直流变换电路课件.ppt

1、第9章 直流变换电路 DC/DC变换分为两类：直接式直流变换（直流斩波）；间接式直流变换，经直-交-直两个环节。 9.1 基本斩波电路 9.1.1 降压式直流斩波电路(buck chopper) 主要应用：直流电动机、蓄电池等反电势负载，也常用于开关电源（输出端接C滤波）。 通常采用快速全控器件。在IGBT关断时，续流二极管VD为电感电流提供通路，以维持其连续性。 平波电感L值一般较大，减小电流脉动。EM可有可无。 PWM占空比 =ton/T ，T为PWM开关周期。,1. 电流连续模式 在ton 期间VT导通，uo=E，io 在电源E作用下指数上升（在=L/R很大时，近似直线变化） 。 在 t

2、off期间VT关断，VD续流导通，使uo =0，io指数下降。 输出电压平均值Uo=Eton/T =E。由于1，故Uo E ，降压斩波。电压变换比 M=Uo/E= 。 输入输出功率平衡：EI1=UoIo（I1为电源电流平均值）。,输出电流平均值 Io=(Uo-EM)/R , 当L极大时， io 近恒流。,2. 电流断续模式： 当L较小或占空比很小时， io可能会断续。 在断续期间io=0 ，VT和VD均不导通，uo=EM 。,3. 分段线性分析（自学） 带LC滤波的降压斩波电路 输出电压uc在稳态下近似无任何脉动，保持Uc不变。电感电流波形由原来的指数规律上升和下降，变为直线升降。无论是电流连

3、续还是断续模式，在二极管VD导通续流期间，作用于电感L两端的电压为 Uc，电感电流iL以-Uc/L的负斜率直线减小。,图9-4 采用LC滤波的降压斩波电路,在电流断续模式对应的波形中，当电感电流下降到零的t2时刻之后，二极管的端电压不再是EM而是等于Uc。 正是电感端电压波形的正负变化决定了其电流的直线上升和下降。,9.1.2 升压式斩波电路（boost chopper) 1. 电流连续模式 电感L一般较大，起着贮能作用；C值很大，使uo近似恒定。 在VT导通期间，VD关断，L端电压uL=E ，存贮能量，i1直线上升，上升率为E/L（ Ldi1/dt=E）。,在VT关断时， i1的减小会产生较

4、高的自感电势，左负右正，使VD迅速导通，为C充电并为负载提供电能。由于自感电势的作用，uo通常比E高（升压）。,在VT关断期间，L端电压uL=E-Uo0，故iL下降，负变化率为(E-Uo)/L 。 求输出直流电压及电压变换比: 利用电感稳态伏-秒平衡原理： Eton + (E-Uo)toff =0 两边同除以T得： E +(E-Uo)(1- )=0 Uo=E/(1- ) 电压变换比: M=Uo/E=1/(1- )1 （升压式） 功率平衡：EI1=UoIo （I1为电源电流平均值）。 2. 电流断续模式 在L较小、开关频率较低、负载较轻（R大）或占空比较小，均会造成电流断续。 在断续期间 iL=

5、0 ，VT、VD均不导通，VT端电压uT= E 。,I1,9.3 单端间接式直流变换电路 间接直流变流电路中增加了交流环节，因此也称为直-交-直变换电路。 采用直交直变换结构的原因：输出端与输入端需要隔离；需要相互隔离的多路输出；输出电压与输入电压的比例远小于1或远大于1；交流环节采用较高的工作频率，可以减小变压器和滤波电感、电容的体积和重量。通常，工作频率应高于20kHz这一人耳的听觉极限。,图 9-13 间接式直流变换电路的结构,间接直流变流电路分为单端(Single End)和双端(Double End)电路两大类。 在单端电路中，变压器中流过的是单方向的直流脉动电流，而双端电路中，变压

6、器中的电流为正负对称的交流电流。 9.3.1 单端正激式直流变换电路 采用单开关构成的单端正激式直流变换器（Single-Ended Forword DC Converter）典型电路。 开关S开通后，变压器原边绕组两端的电压为上正下负，N2绕组两端的电压也是上正下负。VD1和S同时导通，VD2为断态，电感L的电流逐渐增长。 S关断后，电感L通过VD2续流，VD1关断，滤波器输入电压为零，L的电流逐渐下降。可见，副边绕组相当于联接了一个带LC滤波的降压式直流斩波电路。,图 9-15 单端正激电路的理想化波形,S关断后，变压器原边绕组N1的自感电势上负下正，从而N3绕组的感应电势上正下负，使变压

7、器励磁电流经N3绕组和VD3流回电源。此时N1绕组两端自感电压uN1的大小由uN3决定，由于uN3=Ui，所以N1绕组的感应电势被箝位于 所以开关S两端承受的电压为,S关断后到下一次再开通的一段时间内，必须设法使励磁电流及磁通降回到零，磁通复位，否则下一个开关周期中，激磁电流及磁通将在本周期结束时的剩余值基础上继续增加，并在以后的开关周期中依次累积起来，变得越来越大，从而导致变压器的铁芯饱和。,在输出滤波电感电流连续的情况下，即每周期S开通时电感L的电流不为零，输出电压为 电压变换比： 通常取N3=N1，不超过0.5，以保证铁芯能可靠地磁通复位。,双管箝位单端正激变换电路，亦称作混合桥单端正激

8、变换电路（Hybrid-Bridge Single-Ended Forword Converter） 在S1、S2同时导通期间，二极管D3导通，向负载传递能量；在S1、S2同时关断期间，励磁电流经D1、D2流回电源，变压器原边电压被箝位于 -Ui，使磁通复位。占空比不宜超过0.5。,图9-17 双管箝位单端正激变换电路,9.3.2 单端反激式直流变换电路 反激式直流变换器又称回扫变换器（Flyback Converter） 反激电路的变压器与正激电路的要求不同，正激电路的变压器要求励磁电感尽可能大以减小励磁电流，近似于理想变压器，而反激电路变压器的励磁电感必须根据储能大小的要求而进行适当地设计

9、选择，因此通常被称为储能变压器。 反激式直流变换电路的变压器副边N2的同名端极性相反，二极管VD总是在开关S关断时导通。在S阻断期间，变压器的励磁电感储能通过副边转移到输出而得以释放，毋需专门设置磁通复位电路。因此电路比较简单。 输出直流电压及电压变换比：（可由法拉第定律推得）,单端反激电路的理想化波形,9.4 双端间接式直流变换电路 9.4.1 半桥直流变换电路 由两个逆导开关组成半桥电路。通过半桥式逆变电路将直流逆变为交流方波，在高频变压器副边采用快恢复二极管全波整流成直流。 S1、S2的PWM占空比调节范围：050%。 通过改变PWM占空比来调节输出电压平均值Uo 的大小。 适用于半桥P

10、WM控制的 IC常用SG3524、C3525、TL494等。 定量计算：（设L足够大，电感电流连续）,电压变换比： （ =050%）,9.4.2 全桥直流变换电路 由两个半桥组成（逆导开关），互为对角的两个开关同时导通，而同一侧的半桥上下两开关交替导通。 将直流电压逆变成幅值为Ui的交流方波电压u1，加在变压器原边。 在变压器副边通过快恢复二极管桥式整流将交流变换为直流。 定量分析：（设电感电流连续）,电压变换比：,9.4.3 全桥直流变换电路的移相控制 由两个半桥组成，逆导开关。 同一个半桥的上下两桥臂开关不能同时开通，每一个开关关断都要经过一定的死区时间，以保证上下两开关“先断后通”（采用

11、开通延时控制），这样一来，在一个开关周期T内，每个开关的导通时间都略小于T/2 ，而关断时间都略大于T/2。 互为对角的两对开关 S1,4和 S2,3 的开关函数控制波形：S1的波形比S4 超前 角，故S1、S2为超前桥臂（左半桥） S3、S4为滞后桥臂（右半桥）。 角的移相范围： =01800。,uAB为正负对称的交流方波，其脉宽随角的增大而减小， =0时= 180 ， =180时， = 0 。对角两开关S1,4 通时， uAB=Ui ； S2,3通时， uAB=-Ui ，上侧或下侧两开关 S1,3或S2,4 同时通，则uAB=0。 可见其波形通过移相控制脉宽（PWM）。 变压器副边经全波整流（快恢复二极管）得ud 波形，其脉冲幅值： 由于电流iL的连续性（近恒流），在原边电压 uAB=0期间，VD1,2 同时导通（续流），由于流过 N2和N3两副绕组的电流反向，相互抵消磁势，故磁势自平衡。,在实际应用中，通常在原边串入一个小电感Lr，四只IGBT的C-E间存在等效结电容，与Lr构成谐振电路，使4个开关器件在零电压条件下开通（需要反并联的二极管的配合）。这种软开关的实现比其它ZVS、ZCS简单得多。这得益于其独特的控制方法。 移相式PWM专用IC芯片UC3875，开通延时时间可灵活设置。,本 章 要 点 直接式基本斩波电路： 1） buck、boost电