运放重要参数介绍PPT

1、运放简介,储浙荣 2017.5,2,内容,运放参数分析 对数放大器电路设计分析,3,理想运放 Ideal operationalamplifier 定义：输入阻抗无穷大、输出阻抗为零、开环增益无穷大、输入偏置电流为零、输入失调电流及其温漂为零、增益带宽积无穷等,4,1.输入失调电压 Vos（Input offset voltage） 定义：开环状态下，为使运放输出电压为零，在运放两个输入端需加一个小电压，施加在两个输入端电压之差即为输入失调电压 来源：由于制造工艺原因运放的两个输入极的管子不匹配 影响：造成运放输入误差 输入失调电压不是固定的，后面会讲到它的影响因素,5,2.电源抑制比 PSR

2、R（Power-supply rejection ratio） 定义：当运放供电电压变化时，会引起运放的输入失调电压变化，两者之比即为运放电源抑制比。单位uV/V，也有用dB表示的，即将结果取对数运算（ PSRR=20*log10(Vsupply / Vos) ） 来源：也是由于制造工艺原因运放的两个输入极的管子不匹配 影响：PSRR体现着运放对电源噪声的抑制能力，这个抑制能力管控着电源噪声对输入失调电压的影响,6,说明： 1、uV/V与dB定义时分子分母是调过来的，即uV/V为单位时数值越小PSRR越好，dB定义时数值越大PSRR越好； 2、数据表中给出的其实是DC-PSRR，AC-PSRR

3、要看数据手册后面的图表。,7,3.输入偏置电流和失调电流 IB(Input bias current) / IOS (offset current) 定义：运放两个输入极漏电流的平均值与两个输入极漏电流之差 来源：由于制造工艺原因运放的两个输入极的三极管或场效应管的ESD保护二极管无法做到完全匹配 影响：输入偏置电流流经外面电阻网络会转化成失调电压，造成输入误差。这两个参数在微小电流检测电路应用中需要特别关注，如光电二极管的流压转换电路。,8,4.噪声 Noise 定义：噪声的重要特性之一就是其频谱密度。电压噪声频谱密度是指每平方根赫兹的有效(RMS) 噪声电压（单位为nV/rt-Hz）。 来

4、源：输入电压噪声（EN）、输入电流噪声（IN）、设置放大倍数的电阻R1 和 Rf 的热噪声Noise =(4kTKRf) 噪声分析：运放的输入电压噪声和输入电流噪声在在极低频(0.1Hz-10Hz)时主要是 1/f 噪声，该区的频谱密度图并不平坦。以后主要是白噪声，该区的频谱密度图较平坦（所有频率的能量基本相同）。一般数据手册会给出两张图说明。,9,关于噪声的文章 运算放大器噪声介绍(一) 运算放大器噪声介绍(二) 噪声计算小工具 ,10,5.共模抑制比 CMRR（Common-mode rejection ratio） 定义：差模增益与共模增益的比值，通常用dB表示，即将结果取对数运算了。（

5、 CMRR=20*log10(Adm / Acm) ） 来源：由于生产工艺原因现实中的运放的共模增益不为零。具体体现在源极或漏极电阻的不匹配、栅极-漏极之间的结电容、正向跨导的不匹配、栅极漏电流、拖尾电流源的输出阻抗等 影响：由于 CMRR 是有限值， 当运放输入端有共模电压Vcm 时， 它会引入一个输入失调电压。,11,当共模电压为 5V 时，这个失调电压为1.58uV。对于上图中的 G=2 的电路，则输出端误差为 3.16uV。这对于基准源为 2.5V，双极性输入的 24 位 ADC 来说，相当于引起了11 个 LSB 的直流误差了，直接影响到最后四位的精度了！因此对于高精度的应用要特别注

6、意共模抑制比这个参数。,下面以OPA388为例计算共模抑制比带来的误差。,12,运放的CMRR还受外界条件的影响。从参数表中可直观的看到是共模电压范围和温度，实际上还有输入的频率影响也挺大。因此在实际应用时须注意共模电压范围、温度和频率。,13,6.开环增益 AOL（Open-loop voltage gain） 定义：开环状态下（不具有负反馈）运放的放大倍数 影响：低开环增益的运放会造成设计好放大倍数的电路带来误差,14,下面以OPA388为例设计成同相放大器来计算开环增益带来的误差。 考虑开环增益，则电压增益公式为：,将OPA388的Avol 典型值148dB和最小值120dB分别代入计算

7、得： 100.997964；100.9898 误差分别为：,误差提高了一位！,15,运放的AOL受外界条件的影响。从参数表中可直观的看到是输出电压范围、温度和负载大小，实际上还和输入信号频率有关（其实就是运放的另一个重要参数增益带宽积）。因此在实际应用时须注意输出电压范围、温度、负载和频率。,16,7.增益带宽积 GBW（Gain bandwidth product） 定义：放大器带宽和带宽增益的乘积 来源：对于单极点响应，开环增益以6dB/倍频程下降，即频率增加一倍，增益会下降两倍，反之，频率减半，则开环增益增加一倍，于是就产生了所谓的增益带宽积。 影响：超过增益带宽积值的信号输入会导致运放

8、输出增益下降，从而导致运算不正确,17,注意：增益带宽积的值是有隐含条件的，就是必须在小信号（mV级）下的带宽，但我们实际应用会将信号放大，输出往往达到几伏左右。所以会出现一个问题，理论计算明明带宽够的，实际电路中测试却不够！原因在于大信号带宽还要关注另一个参数压摆率。,18,8.压摆率 SR（Slew rate） 定义：运放输出电压的最大转换速率，数学表达式：(dV/dt)max单位V/us 来源：运放内部第二级密勒电容的充电过程的快慢决定了压摆率的大小 影响：直观的影响就是使输出信号的上升或下降的时间延长，从而引起失真,19,以OPA333为例讨论压摆率对增益带宽积的影响。数据手册提供的增

9、益带宽积为350KHz，增益为10时理论上带宽可以达到35KHz，但根据实际测试波形，在频率24KHz时输出信号已经失真！,20,在压摆率基础上引申一个新概念全功率带宽（FPBW），为数学推导值，并非运放自带的实际参数，数据手册上也没有，却对压摆率选择有重要参考价值。 对于一个正弦波信号，可用如下数学表达式表示： 输出电压对时间求导，得： 则最大值为： (dV/dt)max即表示压摆率，可以看出最大值跟信号的频率与幅值有关。,21,若Vp是运放输出的满幅度值，则f为全功率带宽，上述公式表示为 如果想在100KHz以内得到正弦波的 10V振幅，按照公式需要压摆率为6.3V/us 以上的运放。 满

10、功率带宽由压摆率和输出信号的幅值决定的。也就是压摆率一定的情况下，输出信号的幅值越大，全功率带宽越小。这也就可以解释为什么理论计算带宽够的情况下实际运放输出还会失真。,22,9.总谐波失真+噪声 THD+N（Total harmonic distortion+noise） 定义：输出信号比输入信号多出的所有谐波成份加噪声的均方根值与输入信号基波的均方根值之比。数学表达式如下： 其中(Vi) 为失真谐波的电平，(Vn) 为噪声电压，(Vf)输入信号的电平 来源：由系统内部非线性效应造成,23,实际测试时，一般只测试前5次谐波（26次），因为前5次包含了大部分能量，6次以上的谐波占总谐波的比率已经

11、非常小了。 一般来说，总谐波失真在1KHz附近最小，所以大部分运放总谐波失真是用1KHz信号做测试。实际上THD+N与输入信号的频率、运放设计增益、负载等有关。 实际使用中关于THD+N两点提示： 1、数据手册中THD+N是在增益为1，频率1KHz时测定的，数据比较好，但我们实际使用增益变大、频率变大时THD+N恶化是必然的。 2、目前许多运放号称轨至轨输入输出，当信号接近电源轨时会受非线性效应影响， THD+N也会恶化，因此尽量避免使输出信号太接近电源轨。,24,10.建立时间 Setting time 定义：当运放输入阶跃信号时，运放的输出响应进入并保持在规定误差带所需的时间。这个误差常见的值为0.1%，0.01% 来源：运放运阶跃信号的响应是一个含有过冲和振铃的二阶响应 影响：如果驱动 ADC 的运放还没有达到最终的稳定值就被ADC 采样了。这会