异步电动机直接转矩控制变频 调速系统

1、 目 录第一章 绪论11.1 异步电动机调速系统的发展状况11.2 直接转矩控制系统的现状与展望11.3 问题的提出与解决问题的途径3第二章 直接转矩控制的基本原理42.1 异步电动机的数学模型42.2 逆变器的数学模型与电压空间矢量62.3 本章小结7第三章 直接转矩控制变频调速系统主电路设计83.1主电路设计83.2整流电路设计83.3中间滤波电路设计93.4 IGBT模块的设计93.5 本章小结9第四章 脉冲产生电路的设计104.1、集成脉宽调制器SG3525引脚功能及特点简介104.2 SG3525的工作原理114.3 脉冲产生电路原理图124.4 本章小结13第五章 隔离与驱动电路的

2、设计135.1 引脚排列及功能135.2 参数选择与应用15第六章 电压、电流和转速检测电路的设计166.1电压检测电路166.2电流检测电路176.3转速检测电路176.4 本章小结18第七章 单片机数字控制电路的设计197.1单片机最小系统电路的设计197.2单片机数字控制系统的时钟电路197.3单片机数字控制系统的复位电路207.4单片机最小控制系统原理图及仿真21第八章 simulink仿真228.1仿真模型的建立228.2各模块仿真模型23第九章 软件设计269.1 电压和电流的采样269.2 转速PI调节器289.3 滞环调节器299.4电机转速采样程序319.5转矩和定子磁链的计

3、算339.6PWM脉冲信号产生程序349.7本章小结35总 结36参 考 文 献37 第一章 绪论1.1 异步电动机调速系统的发展状况在异步电动机调速系统中变频调速技术是目前应用最广泛的调速技术，也是最有希望取代直流调速的调速方式。就变频调速而言，其形式也有很多。传统的变频调速方式是采用v/f控制。这种方式控制结构简单，但由于它是基于电动机的稳态方程实现的，系统的动态响应指标较差，还无法完全取代直流调速系统。1971年，德国学者EBlaschke提出了交流电动机的磁场定向矢量控制理论，标志着交流调速理论有了重大突破。所谓矢量控制，就是交流电动机模拟成直流电动机来控制，通过坐标变换来实现电动机定

4、子电流的励磁分量和转矩分量的解藕，然后分别独立调节，从而获得高性能的转矩特性和转速响应特性。矢量控制主要有两种方式:磁场定向矢量控制和转差频率矢量控制。无论采用哪种方式，转子磁链的准确检测是实现矢量控制的关键，直接关系到矢量控制系统性能的好坏。一般地，转子磁链检测可以采用直接法或间接法来实现。1985年，德国鲁尔大学的DePenbrock教授提出了一种新型交流调速理论一一直接转矩控制。这种方法结构简单，在很大程度上克服了矢量控制中由于坐标变换引起的计算量大、控制结构复杂、系统性能受电动机参数影响较大等缺点，系统的动静态性能指标都十分优越，是一种很有发展前途的交流调速方案。因此，直接转矩控制理论

5、一问世便受到广泛关注。目前国内外围绕直接转矩控制的研究十分活跃。1.2 直接转矩控制系统的现状与展望十几年来，在国内外直接转矩控制不断得到发展和完善，许多文章从不同的角度提出了新的见解和方法，特别是随着各种智能控制理论的引入，又涌现出了许多基于模糊控制和人工神经网络的DTC系统，控制性能得到了进一步的改善和提高。对于研究直接转矩控制系统的人们来说了解直接转矩控制系统的发展现状有助于他们更好的改进直接转矩控制系统的性能，以便于用自己的研究更好服务社会。直接转矩控制系统的性能是借助于控制环节来实现的，改善和优化各个环节的结构，必然有利于控制系统性能的提高。下面简要介绍一些对直接转矩控制中各控制环节

6、的改进研究情况。(l)磁链调节器和转矩调节器的细化改进传统直接转矩控制一般对转矩和磁链采用单滞环控制，根据各滞环的输出结果来确定当前的电压矢量。因为不同的电压矢量在不同的瞬间对转矩和定子磁链的调节作用互不相同，所以，只有根据当前转矩和磁链的实时偏差合理地选择电压矢量，才有可能使转矩和定子磁链的调节过程达到比较理想的状态。有人提出了通过改进转矩调节器和磁链调节器的结构，细化了转矩和定子磁链的偏差区分，提高了系统的性能。磁链调节器和转矩调节器在结构上相同。 (2)电压矢量选择方式的改进直接转矩控制通过定子磁链定向对转矩进行直接控制从而选择电压矢量，虽然在各控制周期的开始时刻控制效果最佳，但是整个控

7、制周期内的效果却未必最好。为了改善这种情况，减小转矩的脉动，一些研究者提出了一种新的电压矢量选择方法预期电压法:首先根据转矩偏差、磁链偏差和转速计算出一个能达到最佳控制的预期电压，然后用电压型逆变器的6个工作电压中与之相邻的两个电压矢量来合成它，计算出各自的工作时间,然后用零电压补足采样周期。 (3)低速性能的改善传统的直接转矩控制系统中，低速时定子磁链的观测受定子电阻影响较大，因此如何准确地检测定子电阻的实时变化，一直是改善系统低速性能的首要问题。近来人们设计了多种定子电阻观测器来解决这个问题。在一些文献里提到了一种基于模糊控制的定子电阻在线观测器。该观测器把对定子电阻值影响比较大的三个因素

8、定子电流、转速和运动时间作为输入量，以定子阻值的变化作为输出，设计了模糊观测器。定子电阻初值与变化值相加就是控制中的定子电阻。这种观测方法能比较准确地观测电阻的变化，低速性能有了比较好的改善。最近又有人提出了用神经网络来实现定子电阻观测器，实验结果也证明是可行的，但具体的网络结构还有待研究完善。上述方法均是针对矢量控制系统设计的，采用的状态变量是定子电流和转子磁链。目前，我国学者胡育文等也在其文章中提出了新型自适应速度观测器的理论，直接将闭环观测器观测的定子磁链应用于直接转矩控制系统中，同时能够辩识出电动机的转速及电动机参数。 总之，直接转矩控制的发展得益于现代科学技术的进步，科技的进步又进一

9、步促进了直接转矩控制技术的迅猛的发展，相信在不久的将来应用了高科技的直接转矩控制技术会给社会带来巨大的生产力。1.3 问题的提出与解决问题的途径在感应电动机直接转矩控制系统中电路模型采用的是空间矢量等效电路模型，并且利用矢量变换将三个电压标量三维变换为一个电压矢量二维，这样可得到七个电压状态。通过转矩调节器来控制电压空间矢量的工作状态和零状态的交替出现，就能控制定子磁链空间矢量的平均角速度的大小，从而控制转矩。正确选择电压空间矢量，可以形成六边形定子磁链。从转矩控制的角度来看，只关心转矩的大小，即电流和磁链的乘积，但从电动机合理运行的角度出发，仍希望磁链幅值不变。为了得到高动态性能的转矩特性，

10、还应使定子磁链的平均值尽可能为恒定值，这就需要对最初提出的直接转矩控制系统进行改进，最为理想的情况当然是采用三相正弦波给感应电动机供电，定子磁链轨迹为圆形，谐波、噪音及转矩脉动最小，这需要增加开关数量及其切换频率。这对直接转矩控制提出了更高的要求，也说明研究高性能的直接转矩控制系统是非常必要的。为了减小直接转矩控制系统中的转矩脉动，提高感应电动机的调速性能，采用了定子磁链轨迹近似为圆形的控制方法，也就是将定子磁链的幅值限定在一个比较小的范围内，而不是使定子磁链按照六边形轨迹运动，定子磁链的幅值一旦超出这个范围，相应改变定子电压向量，控制其回到限定的范围内。为实现这一控制，并且考虑到逆变器件所能

11、承受的开关频率，将定子磁链的轨迹分为六个区，对定子磁链实行分区控制，不同区域采用不同定子电压切换向量，使得定子磁链的轨迹近似为一圆形。对于转矩调节采用三值调节器，可以控制定子磁链正转、反转或静不动，从而控制转矩，以实现转矩快速调节。 第二章 直接转矩控制的基本原理自从70年代矢量控制技术发展以来，交流传动技术就从理论上解决了交流调速系统在静、动态性能上与直流传动相媲美的问题。矢量控制技术模仿直流电动机的控制方法，以转子磁场定向，用矢量变换的方法，实现了对交流电动机的转速和磁链控制的完全控制。它的提出具有跨时代的意义。然而在实际应用中，由于转子磁链难于准确观测、系统特性受电动机参数的影响较大以及

12、在模拟直流电动机过程中所用矢量旋转变化的复杂性，使得实际的控制效果难以达到理论分析的结果。直接转矩控制针对电动机的核心变量作直接控制。本章从异步电动机的数学模型入手，阐述了直接转矩控制系统的基本原理，对系统的各部分结构进行了介绍和分析。2.1 异步电动机的数学模型交流异步电机的数学模型相当复杂，它是一个高阶，非线性，强祸合的多变量系统，坐标变换的目的就是要简化数学模型。在讨论交流异步电机的数学模型前假设电机有如下特性:(l)电动机三相定、转子绕组完全对称。(2)电动机定、转子表面光滑，无齿槽效应。(3)电动机气隙磁动势在空间正弦分布。(4)铁心涡流、饱和及磁滞损耗忽略不计。在满足上述理想电动机

13、假设条件下，经推导可得异步电动机在静止坐标系下的数学模型。对于分析直接转矩控制系统，采用空间矢量的数学分析方法，以定子磁链定向，建立在静止正交定子坐标系上，图2-1是异步电动机的等效电路。图2-1 电动机空间矢量等效电路图图2-1中各变量的意义如下：电角速度（机械角速度与极对数的积）定子电压空间矢量、定子、转子电流空间矢量、定子、转子磁链空间矢量、单相定子电阻、电感折算到定子侧的单相转子电阻单相转子漏感与定子漏感之和由图2-1可以得出定子电压方程转子电压方程： （2-1） （2-2） 而定子磁链与转子磁链： （2-3） （2-4） 转矩方程：消去电压方程和磁链方程中的和，可以得到以定子磁链、为

14、状态变量的异步电动机的状态方程。 （2-5）其中电机漏感系数 （2-6） 电机的电磁转矩可以表示为定子磁链和转子磁链的形式: （2-7） 此外电磁转矩还可以表示成定子磁链和定子电流形式： （2-8） 运动方程： （2-9） 式2-7中，为定子磁链与转子磁链之间的夹角，即磁通角。在实际运行中，保持定子磁链的幅值为额定值，以便充分利用电机，而转子磁链幅值由负载决定。式(2-13)表明，当维持定子磁链和转子磁链的幅值都恒定不变时，只要改变它们两者之间的夹角就可以改变转矩，这实际上就是直接转矩控制之所以简单的根本所在。2.2 逆变器的数学模型与电压空间矢量逆变器如图2-2所示，每一组的上下两个开关器件

15、的状态相反，这样逆变器共有8种开关状态组合。逆变器上、下桥臂的开关器件在任一时刻不能同时导通，一个处于开通的状态另一个必须处于断开的状态，两者处于开关互逆状态。图2-2 电压型逆变器原理图由于同一相上下桥臂的两个开关器件一个导通，则另一个关断，所以三组开关器件有八种可能的开关组合。分别用、来表示三相上桥臂的开关状态，以a相为例，当a相上桥臂导通时，记作=1，当a相上桥臂关断时，记作=0。这样八种可能的开关状态如表2-1所示：表2-1 逆变器的开关状态状态01234567000011110110001100111001八种可能的开关状态可以分成两类：一类是六种所谓的工作状态，即如上表中的状态“1

16、”到“6”，它们的特点是三相负载并不都是接到相同的电位上去；另一类开关状态是零开关状态，即表中的状态“0”和状态“7”，它们的特点是三相负载都接到相同的电位上去。对于逆变器的八种开关状态，对外部负载来说，逆变器输出七种不同的电压状态。这七种不同的电压状态也分成两类：一类是六种工作电压状态，它对应于开关状态“1”至“6”，分别称为逆变器的电压状态“1”至“6”；另一类是零电压状态，它对应于零开关状态“0”和“7”，由于对外来说，输出的电压都为零，因此统称为逆变器的零电压状态。逆变器输出电压状态的空间矢量的数学表达式为： （2-12） 式2-12为逆变器的数学模型把逆变器的输出电压用电压空间矢量来

17、表示，则逆变器的各种电压状态和次序就有了空间的概念。在这里我们引入Park矢量变换，选三相定子坐标系中的a轴和Park矢量复平面正交的实轴重合，则其三相物理量、的Park矢量为： （2-13） 从而我们可以得到逆变器的7个电压状态，(000和111为零状态)六个为有效电压矢量，幅值均为，相邻矢量相差60度，把整个平面均匀的划分成六个扇区如图2-3所示。图2-3电压空间矢量在坐标系里的离散位置2.3 本章小结本章介绍了异步电动机直接转矩控制技术的原理，并阐述了通过调节空间电压矢量的方法来控制异步电动机的运行。 第三章 直接转矩控制变频调速系统主电路设计3.1主电路设计系统主电路主要由三相桥式全控

18、整流电路、滤波电路、缓冲电路、和逆变电路组成。主电路图如下： 图3.1.1 主电路原理图 系统输入为380V三相交流电，经过二极管整流后变成直流电。电容C1为滤波电容，不仅滤除直流电压的脉动部分，还可以给电动机提供无功功率，在整流和逆变电路之间起去耦作用，消除相互之间的干扰。主电路工作时，电阻R1起限流保护作用，R2和R3构成分压电路用来检测直流母线电压。R4为压敏电阻，当电机运行在再生发电状态时回馈给直流侧的电能使直流母线电压升高，当母线电压升高到一定值时，压敏电阻R4阻值迅速减小，可以提供能量释放回路。正常工作情况下，R4阻值无穷大。缓冲电路由R5、D1、C2组成，其作用是吸收开关管在开通

19、和关断瞬间所产生的尖峰电压。3.2整流电路设计 异步电动机系统参数为：额定容量PN =3KW，额定电压UN =380V，额定电流IN =6.9A，额定转速为nN =1400 r/min，额定频率fN =50Hz，定子绕组Y联接。由实验测得定子电阻Rs =1.85，转子电阻Rr =2.658，定子自感Ls =0.294H，转子自感L r =0.2898H，定、转子互感L m =0.2838H，转子参数已折算到定子侧，系统转动惯量J =0.1284kg.m2。 由已知的参数我们可以计算出： 二极管的峰值电流为Im=IN=29.3A 有效值ID=20.7A二极管电流定额为IDm=(1.5-2)ID/

20、1.57=(19.8-26.4)A,考虑到滤波电容充电电流的影响，选Ie=28A二极管电压UD=(2-3)Um=(2-3)*380=(1075-1612)V 故选1100V 选的二极管型号为RL1573.3中间滤波电路设计整流电路输出的直流电压含有脉动成分，逆变部分产生的脉动电流及负载变化也使直流电压脉动，因此要加大电容滤波环节。在没加滤波环节时，单相整流输出平均直流电压为UDC=0.9*380=342V加上滤波电容后，UDC的最大电压可近似认为达到交流线电压峰值UDCP=UN=537V滤波电容理论上越大越好，但考虑到体积和价格，选用580F/550V电容。3.4 IGBT模块的设计 IGBT

21、正反向峰值电压Um=UN=*380V=537V,考虑到2-2.5倍的安全系数，取其耐压值为1300V。 通态峰值电流Im=2IN=2*6.9A=19.5A,考虑到1.5-2倍的安全系数，取电流额定为40A。综合以上要求，选取的IGBT型号为GT40Q3213.5 本章小结 本章介绍了直接转矩控制变频调速系统的主电路设计。主电路主要包括整流电路、滤波电路、逆变电路三个大部分。同时，本章介绍了主电路中器件参数的计算和器件的选型。 第四章 脉冲产生电路的设计通过集成芯片SG3525来发出pwm脉冲从而触发电路，以下是对SG3525的介绍： 4.1、集成脉宽调制器SG3525引脚功能及特点简介 图4.

22、1.1 SG3525 pwm波形(1) nv.input(引脚1)：误差放大器反向输入端。在闭环系统中，该引脚接反馈信号。在开环系统中，该端与补偿信号输入端（引脚9）相连，可构成跟随器。 (2) Noninv.input(引脚2)：误差放大器同向输入端。在闭环系统和开环系统中，该端接给定信号。根据需要，在该端与补偿信号输入端（引脚9）之间接入不同类型的反馈网络，可以构成比例、比例积分和积分等类型的调节器。 (3) Sync(引脚3)：振荡器外接同步信号输入端。该端接外部同步脉冲信号可实现与外电路同步。 (4) OSC.Output(引脚4)：振荡器输出端。 (5) CT(引脚5)：振荡器定时电

23、容接入端。 (6) RT（引脚6）：振荡器定时电阻接入端。 (7) Discharge(引脚7)：振荡器放电端。该端与引脚5之间外接一只放电电阻，构成放电回路。 (8) Soft-Start(引脚8)：软启动电容接入端。该端通常接一只5 的软启动电容。(9) Compensation(引脚9)：PWM比较器补偿信号输入端。在该端与引脚2之间接入不同类型的反馈网络，可以构成比例、比例积分和积分等类型调节器。 (10) Shutdown(引脚10)：外部关断信号输入端。该端接高电平时控制器输出被禁止。该端可与保护电路相连，以实现故障保护。 (11) Output A（引脚11）：输出端A。引脚11

24、和引脚14是两路互补输出端。 (12) Ground(引脚12)：信号地。 (13) Vc(引脚13)：输出级偏置电压接入端。 (14) Output B（引脚14）：输出端B。引脚14和引脚11是两路互补输出端。 (15) Vcc（引脚15）：偏置电源接入端。 (16) Vref(引脚16)：基准电源输出端。该端可输出一温度稳定性极好的基准电压。 4.2 SG3525的工作原理 SG3525内置了5.1V精密基准电源，微调至 1.0%，在误差放大器共模输入电压范围内，无须外接分压电组。SG3525还增加了同步功能，可以工作在主从模式，也可以与外部系统时钟信号同步，为设计提供了极大的灵活性。在

25、CT引脚和Discharge引脚之间加入一个电阻就可以实现对死区时间的调节功能。由于SG3525内部集成了软启动电路，因此只需要一个外接定时电容。 SG3525的软启动接入端（引脚8）上通常接一个5 的软启动电容。上电过程中，由于电容两端的电压不能突变，因此与软启动电容接入端相连的PWM比较器反向输入端处于低电平，PWM比较器输出高电平。此时，PWM琐存器的输出也为高电平，该高电平通过两个或非门加到输出晶体管上，使之无法导通。只有软启动电容充电至其上的电压使引脚8处于高电平时，SG3525才开始工作。由于实际中，基准电压通常是接在误差放大器的同相输入端上，而输出电压的采样电压则加在误差放大器的

26、反相输入端上。当输出电压因输入电压的升高或负载的变化而升高时，误差放大器的输出将减小，这将导致PWM比较器输出为正的时间变长，PWM琐存器输出高电平的时间也变长，因此输出晶体管的导通时间将最终变短，从而使输出电压回落到额定值，实现了稳态。反之亦然。 外接关断信号对输出级和软启动电路都起作用。当Shutdown（引脚10）上的信号为高电平时，PWM琐存器将立即动作，禁止SG3525的输出，同时，软启动电容将开始放电。如果该高电平持续，软启动电容将充分放电，直到关断信号结束，才重新进入软启动过程。注意，Shutdown引脚不能悬空，应通过接地电阻可靠接地，以防止外部干扰信号耦合而影响SG3525的

27、正常工作。 欠电压锁定功能同样作用于输出级和软启动电路。如果输入电压过低，在SG3525的输出被关断同时，软启动电容将开始放电。 此外，SG3525还具有以下功能，即无论因为什么原因造成PWM脉冲中止，输出都将被中止，直到下一个时钟信号到来，PWM琐存器才被复位。 4.3 脉冲产生电路原理图 图4.2.1 4.4 本章小结 本章详细介绍了PWM波形产生芯片SG3525，阐述了芯片SG3525工作原理并设计了PWM波形产生电路。第五章 隔离与驱动电路的设计 SG3525输出的PWM控制信号功率很小，无法直接驱动IGBT，要经过脉冲功率放大后才能驱动IGBT。脉冲功率放大电路选用模块 HL201A

28、，HL201A适用于75A 以内IGBT的直接驱动。它采用厚膜工艺制造，内置微分变压器，可实现输入、输出信号的隔离，具有可靠性高、受环境因素影响小、性能优良及价格便宜等优点。 5.1 引脚排列及功能 HL201A 采用单列直插法案标准16引脚厚膜集成电路封装，如图4.1所示，各引脚的名称、功能及用法如表5.1：引脚号 符 号 名 称 或 功 能 使 用 说 明1VDD1 输入级电源端 接用户工作电源，+9+15 2GND1 输入级地端接用户工作电源地3 VIN 控制脉冲输入端 接用户控制脉冲形成电路输出 11VEE 输出功放级负电源端 接-6V（-6V 应与输入级+15V 电位隔离） 12 B

29、2驱动IGBT负电流输出端 通过电阻与电感并联的网络接被驱动IGBT基极 13Vcc输出功放级电源端通过一限流电阻引脚接引脚1614B1驱动IGBT正电流输出端通过-电阻接被驱动IGBT基极15VCE被驱动IGBT集-射极电压监测端,通过一快恢复二极管（如 MUR1100）接被驱动IGBT集电极，二极管阳极接该端16 VDD2功放输出级正电源连接接用户提供的+9V（+9V应与输入级+15V电位隔离）表5.1图5.1.1 HL201A引脚 5.2 参数选择与应用HL201A 的主要电参数如下： 供电电源电压：Vcc=+810V，VEE=-5-7V； 最大输出电流在前沿时大于25A，前沿上升时间R

30、c。 图5.2.1隔离与驱动电路接线图第六章 电压、电流和转速检测电路的设计6.1电压检测电路电压检测电路（如图3-1）参考电压的提供与电流检测电路的参考电压一样，都是同一个电路。电压检测电路相对于电流检测电路来说要简单一些，它是由电阻、二极管组成的一个限压分流的电路在经比较器与参考电压比较后，输出一个比较的结果。图6.1.1 过压检测电路6.2电流检测电路电流检测电路（图3-2）是由一个钳位电路、一个放大器和一个比较器组成的，钳位电路是根据所需信号的大小来设定的。图6.2.1 电流检测电路理想的电压源内阻为零，如果在仿真的时候，钳位电路直接接到电压源上，钳位电路就不能正常的工作。在实际应用当

31、中，输入信号的电阻不可能为零。因此在仿真的时候，我们需要在钳位电路端加一个小电阻，此时钳位电路能正常工作了，该点电压变化范围为-0.7V0.7V（仿真值为-0.8V0.8V）。6.3转速检测电路测速的方法决定了测速信号的硬件连接，测速实际上就是测频，因此，频率测量的一些原则同样适用于测速。通常可以用计数法、测脉宽法和等精度法来进行测试。所谓计数法，就是给定一个闸门时间，在闸门时间内计数输入的脉冲个数；测脉宽法是利用待测信号的脉宽来控制计数门，对一个高精度的高频计数信号进行计数。由于闸门与被测信号不能同步，因此，这两种方法都存在1误差的问题，第一种方法适用于信号频率高时使用，第二种方法则在信号频

32、率低时使用。等精度法则对高、低频信号都有很好的适应性。在电源输入端并联电容C2用来滤去电源尖啸，使霍尔元件稳定工作。HG表示霍尔元件，采用CS3020，在霍尔元件输出端与地并联电容C3滤去波形尖峰，再接一个上拉电阻R2，然后将其接入LM324。用LM324构成一个电压比较器，将霍尔元件输出电压与电位器RP1比较得出高低电平信号给单片机读取。C4用于波形整形，以保证获得良好数字信号。LED便于观察，当比较器输出高电平时不亮，低电平时亮。微型电机通过电位器RP1分压，实现提高或降低电机转速的目的。C1电容使电机的速度不会产生突变，因为电容能存储电荷。图6.3.1 测速电路原理图6.4 本章小结 本

33、章介绍了三个检测电路：电压检测电路、电流检测电路和转速检测电路。通过对异步电动机定子电压，电流和转速的检测，能够实时反映电机的工作状态，为控制提供依据。 第七章 单片机数字控制电路的设计本设计使用MCS-51单片机的最小系统设计硬件电路。单片机最小系统包括单片机的供电电路、复位电路、时钟电路等。 7.1单片机最小系统电路的设计本设计使用MCS-51单片机的最小系统设计硬件电路。单片机最小系统包括单片机的供电电路、复位电路、时钟电路等。复位电路作用是将单片机内部各电路的状态复位到初始值；时钟电路为单片机工作提供基本时钟。 单片机主要擅长系统控制，而不适合做复杂的数据处理，一个典型的单片机最小系统

34、一般由时钟电路、复位电路、供电电路、输入输出电路等部分组成。下图为单片机最小系统结构框图3.1。 图7.1.1 单片机最小系统框图 7.2单片机数字控制系统的时钟电路单片机必须在时钟的驱动下才能工作。在单片机内部有一个时钟振荡器，只需要外界一个振荡源就能产生一定的时钟信号送到单片机内部的各个单元，决定单片机的工作速度。 图 7.2.1 时钟管脚：XTAL1（19 脚） ：芯片内部振荡电路输入端。 XTAL2（18 脚） ：芯片内部振荡电路输出端。选用石英晶体振荡器，此电路在加电大约延迟10ms后震荡器起振，在XTAL2引脚产生幅度为3V左右的正弦波时钟信号，其振荡频率主要有石英晶振的频率决定。

35、电路中两个电容C1和C2的作用有两个：一是帮振荡器起振；二是对振荡器的频率进行微调。C1和C2的典型值为30PF，有选择的晶振大小决定。 XTAL1 和XTAL2 是独立的输入和输出反相放大器，它们可以被配置为使用石英晶振的片内振荡器，或者是器件直接由外部时钟驱动。在XTAL1、XTAL2 的引脚上外接定时元件（一个石英晶体和两个电容），内部振荡器便能产生自激振荡。单片机工作时，由内部振荡器产生货由外直接输入送至内部控制逻辑单元的时钟信号的周期称为时钟周期。其大小是始终信号频率的倒数，常用focs表示。途中时钟频率为12MHz，即focs=12MHz ，则时钟周期为112us。 7.3单片机数

36、字控制系统的复位电路单片机小系统采用上电自动复位和手动按键复位两种方式实现系统的复位操作。上电复位要求接通电源后，自动实现复位操作。手动复位要求在电源接通的条件下，在单片机运行期间，用按钮开关操作使单片机复位。复位电路结构如图3所示。上电自动复位通过电容C3充电来实现。手动按键复位是通过按键将电阻R2与VCC接通来实现。 图7.3.1 在单片机系统中，复位电路是非常关键的，当程序跑飞（运行不正常）或死机（停止运行）时，就需要进行复位。MCS-5l 系列单片机的复位引脚RST（ 第9 管脚）为硬件复位端。只要出现2个机器周期以上的高电平时，单片机就执行复位操作。如果RST 持续为高电平，单片机就

37、处于循环复位状态。复位后的单片机各状态都恢复到初始化状态。 电解电容C3.电阻r9构成复位电路，由于单片机是高电平复位，所以单片机的9脚RESET管脚处于高电平，此时单片机处于复位状态。当上电后，由于电容的缓慢充电，单片机的9脚电压逐步由高向低转化，经过一段时间后，单片机的9脚处于稳定的低电平状态，此时单片机上电复位完毕，系统程序从0000H开始执行。 复位操作通常有两种基本形式：上电自动复位和开关复位。图中所示的复位电路就包括了这两种复位方式。上电瞬间，电容两端电压不能突变，此时电容的负极和RESET 相连，电压全部加在了电阻上，RESET 的输入为高，芯片被复位。随之+5V电源给电容充电，

38、电阻上的电压逐渐减小，最后约等于0，芯片正常工作。并联在电容的两端为复位按键，当复位按键没有被按下的时候电路实现上电复位，在芯片正常工作后，通过按下按键使RST管脚出现高电平达到手动复位的效果。一般来说，只要RST 管脚上保持10ms 以上的高电平，就能使单片机有效的复位。图中所示的复位电阻和电容为经典值，实际制作是可以用同一数量级的电阻和电容代替。 7.4单片机最小控制系统原理图及仿真单片机最小控制系统由供电电路、时钟电路、复位电路等组成，下图为系统原理图： 图 7.4.1单片机最小系统主要器件如下表所示：单片机最小系统主要器件标号型号、规格封装功能说明U189C51DIP40CPU主器件U

39、224C02DIP82K E2PROMLED1,LED27SEG-44位8段共阳极数码管Q1 Q99012TO-92A三极管D1 D123MMDIODE0.4发光二极管Y12MHz石英晶振单片机时钟晶振 第八章 simulink仿真 8.1仿真模型的建立在simulink软件中可建立如下的仿真模型： 图 8.1.1仿真模型由转速调节器，磁链调节器，转矩调节器，2/3转换模型，异步电动机模型，电压矢量开关，磁链转换模型组成；系统运行原理：由输入信号，通过电压矢量选择模型，发出电压控制信号；在由2/3转换模型转换为2相电压，输入异步电动机模型；由异步电动机模型输出转矩，转速信号，磁链由磁链转换模型

40、转换为磁链幅值和角度信号，以上各信号再反馈给转矩调节器、转速调节器、磁链调节器后产生控制信号，对电压矢量开关模型控制以调整偏差。 8.2各模块仿真模型（1）转速调节器 转速调节器使用带限幅的PI调节器，其结构图如下： 图 8.2.1（2）磁链调节器及转矩调节器 磁链调节器及转矩调节器都是使用PI 调节器，为带有滞环的双位控制器，其结构图如下： 图 8.2.2（3）电压开关模型：由输入的各信号编制出电压空间矢量选择表如下：P/Nsgn()sgn(Te)330-3030-9090-150111U2U3U40U1U0,U7U0,U701U3U4U50U4U0,U7U0,U7011U1U0,U7U0,

41、U70U6U1U201U4U0,U7U0,U70U5U6U1P/Nsgn()sgn(Te)150-180210-270270-330111U5U6U10U0,U7U0,U7U0,U7 01U6U1U20U0,U7U0,U7U0,U7011U0,U7U0,U7U0,U70U3U4U501U0,U7U0,U7U0,U70U2U3U4由MATLAB 中FCN模块：结构图如下 图 8.2.3（4）2/3转换模型由MATLAB 中FCN模块： 图 8.2.4模块中函数使用if-else语句 图 8.2.5（6）磁链转化模块其结构图如下： 图 8.2.6程序如下：y1=sqrt(x12+x22);y2=a

42、tan(x2/x1);if x20 if x10 y=y2*180/(2*pi)+270; else y=y2*180/(2*pi); endelse if x10 y=y2*180/(2*pi); else y=y2*180/(2*pi)+360; endend 图 8.2.7 第九章 软件设计 本章主要是对软件进行设计。 9.1 电压和电流的采样经由电压检测电路、电流检测电路得到的模拟信号需要送入 TMS320F2812DSP 的模数转换器（ADC），最后得到所需要的数字采样值。DSP2812 的 ADC是一个 12 分辨率的、具有流水线结构的模数转换器，它的模拟输入电压为03V，ADC

43、将结果存放在一个 16 位的结果缓冲寄存器中，输入模拟电压的数字值为 (3-1)式中 ADCLO 为模拟输入电压公共低侧，接至模拟地。DSP2812 将得到的数字值按照左对齐方式存入 16 位结果缓冲寄存器中，因此在程序的编写中，要将该值右移 4 位才得到转换结果的真实值。由以上的介绍可以知道，电压、电流的检测值经过 A/D 转换后得到的是 12位二进制数字值，而在程序中使用的是电压、电流的标幺值，而不是 A/D 转换的二进制值，因此必须将得到的 12 位二进制值转换成标幺值。令转换系数为、，下面给出求的方法，相应的就不作介绍。当电流达到最大值 10A 时，A/D 转换的 12 位二进制 为

44、1024，对应的电流 Q12 格式为那么 所以，程序控制过程中的任意电流都可以通过下式求得它的 Q12 格式的标幺值，即。 9.2 转速PI调节器速度 PI 调节器的作用是对实际转速与给定转速的差值进行 PI 调节，调节之后的输出作为电磁转矩的给定。常规的模拟 PI 调节器原理框图见图 3-1，图中是给定值，是系统的实际输出值，给定值与实际输出值构成控制偏差。 （3-2）作为 PI 调节器的输入，作为 PI 调节的输出和被控对象的输入，所以模拟 PI 控制器的控制规律为 （3-3）式中为比例系数，为积分常数。图9.2.1 模拟PI控制系统原理图将式(3-3)离散化处理得到数字 PI 调节器的算

45、法 （3-4）式中第k-1次采样时刻的输出值； 第k-1次采样时刻的输入偏差； ； 。引入积分环节的目的主要是为了消除静态误差，提高控制精度。当在电动机的启动、停车或大幅度增减设定值时，短时间内系统输出很大的偏差，这会使 PI 运算的积分累积很大，引起输出控制量增大，这一控制很容易超出执行机构的极限控制量，从而引起强烈的积分饱和效应。这会造成系统振荡、调节时间延长等不利结果。为了消除积分饱和带来的不利影响，本课题使用防积分饱和 PI 调节器，如图 3-2 所示，其算法如下 （3-5）式中，积分饱和修正系数。图 9.2.2防积分饱和PI调节器 9.3 滞环调节器磁链滞环调节器的作用是对观测到的定

46、子磁链矢量幅值与给定磁链幅值的差值做判断，使该差值在一定的范围内，同时根据差值所在的范围输出磁链控制信号，磁链滞环调节器使用两点式控制。如图 3-3 所示，输入量分别为定子磁链指令值和定子磁链观测值，输出量为磁链开关量 (0 或 1)，它主要用来控制磁链的增加与减小，定义磁链误差为，将误差进行滞环比较，当误差超过允许值就进行电压切换，使误差减小，是滞环宽度。为了获得接近圆形的定子磁链矢量端轨迹，也就是定子磁链接近圆形磁场，要求滞环宽度必须小，但是若滞环宽度越小，要求的逆变器的开关频率就越高，开关损耗也增大，因此滞环宽度不能太小。图 9.3.1磁链滞环调节器磁链调节器的控制方法如下当时，=1，此

47、时选择使磁链幅值增大的电压矢量；当时，=0，此时选择使磁链幅值减小的电压矢量。定子磁链矢量幅值的给定，本软件采用简化的磁链给定方式。在额定频率以下感应电机磁路的饱和程度不变，即额定频率以下气隙磁链恒定不变，所以在额定频率以下或者在额定同步转速以下保持给定定子磁链幅值恒定；而在额定频率以上，定子电压额定而等效电路中激磁电抗随定子频率成正比增大，所以激磁电流以及气隙磁链与定子频率成反比，即额定频率以上气隙磁链与定向磁场角速度成反比，由此得到标幺值表示的定子磁链幅值给定为 （3-6)式中为感应电机旋转角速度标幺值。转矩滞环调节器的作用是对实际电磁转矩与给定电磁转矩的差值做判断，使该差值在一定的范围内

48、，同时根据差值所在的范围输出输出转矩控制信号。转矩调节器如果采用两点式调节，当转速较低或给定转速突然降低时，会使零电压矢量所加的时间较长，这样的后果是不仅使近似圆形磁通产生严重畸变，而且会使电磁转矩脉动增大。因此本软件采取三点式转矩调节器，如图 4-4 所示。图 9.3.2转矩滞环调节器转矩滞环调节器的调节方法如下当时，=1，此时选择使电磁转矩增大的电压矢量；当时，=0，此时选择使电磁转矩不变的电压矢量；当时，=1，此时选择使电磁转矩减小的电压矢量。电磁转矩的给定由速度 PI 调节器输出给出。 9.4电机转速采样程序直接转矩控制算法需要将检测到的电机转速与给定电机转速进行比较，故需要准确测量电

49、机转速。本实验系统电机转速的检测是利用与感应电机同轴的增量式光电编码器进行测量，采用增量式光电编码器进行检测，具有精度高、线性度好的优点。其测速的原理是：增量式光电编码器随着感应电机旋转，产生于转速成正比的两相（A相、B相）测速信号，它们的相位差90；同时光电编码器还输出一路定位脉冲（Z相），该脉冲为每转一圈输出一个脉冲，用于伺服系统。采用光电编码器进行测试通常有三种方法：M法、T法和法，其中M法适用于中高速速度检测，T法适用于低速速度检测，法结合了M法和T法的特点，可以在宽的转速范围内实现高精度的测量，但相对复杂些。本软件中选取M法，其测速原理在一定时间T内，对光电编码器输出的脉冲个数计算，从而得到与转速成正比的脉冲数m,若光电编码器每旋转一周输出p个脉冲，则转速为 （3-1）本系统所使用的光电编码器每转一周可以产生2048个脉冲，其输出的A、B信号线直接接入DSP2812的编码器接口QEP1和QEP2引脚。DSP的编码信号处理电路自动的利用每个A、B信号脉冲的四个沿（2个上升沿和2个下降沿）对输入的信号4倍频，这样