-6,6.1 PWM控制的基本思想,1）重要理论基础面积等效原理,冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。,6-7,6.1 PWM控制的基本思想,b),图6-2 冲量相等的各种窄脉冲的响应波形,具体的实例说明“面积等效原理”,a）,u (t)电压窄脉冲，是电路的输入 。

4、 i (t)输出电流，是电路的响应。,6-8,6.1 PWM控制的基本思想,如何用一系列等幅不等宽的脉冲来代替一个正弦半波,6-9,6.1 PWM控制的基本思想,若要改变等效输出正弦波幅值，按同一比例改变各脉冲宽度即可。,SPWM波,如何用一系列等幅不等宽的脉冲来代替一个正弦半波,6-10,6.1 PWM控制的基本思想,用一系列等幅不等宽的脉冲代替一个正弦半波数学依据,矩形波面积A1为：,正弦波（脉冲）面积A2为：,6-11,考虑到：,则上述A2表达式变为,令,，并考虑到,所以，,6-12,由面积相等A1=A2得到,即,亦即，占空比 D为,若要改变等效输出正弦波幅值，按同一比例改变各脉冲宽度即

5、可。,6-13,6.1 PWM控制的基本思想,对于正弦波的负半周，采取同样的方法，得到PWM波形，因此正弦波一个完整周期的等效PWM波为：,根据面积等效原理，正弦波还可等效为下图中的PWM波，而且这种方式在实际应用中更为广泛。,6-14,6.1 PWM控制的基本思想,6-15,6.1 PWM控制的基本思想,2）PWM电流波 电流型逆变电路进行PWM控制，得到的就是PWM电流波。,都是基于面积等效原理,6-16,6.2 PWM逆变电路及其控制方法,目前中小功率的逆变电路几乎都采用PWM技术。 逆变电路是PWM控制技术最为重要的应用场合。 本节内容构成了本章的主体。 PWM逆变电路也可分为电压型和

6、电流型两种，目前实用的PWM逆变电路几乎都是电压型电路。,6-17,6.2 PWM逆变电路及其控制方法,6.2.1 计算法和调制法 6.2.2 异步调制和同步调制 6.2.3 规则采样法 6.2.4 PWM逆变电路的谐波分析 6.2.5 提高直流电压利用和减少开关次数 6.2.6 PWM逆变电路的多重化,6-18,6.2.1 计算法和调制法,1）计算法,根据正弦波频率、幅值和半周期脉冲数，准确计算PWM波各脉冲宽度和间隔，据此控制逆变电路开关器件的通断，就可得到所需PWM波形。（SHEPWM） 本法较繁琐，当输出正弦波的频率、幅值或相位变化时，结果都要变化。,6-19,6.2.1 计算法和调制

7、法,工作时V1和V2通断互补，V3和V4通断也互补。 以uo正半周为例，V1通，V2断，V3和V4交替通断。 负载电流比电压滞后，在电压正半周，电流有一段区间为正，一段区间为负。 负载电流为正的区间，V1和V4导通时，uo等于Ud 。,2）调制法,图64 单相桥式PWM逆变电路,结合IGBT单相桥式电压型逆变电路对调制法进行说明,6-20,6.2.1 计算法和调制法,2）调制法,图64 单相桥式PWM逆变电路,V4关断时，负载电流通过V1和VD3续流，uo=0 负载电流为负的区间， V1和V4仍导通，io为负，实际上io从VD1和VD4流过，仍有uo=Ud 。 V4关断V3开通后，io从V3和

8、VD1续流，uo=0。 uo总可得到Ud和零两种电平。 uo负半周，让V2保持通，V1保持断，V3和V4交替通断，uo可得-Ud和零两种电平。,6-21,6.2.1 计算法和调制法,3）单极性PWM控制方式（单相桥逆变）,ur正半周，V1保持通，V2保持断。 当uruc时使V4通，V3断，uo=Ud 。 当uruc时使V4断，V3通，uo=0 。 ur负半周，请同学们自己分析。,图6-5 单极性PWM控制方式波形,在ur和uc的交点时刻控制IGBT的通断。,4路驱动信号和负载电流波形？,6-22,V1和V3开关管驱动信号（fo = 25Hz），采样控制频率 fs = 8kHz；DSP（MCU）

9、输出信号;,V1管驱动信号,V3管驱动信号,6-23,V1和V3开关管的栅极驱动信号（fo = 25Hz）（放大）,V1管驱动信号,V3管驱动信号,V3管处于PWM工作状态,6-24,V1和V3开关管的栅极驱动信号（fo = 25Hz）（放大）,6-25,V1和V3开关管的栅极驱动信号（fo = 25Hz）（放大）,6-26,V1和V3开关管的栅极驱动信号（fo = 25Hz）（放大）,6-27,另一种单极性调制生成的驱动信号（fo = 40Hz）（互补）采样控制频率 fs = 2 kHz；（DSP输出信号）,6-28,一种单极性调制生成的驱动信号（fo = 40Hz）（放大）,6-29,局部

10、放大,死区时间8us,6-30,局部放大,死区时间8us,死区时间内栅极驱动信号同时为“低”,6-31,前述驱动信号经驱动光耦（HCPL-316J）隔离、放大处理后的实际的IGBT栅极驱动波形（互补）,t,t,0伏,0伏,6-32,局部放大,死区时间8us,6-33,局部放大,死区时间8us,死区时间内栅极驱动信号同时为“低”,6-34,局部放大,死区时间8us,死区时间内栅极驱动信号同时为“低”,6-35,一种单极性调制的IGBT栅极驱动信号（fo = 40Hz）,很明显，脉冲宽度按正弦变化，由窄到宽再到窄。,6-36,6.2.1 计算法和调制法,3）双极性PWM控制方式（单相桥逆变）,在u

11、r的半个周期内，三角波载波有正有负，所得PWM波也有正有负，其幅值只有Ud两种电平。 同样在调制信号ur和载波信号uc的交点时刻控制器件的通断。 ur正负半周，对各开关器件的控制规律相同。,当ur uc时，给V1和V4导通信号，给V2和V3关断信号。 如io0，V1和V4通，如io0，VD2和VD3通，uo=-Ud 。,图6-6 双极性PWM控制方式波形,在ur和uc的交点时刻控制IGBT的通断。,6-37,6.2.1 计算法和调制法,对照上述两图可以看出，单相桥式电路既可采取单极性调制，也可采用双极性调制，由于对开关器件通断控制的规律不同，它们的输出波形也有较大的差别。,6-38,6.2.1

12、 计算法和调制法,4）双极性PWM控制方式（三相桥式逆变）,图6-7 三相桥式PWM型逆变电路,6-39,6.2.1 计算法和调制法,图6-7 三相桥式PWM型逆变电路,图6-8 三相桥式PWM逆变电路波形,下面以U相为例分析控制规律：,当urUuc时，给V1导通信号，给V4关断信号，uUN=Ud/2。 当urUuc时，给V4导通信号，给V1关断信号，uUN=-Ud/2。 当给V1(V4)加导通信号时，可能是V1(V4)导通，也可能是VD1(VD4)导通。 uUN、uVN和uWN的PWM波形只有Ud/2两种电平。 uUV波形可由uUN uVN 得到，当1和6通时，uUV=Ud，当3和4通时，u

13、UV=Ud，当1和3或4和6通时，uUV=0。,6-40,6.2.1 计算法和调制法,输出线电压PWM波由Ud和0三种电平构成（与第5章的三相逆变器180o工作方式比较有何区别？） 负载相电压PWM波由(2/3)Ud、(1/3)Ud和0共5种电平组成。与180o工作方式比较有何不同？为什么？） 防直通的死区时间 同一相上下两臂的驱动信号互补，为防止上下臂直通而造成短路，留一小段上下臂都施加关断信号的死区时间。 死区时间的长短主要由开关器件的关断时间决定。 死区时间会给输出的PWM波带来影响，使其稍稍偏离正弦波。,图6-8 三相桥式PWM逆变电路波形,一个PWM控制周期,另一个PWM控制周期,6

14、-41,6.2.1 计算法和调制法,5）特定谐波消去法 (Selected Harmonic Elimination PWMSHEPWM),这是计算法中一种较有代表性的方法。 输出电压半周期内，器件通、断各3次（不包括0和），共6个开关时刻可控。 为减少谐波并简化控制，要尽量使波形对称。,6-42,6.2.1 计算法和调制法,其次，为消除谐波中余弦项，应使波形在正半周期内前后1/4周期以/2为轴线对称 (6-2),同时满足式（6-1）、（6-2）的波形称为四分之一周期对称波形，用傅里叶级数表示为 (6-3) 式中，an为,6-43,6.2.1 计算法和调制法,图6-9，能独立控制a1、a 2和

15、a 3共3个时刻。该波形的an为 式中n=1,3,5,确定a1的值，再令两个不同的an=0(n=1,3,5)，就可建三个方程，求得a1、a2和a3 。,图6-9 特定谐波消去法的输出PWM波形,6-44,消去两种特定频率的谐波,6.2.1 计算法和调制法,在三相对称电路的线电压中，相电压所含的3次谐波相互抵消。 可考虑消去5次和7次谐波，得如下联立方程：,给定a1，解方程可得a1、a2和a3。a1变，a1、a2和a3也相应改变。,（65）,6-45,6.2.1 计算法和调制法,一般在输出电压半周期内，器件通、断各k次，考虑到PWM波四分之一周期对称，k个开关时刻可控，除用一个自由度控制基波幅值

16、外，可消去k1个频率的特定谐波。 k的取值越大，开关时刻的计算越复杂。 除计算法和调制法外，还有跟踪控制方法，在6.3节介绍。,6-46,6.2.2 异步调制和同步调制,根据载波和信号波是否同步及载波比的变化情况，PWM调制方式分为异步调制和同步调制。,通常保持fc固定不变，当fr变化时，载波比N是变化的 在信号波的半周期内，PWM波的脉冲个数不固定，相位也不固定，正负半周期的脉冲不对称，半周期内前后1/4周期的脉冲也不对称 当fr较低时，N较大，一周期内脉冲数较多，脉冲不对称产生的不利影响都较小 当fr增高时，N减小，一周期内的脉冲数减少，PWM脉冲不对称的影响就变大,6-47,6.2.2

17、异步调制和同步调制,2） 同步调制,载波信号和调制信号保持同步的调制方式，当变频时 使载波与信号波保持同步，即N等于常数。,基本同步调制方式，fr变化时N不变，信号波一周期内输出脉冲数固定。 三相电路中公用一个三角波载波，且取N为3的整数倍，使三相输出对称。 为使一相的PWM波正负半周镜对称，N应取奇数。 fr很低时，fc也很低，由调制带来的谐波不易滤除。 fr很高时，fc会过高，使开关器件难以承受。,6-48,6.2.2 异步调制和同步调制,3）分段同步调制 异步调制和同步调制的综合应用。,把整个fr范围划分成若干个频段，每个频段内保持N恒定，不同频段的N不同。 在fr高的频段采用较低的N，

18、使载波频率不致过高；在fr低的频段采用较高的N，使载波频率不致过低。,为防止fc在切换点附近来回跳动，采用滞后切换的方法。 同步调制比异步调制复杂，但用微机控制时容易实现。 可在低频输出时采用异步调制方式，高频输出时切换到同步调制方式，这样把两者的优点结合起来，和分段同步方式效果接近。,图6-11 分段同步调制方式举例,6-49,6.2.3 规则采样法,1）自然采样法： 按照SPWM控制的基本原理产生的PWM波的方法，其求解复杂，难以在实时控制中在线计算，工程应用不多。,2）规则采样法 工程实用方法，效果接近自然采样法，计算量小得多。,适于微机数字控制（程序软件实现）,6-50,6.2.3 规

19、则采样法,三角波两个正峰值之间为一个采样周期Tc 。 自然采样法中，脉冲中点不和三角波(负峰点)重合。 规则采样法使两者重合，使计算大为减化。 如图所示确定A、B点，在tA和tB时刻控制开关器件的通断。 脉冲宽度d 和用自然采样法得到的脉冲宽度非常接近。,规则采样法原理,6-51,6.2.3 规则采样法,规则采样法计算公式推导,正弦调制信号波,脉冲宽度表达式与前述不同？,6-52,6.2.3 规则采样法,3）三相桥逆变电路的情况,6-53,6.2.4 PWM逆变电路的谐波分析,使用载波对正弦信号波调制，会产生和载波有关的谐波分量。 谐波频率和幅值是衡量PWM逆变电路性能的重要指标之一。 分析以

20、双极性SPWM波形为准。 同步调制可看成异步调制的特殊情况，只分析异步调制方式。 分析方法 以载波周期为基础，再利用贝塞尔函数推导出PWM波的傅里叶级数表达式。 尽管分析过程复杂，但结论简单而直观。,6-54,6.2.4 PWM逆变电路的谐波分析,c,+,k,r,),图6-13，不同a时单相桥式PWM逆变电路输出电压频谱图。,1）单相的分析结果,PWM波中不含低次谐波，只含wc及其附近的谐波以及2wc、3wc等及其附近的谐波。,图6-13 单相PWM桥式逆变电路输出电压频谱图,6-55,6.2.4 PWM逆变电路的谐波分析,2）三相的分析结果公用载波信号时的情况,6-56,6.2.4 PWM逆

21、变电路的谐波分析,三相和单相比较，共同点是都不含低次谐波，一个较显著的区别是载波角频率wc整数倍的谐波没有了，谐波中幅值较高的是wc2wr和2wcwr。 SPWM波中谐波主要是角频率为wc、2wc及其附近的谐波，很容易滤除。（谐波簇） 当调制信号波不是正弦波时，谐波由两部分组成：一部分是对信号波本身进行谐波分析所得的结果，另一部分是由于信号波对载波的调制而产生的谐波。后者的谐波分布情况和SPWM波的谐波分析一致。,谐波分析小结,6-57,6.2.5 提高直流电压利用率和减少开关次数,直流电压利用率逆变电路输出交流电压基波最大幅值U1m和直流电压Ud之比。（回忆上一章方波控制下的直流电压利用率情

22、况。） 提高直流电压利用率可提高逆变器的输出能力。 减少器件的开关次数可以降低开关损耗。 正弦波调制的三相PWM逆变电路，调制度a为1时，输出线电压的基波幅值为 ，直流电压利用率为0.866，实际由于某些因素还更低。 梯形波调制方法的思路 采用梯形波作为调制信号，可有效提高直流电压利用率。 当梯形波幅值和三角波幅值相等时，梯形波所含的基波分量幅值更大。,6-58,6.2.5 提高直流电压利用率和减少开关次数,不论urU1、urV1和urW1幅值的大小，urU、urV、urW总有1/3周期的值和三角波负峰值相等。在这1/3周期中，不对调制信号值为-1的相进行控制，只对其他两相进行控制，这种控制方

23、式称为两相控制方式。 优点 （1）在1/3周期内器件不动作，开关损耗减少1/3。 （2）最大输出线电压基波幅值为Ud，直流电压利用率 得到提高。 （3）输出线电压不含低次谐波，优于梯形波调制方式。 有关更多信息可参考 陈国呈 编著PWM逆变技术及应用,6-59,6.3 PWM跟踪控制技术,PWM波形生成的第三种方法跟踪控制方法。 把希望输出的波形作为指令信号，把实际波形作为 反馈信号，通过两者的瞬时值比较来决定逆变电路 各开关器件的通断，使实际的输出跟踪指令信号 变化。 常用的有滞环比较方式和三角波比较方式。,6-60,6.3.1 滞环比较方式,4) 采用滞环比较方式实现电压跟踪控制 把指令电

24、压u*和输出电压u进行比较，滤除偏差信号中的谐波，滤波器的输出送入滞环比较器，由比较器输出控制开关器件的通断，从而实现电压跟踪控制。,图6-26 电压跟踪控制电路举例,6-61,6.3.2 三角形比较方式,A,A,A,(1) 基本原理 不是把指令信号和三角波直接进行比较，而是通过闭环来进行控制。 把指令电流i*U、i*V和i*W和实际输出电流iU、iV、iW进行比较，求出偏差，通过放大器A放大后，再去和三角波进行比较，产生PWM波形。 放大器A通常具有比例积分特性或比例特性，其系数直接影响电流跟踪特性。,(2) 特点 开关频率固定，等于载波频率，高频滤波器设计方便。 为改善输出电压波形，三角波

25、载波常用三相三角波载波。 和滞环比较控制方式相比，这种控制方式输出电流所含的谐波少。,图6-27 三角波比较方式电流跟踪型逆变电路,6-62,6.4 电压空间矢量脉宽调制方法,简称：空间矢量调制（SVPWM, Space Vector Pulse Width Modulation） 应用范围：三相全桥逆变器，采用全控型开关器件，例如IGBT, MOSFET,GTO, IGCT等。 应用非常广泛的一种PWM控制方法，尤其在三相交流电动机变频调速控制系统中最为常用，其它应用有三相PWM整流器，有源电力滤波器等。,6-63,6.4 电压空间矢量脉宽调制方法,引言 6.4.1 180o导通模式下的逆变

26、器电压空间矢量 6.4.2 三相对称交流量空间矢量定义 6.4.3 电机磁链空间矢量与电压矢量的关系 6.4.4 六拍阶梯波逆变器与正六边形空间旋转磁场 6.4.5 电压空间矢量的线性组合与SVPWM控制 小结 本节习题,6-64,6.4 电压空间矢量脉宽调制方法 引言,图1.0 三相逆变器异步电机变频调速系统主电路,二极管整流器,三相PWM逆变器,怎么样才能得到 所需的IGBT驱动控制信号？,PWM驱动控制 信号（共6路）,常见的PWM方法有：SPWM，SAPWM， SVPWM，滞环比较方式等。,6-65,6.4 电压空间矢量脉宽调制方法 引言,三相PWM型逆变器-交流电动机系统框图（开环）

27、（参考图6-7）,6路驱动脉冲,三相交流 输出电压,三相控制电压输入信号,主电路的功率放大作用,为系统给定信号（开环），或者为上一级控制器综合出的控制电压信号（闭环）。,6-66,实验运行相关波形：（空载运行）等效参考电压调制波和电机线电流（fo = 25Hz）,6-67,实验运行相关波形：（空载运行）等效参考电压调制波和电机线电流（25Hz）（放大）,电机线电流,等效参考电压调制波,6-68,电机相电压和等效参考电压调制波（10Hz）,电机相电压,6-69,电机相电压和等效参考电压调制波（10Hz）（放大）,6-70,6.4 电压空间矢量脉宽调制方法 引言,传统（经典）的SPWM控制主要着眼

28、于使变压变频器的输出电压尽量接近正弦波，并未顾及输出电流的波形。而电流滞环跟踪控制则直接控制输出电流，使之在正弦波附 近变化，这就比只要求正弦电压前进了一步。然而交流电动机需要输入三相正弦电流的最终目的是在电动机空间形成圆形旋转磁场，从而产生恒定的电磁转矩。 如果对准这一目标，把逆变器和交流电动机视为一体，按照跟踪圆形旋转磁场来控制逆变器的工作，其效果应该更好。这种控制方法称作“磁链跟踪控制”，接下来的讨论将表明，磁链的轨迹是交替使用不同的电压空间矢量得到的，所以又称“电压空间矢量PWM（SVPWM，Space Vector PWM）控制”。这是一种在80年代提出，现在得到广泛应用的三相逆变器

29、PWM控制方法。,6-71,6.4.1 180o导通模式下的逆变器 电压空间矢量,三相逆变器主电路桥臂简化,和每相输出电流的方向无关,6-72,主电路原理图简化表示,三相逆变器-异步电动机 变频调速系统主电路原理图（一）,功率开关器件共有 23 = 8 种，组合工作状态,6-73,主电路原理图简化表示,三相逆变器-异步电动机 变频调速系统主电路原理图（二）,功率开关器件共有 23 = 8 种，组合工作状态,6-74,逆变器的 8 种工作状态,6-75,开关工作状态,如果，上述图中的逆变器采用180导通型，功率开关器件共有 23 = 8 种组合工作状态（见附表） ，其中 6 种有效开关状态； 2

30、 种无效状态（因为逆变器这时并没有输出电压）： 上桥臂开关 V1、V3、V5 全部导通 下桥臂开关 V2、V4、V6 全部导通,6-76,三相电压型全桥逆变器桥臂输出电压波形,三相电压型全桥逆变器负载相电压波形（六拍阶梯波）,负载中性点电压波形,三相桥臂 输出状态,6-77,开关状态表,开关代码：表示三相桥臂输出状态； 1上管导通，下管关断，桥臂输出高电平 0下管导通，上管关断，桥臂输出低电平,6-78,开关控制模式,对于六拍阶梯波工作模式下的逆变器，在其输出的每个周期中6 种有效的工作状态各出现一次。逆变器每隔 /3 电角度就切换一次工作状态（即换相），而在这 /3 电角度内则保持不变（方波

31、控制模式）。 工作于这种模式下的逆变器，我们通常把它简称为六拍逆变器。,6-79,逆变器输出电压空间矢量的定义,六拍阶梯波逆变器输出的各电压波形如前所示。,如果定义电压空间矢量 为：,则根据前述六拍阶梯波工作模式下的6种工作状态，可以分别推导得出6个电压空间矢量： Us1, Us2, Us3, Us4, Us5和Us6； Us7和Us8幅值为零，称为零电压矢量，简称零矢量,为何有此定义？,6-80,作用于交流电机上的逆变器输出电压空间矢量计算（这里仅给出Us1和Us2，其余的自己推导）：,6-81,作用于交流电机上的逆变器输出电压空间矢量计算（这里仅给出Us1和Us2，其余的自己推导）：,6-

32、82,逆变器的6个输出电压空间矢量,6-83,由6个电压空间矢量形成的电压空间矢量图,Us0，零电压矢量，含两种状态， 包括Us7（000）和 Us8 （111），不输出电压。,6-84,电压空间矢量图（简化表示）,000，111，两个零电压矢量，不输出电压。,6-85,6.4 .2 三相对称交流量空间矢量定义,交流电动机绕组的电压、电流、磁链等物理量都是随时间变化的，分析时常用时间相量来表示，但如果考虑到它们所在绕组的空间位置，也可以如图所示，定义为空间矢量uA0， uB0 ， uC0 。,图 三相对称交流量的电压空间矢量定义,6-86,电压空间矢量的相互关系,定子电压空间矢量：uA0 、

33、uB0 、 uC0 的方向始终处于各相绕组的轴线上，而大小则随时间按正弦规律脉动，时间相位互相错开的角度也是120。 合成空间矢量：由三相定子电压空间矢量相加合成的空间矢量 us 是一个旋转的空间矢量，它的幅值不变，是每相电压值的3/2倍。 三相电压经过空间矢量合成后等效为一个空间矢量的概念，实质上就是一种由三相信号到两相信号的变换。经过这样的等效变换带来的最大便利之处就在于三相系统转化为两相系统来处理，即可以采用复平面矢量（向量）分析。,6-87,令三相电压为：,计算：,6-88,前述电压空间矢量定义中采用了2/3系数，实际上就是考虑到使得变换后的矢量长度变为1，即所谓的“等幅值变换”。,6

34、-89,电压空间矢量的相互关系,当电源频率不变时，合成空间矢量 us 以电源角频率1 为电气角速度作恒速旋转。当某一相电压为最大值时，合成电压矢量 us 就落在该相的轴线上。用公式表示，则有,与定子电压空间矢量相仿，可以定义定子电流和磁链的空间矢量 Is 和s 。,6-90,电压空间矢量的合成思想,Vref为期望的输出电压空间矢量,6-91,6.4 .3 电机磁链空间矢量 与电压矢量的关系,三相的电压平衡方程式相加，即得用合成空间矢量表示的定子电压方程式为,式中,us 定子三相电压合成空间矢量； Is 定子三相电流合成空间矢量； s 定子三相磁链合成空间矢量。,6-92,近似关系,当电动机转速

35、不是很低时，定子电阻压降所占的成分（比例）很小，可忽略不计，则定子合成电压与合成磁链空间矢量的近似关系为,或,6-93,磁链轨迹,当电动机由三相平衡正弦电压供电时，电动机定子磁链幅值恒定，其空间矢量以恒速旋转，磁链矢量顶端的运动轨迹呈圆形（一般简称为磁链圆）。这样的定子磁链旋转矢量可用下式表示。,其中 m是磁链s的幅值，1为其旋转角速度。,6-94,由前述两式可以得到,上式表明，当磁链幅值一定时，电压矢量的大小与供电电压角频率成正比，其方向则与磁链矢量正交，即磁链圆的切线方向。,6-95,磁链轨迹与电压空间矢量运动轨迹的关系,如图所示，当磁链矢量在空间旋转一周时，电压矢量也连续地按磁链圆的切线

36、方向运动2弧度，其轨迹与磁链圆重合。 这样，电动机旋转磁场的轨迹问题就可转化为电压空间矢量的运动轨迹问题。,图 旋转磁场与电压空间矢量的运动轨迹,6-96,6.4 .4 六拍阶梯波逆变器与正六边形空间 旋转磁场,电压空间矢量运动轨迹 在常规的 PWM 变压变频调速系统中，异步电动机由六拍阶梯波逆变器供电，这时的电压空间矢量运动轨迹是怎样的呢？ 为了讨论方便起见，把三相逆变器-异步电动机调速系统主电路的原理图绘出，图中6个IGBT功率开关器件都用开关符号代替，可以代表任意一种功率开关器件。,6-97,主电路原理图简化表示,三相逆变器-异步电动机 变频调速系统主电路原理图,功率开关器件共有 23

37、= 8 种，组合工作状态,6-98,每个周期的六边形合成电压空间矢量,在180o导电模式下的六拍阶梯波作用下，随着逆变器工作状态的切换，电压空间矢量的幅值不变，而相位每次旋转 /3 ，直到一个周期结束。 这样，在一个周期中 6 个电压空间矢量共转过 2 弧度，形成一个封闭的正六边形，如图所示。,参考前述电压空间矢量图,6-99,定子磁链矢量端点的运动轨迹,电压空间矢量与磁链空间矢量的关系 一个由电压空间矢量运动所形成的正六边形轨迹也可以看作是异步电动机定子磁链矢量端点的运动轨迹。对于这个关系，进一步说明如下：,6-100,图 六拍阶梯波逆变器供电时电动机电压空间矢量与磁链矢量的关系,设在逆变器

38、工作开始时定子磁链空间矢量为1，在第一个 /3 期间，电动机上施加的电压空间矢量为空间矢量矢量图中的 u1 ，把它们再画在右图中。 按照磁链和电压关系式可以写成如下：,1,6-101,也就是说，在 /3 所对应的时间 t 内，施加 u1的结果是使定子磁链 1 产生一个增量，其幅值 |u1| 与成正比，方向与u1一致，最后得到新的磁链2 ，从而,6-102,依此类推，可以写成 的通式,总之，在一个周期内，6个磁链空间矢量呈放射状，矢量的尾部都在O点，其顶端的运动轨迹也就是6个电压空间矢量所围成的正六边形。,6-103,图 六拍阶梯波逆变器供电时电动机 电压空间矢量与磁链矢量的关系,1,2,3,4

39、,5,6,在一个输出周期中，电机定子磁链轨迹形成一个封闭的六边形。,6-104,磁链矢量增量与电压矢量、时间增量的关系,如果 u1 的作用时间t 小于 /3 ，则 i 的幅值也按比例地减小，如图 中的矢量 。可见， 在任何时刻，所产生的磁链增量的方向决定于所施加的电压，其幅值则正比于施加电压的时间。,图 磁链矢量增量与电压矢量、时间增量的关系,6-105,12拍阶梯波逆变器供电时电动机电压空间矢量与磁链矢量的关系,在一个输出周期中，期望的电机定子磁链轨迹形成一个封闭的12边形。,6-106,12拍阶梯波逆变器供电的电压空间矢量与磁链矢量的关系,在输出1/6周期中，电机定子磁链运动期望轨迹。,在

40、下一个1/6周期中，电机定子磁链运动期望轨迹。,6-107,12拍阶梯波逆变器供电的电压空间矢量与磁链矢量的关系,在输出一个周期中，期望的电机定子磁链运动形成的轨迹。,6-108,12拍阶梯波逆变器供电的矢量线性合成的磁链实际运动轨迹,6-109,24拍阶梯波逆变器供电时电动机电压空间矢量与磁链矢量的关系,在一个输出周期中，期望的电机定子磁链轨迹形成一个封闭的24边形。,6-110,6.4 .5 电压空间矢量的线性组合 与SVPWM控制,如前分析，我们可以得到的结论（特点）是： 如果定子电压是连续变化的正弦量，则合成后的电压空间矢量us 为连续的圆形轨迹，而六拍阶梯波电压合成后的电压空间矢量为

41、离散的6个点。 如果交流电动机仅由常规的六拍阶梯波逆变器供电，磁链轨迹便是六边形的旋转磁场，这显然不象在正弦波供电时所产生的圆形旋转磁场那样能使电动机获得匀速运行。 如果想获得更多边形或逼近圆形的旋转磁场，就必须在每一个期间内出现多个工作状态，以形成更多的相位不同的电压空间矢量。为此，必须对逆变器的工作控制模式进行改造。,6-111,圆形旋转磁场逼近方法,PWM控制显然可以适应上述要求，问题是，怎样控制PWM的开关时间才能逼近圆形旋转磁场。 科技工作者们已经提出过多种实现方法，例如线性组合法，三段逼近法，比较判断法等，这里介绍线性组合法。,6-112,基本思路,图 逼近圆形时的磁链增量轨迹,如

42、果要逼近圆形，可以增加切换次数，设想磁链增量由图中的11 ， 12 ， 13 ， 14 这4段组成。这时，每段施加的电压空间矢量的相位都不一样，可以用基本电压矢量线性组合的方法获得。,6-113,当电动机转速不是很低时，定子电阻压降所占的成分（比例）很小，可忽略不计，则定子合成电压与合成磁链空间矢量的近似关系为,或,6-114,我们希望所施加的电压矢量给带来的电动机磁链轨迹接近圆形，即磁链变化（增量）应该按照前述每60o电角度范围内细分为2段或4段，这里设细分段数为N，即N=2，或N=4，或者更多，如8段，10段，20段等。 细分段越多，电机电流的谐波越少，电流波形越接近于正弦，电动机磁链轨迹

43、越接近圆形， 电机运行越稳定。但同时也会造成IGBT开关器件的开关次数显著增多，开关损耗越大。因此实际应用中需要折衷考虑细分的段数。,6-115,伏秒积相等原则（也称伏秒平衡原则）,根据给定的三相电压信号确定所需要施加的电压空间矢量。 包括两个方面：一是确定所需要参与合成的两个电压矢量，这可以由参考给定电压空间矢量在电压空间矢量图中的位置确定；二是这两个电压矢量具体作用时间，这可以根据伏秒积相等原则求出。 伏秒积相等的原则，实际上也就是按照磁链增量相等的原则，在足够短的作用时间内（称为采样控制时间Ts），施加的两个电压空间矢量与时间的乘积（伏秒积）等于给定电压空间矢量与时间的乘积（伏秒积）。,

44、6-116,12拍阶梯波逆变器供电的电压空间矢量与磁链矢量的关系,在输出1/6周期中，电机定子磁链运动期望轨迹。,在下一个1/6周期中，电机定子磁链运动期望轨迹。,6-117,电压空间矢量的合成思想,Vref为期望的输出电压空间矢量,6-118,矢量合成过程中的作用时间（第一个60o区域）,考虑到,， 并令：,同时，电压矢量U1,U2,U0为已知，代入上式得到：,电压空间矢量的幅值,6-119,矢量合成过程中的作用时间,令实部和虚部分离，得到如下三个方程：,6-120,矢量合成过程中的作用时间,求解上述三个方程，得到：,一般将 k 定义为调制系数，也称调制深度。 k0, 1,6-121,矢量合

45、成过程中的作用时间,对作用时间作一形式上的变换：,第一个60o扇区中的参考矢量合成,6-122,矢量合成过程中的作用时间（第二个60o区域）,同理，当参考电压矢量位于第二个60o区域时，求解类似的三个方程可得到：,作一个简单的代换，并与第一个60o区域的作用时间表达式比较，可以发现规律。,作代换=+/3。,6-123,关于零矢量的使用,采样控制周期 Ts 应由旋转磁场所需的频率和器件开关速度以及系统损耗等因素决定， t1+ t2与Ts 未必相等，其间隙时间可用零矢量 u7 或 u8 来填补。为了减少功率器件的开关次数，并获得好的谐波性能，一般使 u7 和 u8 各占一半时间，因此u7 作用时间

46、t07和 u8作用时间t08如下式：,6-124,电压空间矢量的扇区划分,为了讨论方便起见，可把逆变器的一个工作周期用6个电压空间矢量划分成6个区域，称为扇区（Sector），如图所示的、，每个扇区对应的时间均为/3 。 由于逆变器在各扇区的工作状态都是对称的，分析一个扇区的方法可以推广到其他扇区。,6-125,电压空间矢量的6个扇区划分,6-126,在常规六拍逆变器中一个扇区仅包含两个开关工作状态。 实现SVPWM控制就是要把每一扇区再分成若干个对应于时间 Ts 的小区间。按照上述方法插入若干个线性组合的新电压空间矢量 Vref，以获得优于正六边形的多边形（逼近圆形）旋转磁场。,6-127,

47、开关状态切换原则,在实际系统中，应该尽量减少开关状态变化时引起的开关损耗，因此不同开关状态的顺序必须遵守下述原则： （1）每次切换开关状态时，只切换一个功率开关器件，以满足最小开关损耗。 （2）原则上不允许两相同时进行开关动作。,6-128,首发零矢量的SVPWM作用模式,我们这里介绍的SVPWM控制方法中，用于合成的3个输出电压矢量序列，首发电压矢量都是零矢量，这样可以有效地避免扇区切换过程中发生矢量突变。 以参考矢量位于扇区为例，采用 3个电压矢量U1,U2,U0，其中U0包括U7（000）和U8（111）两种。一般采用首发零矢量U7（000）的方案。 当参考矢量位于扇区中，输出矢量的次序

48、为：000100110111111110100 000 。 当然采用首发零矢量U8（111）也可以，只需把上述输出矢量的次序颠倒一下即可： 111110100000000100110 111 。 如果出于降低开关器件损耗考虑，还可以采用首发其它矢量的PWM模式。关于SVPWM作用模式，有多种方案选择，限于学时，这里不进一步介绍。,6-129,首发零矢量的SVPWM作用模式,首发零矢量U7（000）的电压矢量输出顺序表,6-130,一个Ts 区间内的电压波形 （第一个60o扇区）,第扇区内的开关序列与逆变器三相电压波形（首发000矢量）,也称为电压空间矢量脉宽调制（SVPWM）工作模式图,虚线间

49、的每一小段表示一种工作状态,0 0 0 1 0 0 1 1 0 1 1 1 1 1 1 1 1 0 1 0 0 0 0 0,U相桥臂状态变化,6-131,一个Ts 区间内的电压波形 （第一个60o扇区）,第扇区内的开关序列与逆变器三相电压波形（首发111矢量）,1 1 1 1 1 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0 1 0 0 1 1 1,U相桥臂状态变化,注意矢量次序和相应作用时间的变化,6-132,TS 区间内的电压波形 （所有6个60o扇区）,6-133,SVPWM模式作用下的定子磁链轨迹,N=4时，60o电角度（1/6周期）内实际的定子磁链矢量轨迹,期望的(等效的) 定

50、子磁链轨迹,实际的 定子磁链轨迹,6-134,SVPWM模式作用下的定子磁链轨迹,N=4时，360o电角度（1个周期）内定子旋转磁链矢量轨迹,定子磁链 矢量轨迹旋转方向,定子磁链轨迹跟踪？电压矢量合成？,6-135,如上所述，如果一个扇区分成4个Ts小区间，则一个周期中将出现24个脉冲波，而功率器件的开关次数也必将增多，应选用高开关频率的功率器件。当然，一个扇区内所分的小区间越多，就越能逼近圆形旋转磁链轨迹。 在每个60o扇区内都有各自相应的逆变器开关序列和三相电压波形（即PWM工作模式）。 首发矢量采用000或者111都可以，改变的只是矢量合成过程中的电压矢量输出次序，各电压矢量的作用时间不

51、变。 实际上，这种逆变器的开关序列和电压波形就对应着IGBT开关器件的栅极驱动信号时序。通过控制IGBT栅极驱动电压，就可以得到期望的输出电压波形。,6-136,三相PWM型逆变器-交流电动机系统框图（开环） （参考图6-7）,6路驱动脉冲,三相交流 输出电压,控制电压输入信号,如何通过SVPWM方法实现对三相逆变器的控制？,怎么样才能得到 所需的IGBT驱动控制信号？,请大家思考，本节最初提出的问题是否已经得到解决？,6-137,SVPWM 实验结果，空载，采样控制周期250 s；U相等效参考电压调制波和U相电机线电流（10Hz）,电机电流,等效参考电压调制波,6-138,等效参考电压调制波

52、和电机线电流（10Hz）（放大）,6-139,等效参考电压调制波和电机线电流（25Hz）,6-140,等效参考电压调制波和电机线电流（25Hz）（放大）,6-141,等效参考电压调制波和电机线电流（50Hz）,电机电流,等效参考电压调制波,6-142,等效参考电压调制波和电机线电流（50Hz）（放大）,6-143,SVPWM 实验结果（80%负载）（ In = 5A ）：U相等效参考电压调制波和U相电机线电流（10Hz）,电机电流,等效参考调制波,6-144,SVPWM 实验结果（80%负载）（放大）：U相等效参考电压调制波和U相电机线电流（10Hz）,6-145,电机相电压和等效参考调制波（10Hz）,电机相电压,6-146,电机相电压和等效参考调制波（10Hz）（放大）,6-147,电机相电压和电机线电流波形（10Hz）（再放大）,6-148,电机线电流和AD采样波形（50Hz）,6-149,电机线电流和AD采样后的波形（50Hz）（放大）,6-150,电机线电流和AD采样后的波形（50Hz）（放大）,6-151,电机线电流和AD采样波形（50Hz）（放大）,电机线电流,6-152,小 结,归纳起来，SVP