第2章 模拟信号的数字化传输.ppt

1、第二章 模拟信号的数字化传输,模拟信号在数字系统中的传输： 模数转换(A/D)数字传输数模转换(D/A) A/D变换：抽样量化编码,知识点1：抽样定理 知识点2：抽样后信号的恢复 知识点3：脉冲振幅调制（PAM）,第一节 模拟信号数字化传输的基本原理,低通抽样定理,带通抽样定理,平顶抽样,自然抽样,内容： 应该如何抽样才能由抽样后的信号无失真的恢复出抽样前的信号。 前提： 理想抽样（用来抽样的是周期冲激序列 ）,知识点1：抽样定理,信号的理想抽样 对信号m(t)的抽样过程在理论上可以抽象为：将周期等于Ts的单位强度的冲激序列 Ts(t)与信号m(t)的相乘。 时域表达式：ms(t)= m(nT

2、s)Ts(tnTs) (2-1),频域表达式：Ms（f）= (1/Ts) M(f nfs) (2-5) 上式表明，抽样信号ms(t)的频谱Ms（f）是原连续时间信号的频谱M（f）以抽样频率fs为间隔的周期延拓（相差系数1/Ts ）,即Ms(f)中包含了M(f) 的全部信息。 抽样信号频谱： M(f)搬移到nfs处 幅度降为原来的1/Ts,图 2-1 低通信号的抽样及其波形频谱示意图 a）连续时间信号的波形 b）连续时间信号的频谱 c）冲激序列的波形 d）冲激序列的频谱 e）抽样信号的波形 f）抽样信号的频谱 g）连续时间信号的重建,一、低通信号抽样定理(重点) 一个频带限制在（0，fH）内的时

3、间连续信号m(t) ，如果以fs2 fH的抽样速率进行均匀抽样，则m(t)可以由抽样后的信号ms(t)完全地确定。,m(t)是低通信号，抽样后的信号ms(t)为已抽样信号。奈奎斯特速率：抽样定理中的最小抽样速率2fH； 奈奎斯特间隔：最大抽样间隔1/(2fH) 。,奈奎斯特速率是抽样信号频谱不产生重叠的最低抽样速率；奈奎斯特间隔是抽样信号频谱不产生重叠的最大抽样间隔。,频带限制在fL(信号的最低频率)与fH(信号的最高频率)之间的带通型连续信号（通常fL fH - fL），频谱不发生混叠的抽样速率Fs，应满足的条件为 2B（1+K/N）Fs 2B1+K/（N-1） (2-12),二、带通信号的

4、抽样(重点),B = fH - fL为带通信号的带宽; N为fHB的最大整数，即fHB = N + K ,0K1， 显然这时的抽样速率可以低于2fH 。,如要求抽样信号频谱中原始信号频带与相邻边带之间的频带间隔相等（即恰好不重叠），则可按下式选择Fs,(2-13),结论： 1) 当fH =NB时(K=0), 抽样速率Fs =2B。 2) 当fH =NB +KB时（N为正整数，0K1），按照公式(2-12)或(2-13)计算抽样速率Fs。,3）当N很大（如高频窄带信号）时，Fs2B。 4）当抽样速率Fs2fH时，一定满足频谱不混叠要求。,例2-1 试求下列带通信号的无失真抽样速率Fs 1) 信号

5、频率范围为22.5MHz 2) 信号频率范围为312552kHz,解：1） 已知fL =2 MHz， fH =2.5MHz， 信号带宽 B = fH - fL=（2.5-2）MHz=0.5MHz， fH/B = N+K=5, N =5, K=0, 属于结论中的情况1), 所以：Fs =2B =20.5MHz =1MHz。,2）已知fL =312kHz， fH=552kHz， 信号带宽B = fH - fL=（552-312）kHz=240kHz， fH/B =N +K=2.3, N =2, K=0.3,属于结论中的情况2)，,由式（2-12）可得不出现频谱混叠的抽样速率范围为552kHzFs

6、624kHz； 如进一步要求抽样信号频谱中原始信号频带与相邻边带之间的频带间隔相等，则按式（2-13）求得,kHz,知识点2：抽样信号的恢复 满足抽样定理抽样信号频谱不混叠滤波器恢复信号,理想低通信号： 满足fs2fH的条件，可以利用截止频率为fc 这里，fHfc（fsfH）的理想低通滤波器从抽样信号的频谱中取出原信号的频谱。 抽样频率小于奈奎斯特速率，搬移后的频谱就会出现重叠，无法从Ms(f)中恢复出M(f)。,Ts ， |f |f c 0 ， 其它,时域冲激响应：h(t) = （2Tsfc）Sa（2fct） 式中抽样函数： Sa（2fct）= sin（2fct）/（2fct）,H（f ）

7、=,理想低通滤波器的传输函数（假定时延为零）为,低通滤波后的频谱为： H（f ）M s（f）= M（f） （2-9） 低通滤波后时域：,m ( nTs ) Sa 2pfc(t nTs) （2-11）,m(t) =,理想带通信号： 满足带通信号抽样定理，可以利用理想带通滤波器从抽样信号的频谱中取出原信号的频谱。 否则，搬移后的频谱就会出现重叠，无法从Ms(f)中恢复出M(f)。,传统的调制：采用连续振荡的正弦型信号作为载波，其主要目的是把通常含有较低频谱分量的原始信号（或基带信号），搬移到合适的频段上去，使之能与实际传输信道相适应，同时又能防止相互干扰，实现频分多路复用。 脉冲调制：以时间上离散

8、的脉冲序列作为载波，用基带信号去改变脉冲的某些参数。它不但可以实现频率的搬移，而且更主要是为了提高系统的传输能力和抗干扰能力。,知识点3：脉冲振幅调制（PAM）,脉冲调制的理论基础：一个频带限制在0fH范围内的连续信号可以通过其相隔时间Ts=1/(2fH)位置上的抽样值来代表。 通常，按基带信号改变脉冲参数(幅度、宽度、时间位置)的不同，把脉冲调制又分为脉幅调制(PAM)、脉宽调制(PDM)和脉位调制(PPM)等，这里仅介绍脉幅调制。 从本质上说，PAM、PDM以及PPM仍然是模拟调制方式，因为这三种已调信号在时间上是离散的，但脉冲的受调参量(幅度、宽度、位置)还是连续取值的（直接反映了基带信

9、号m(t)的幅值信息）。,图2-3 脉冲调制波形示意图,图2-3 脉冲调制波形示意图,PAM： 将模拟信号的抽样值加载在脉冲载波的幅度上。 两种实现PAM的方式： 一、自然抽样 二、平顶抽样,一、自然抽样 自然抽样是由基带信号与具有一定宽度的窄矩形脉冲载波直接相乘来实现的。,Mn(f)= (At / Ts) Sa (2pntf H)M(f 2nfH),自然抽样信号mn(t)频谱表达式为,结论： 1、已抽样信号的频谱Mn（f）实际上是基带信号频谱M(f)沿f轴以2fH作周期延拓形成的，且其频谱幅度按Sa(2nfH)的规律衰减。 2、只要脉冲载波的重复周期Ts满足Ts1/(2fH)，即 （1/ T

10、s）2fH ，就不会出现频谱的重叠。 3、如果让Mn（f）通过带宽为fH的理想低通滤波器，即可恢复出原频谱M（f）且不会产生失真。,3、选择不同形状的脉冲载波仅会改变式中的M（f 2nfH）前的加权系数，经低通滤波器所恢复出的信号，与原信号只有大小的差异，而不会影响信息的丢失。 4、自然抽样中已抽样信号频谱Mn（f）的幅度是随频率的升高而减小的，并且脉冲载波的脉宽愈宽，减小得愈快，相应的PAM信号的有效带宽愈小，传输PAM 信号所需带宽就可以愈窄。 5、传输同样的信息，在频域中有效性的改善(所需带宽的减小)是以时域中的损失（载波脉冲宽度的增大导致相同时间内时分复用的路数的减少）为代价换来的。,

11、二、平顶抽样 自然抽样中，已抽样信号mn(t)的脉冲顶部形状与m(t)的形状是一致的，故又称曲顶抽样。 平顶抽样中，已抽样信号mH(t)的所有脉冲顶部水平，水平幅度仅由m(t)的瞬时抽样值决定。 实现方式：理想抽样+保持电路,平顶抽样信号的频谱为 MH（f）,M（f nfH ）,Sa（pf）,= （A/T s ）,孔径效应：平顶抽样的PAM信号的频谱MH（f）是由Sa（f）加权后的周期性重复的原信号频谱 M（f）组成的。由于这里的加权系数A/Ts Sa（f）是f 的函数，当直接采用理想低通滤波器进行滤波时，不能完全恢复原信号的频谱，而会产生频谱失真。 通常将这种频谱失真称为孔径失真。 为了消除

12、孔径失真，必须在低通滤波之前或之后，进行频率校正或频谱补偿。,知识点1：PCM编译码调制过程 知识点2：量化误差 知识点3：非均匀量化 知识点4：编码与译码,第二节 脉冲编码调制 （PCMPulse Code Modulation） 脉冲编码调制（PCM）：用脉冲码组来表示模拟信号抽样值的调制方式。,知识点1：PCM编译码过程,PCM是通过抽样、量化和编码三个过程，把模拟信号变换为数字信号的。,抽样是把时间连续模拟信号转换成时间离散幅度连续的抽样信号； 量化是把时间离散幅度连续的抽样信号转换成时间离散幅度离散的数字信号； 编码是把量化后的数字信号编成若干位二进制码输出。,图2-6 脉冲编码调制

13、（PCM）系统的原理方框图,量化：用有限种状态的电平来近似地表示模拟抽样值的过程。 量化电平：用来近似表示模拟抽样值的这有限种状态的电平。 量化台阶（量化间隔）：量化电平之间的差值。 根据量化台阶是否固定，可将量化分为均匀量化和非均匀量化。 过载：模拟抽样值超过量化器限定的输入信号变化范围。,知识点二：量化误差及其分析,1、量化及其基本概念,量化台阶在整个量化区间内为常数。,2、均匀量化,3、量化误差 量化抽样值与原抽样值相比会出现误差，这种误差就称为量化误差。 均匀量化时，量化误差： |e(t)|/2 (量化区) |e(t)|/2 (过载区) 由于量化误差对信号造成的失真影响，可以看成是一种

14、噪声或干扰，因此量化误差通常又被称为量化噪声。,量化误差e(t)样值m (t)-量化值mq(t),4、量化器的信号噪声功率比 根据模拟信号抽样值的大小，量化噪声包括未过载量化噪声（也称一般量化噪声）和过载量化噪声两部分。 信号噪声功率比是指量化器的模拟输入信号功率与量化噪声功率之比，简称为信噪比（SNRSignal Noise Ratio,通常用分贝表示）。 信号噪声功率是衡量量化器的性能的指标。,结论 ： 1）均匀量化器的量化信噪比（SNR）dB，除了与编码位数n有关以外，还与输入信号强度(如Ue)有密切联系。,2）均匀量化时，编码位数n不变，输入信号强度过小或过大都会使量化信噪比降低； 3

15、）为了保证量化信噪比的要求（即最低量化信噪比满足规定），均匀量化的编码位数n比较大，否则在输入小信号时量化信噪比达不到传输要求。,4）实际语音通信系统中，常采用非均匀量化技术或自适应量化技术。采用非均匀量化时，量化噪声对大、小信号的影响大致相同，达到了改善或提升小信号时的量化信噪比的目的，可以在不增加量化级数N的条件下，使输入模拟信号在较宽的动态范围内的信噪比（SNR）达到所规定的指标要求。,非均匀量化 量化间隔（或量化台阶）不相等的量化，即输入模拟信号幅值较小时，量化器采用小的量化间隔；输入的模拟信号幅值较大时，量化间隔或量化台阶则取得大一些。,知识点3：非均匀量化,均匀量化器广泛应用于计算

16、机的A/D变换中。 非均匀量化器则应用于语音通信的A/D变换中。,一、非均匀量化的基本思想,实现非均匀量化有两种方案： 方法一：模拟压扩 对输入模拟抽样信号先进行一次非线性变换y=f(x)，改变模拟抽样值的大、小信号的比例关系，大信号的比例基本不变或变的较小，而小信号相应地按比例增大，即“压大补小”，再进行均匀量化和编码，在接收端译码后，要进行一次逆变换f 1(x) “压小补大”，以便恢复大、小信号的原比例关系。 方法二：数字压扩 把瞬时压缩与编码结合起来，用许多相连接的折线来逼近y=f(x) ，一次实现非线性编码。 在工程实用中经常采用的是第二种方法。,图2-10 非均匀量化的压扩特性示意图

17、,二、常用的压扩特性 目前，数字通信系统中主要采用两种压扩特性： 1）以为参量的律压缩特性，简称压缩律； 2）以A为参量的A律压缩特性，简称A压缩律。 其中，美国、日本、加拿大等国采用压缩律，欧洲和我国采用A压缩律。,1、A压缩律特性,0|x|A-1,y=,A-1|x|1,式中，y为压缩器输出的归一化值；x为压缩器输入归一化值。,注意： 压缩特性曲线的压缩程度由参数A的大小决定。 当Al时，yx，属于均匀量化，对小信号量化信噪比没有改善。 当Al后，随着A值的增大，其压缩特性愈显著，对小信号信噪比的改善程度也愈大。 在采用8位编码的PCM系统中，通常取A87.6。,由于模拟压扩量化方法要利用非

18、线性器件如二极管来近似实现的A律或律压缩特性，而且这些器件容易受温度等环境因素的影响，所以很难保证压缩特性的一致性与稳定性以及压缩与扩张特性的严格匹配，故出现了数字压扩技术，即利用大量数字电路形成许多相连接的折线来逼近律或A律压扩特性，并直接对模拟抽样信号进行非均匀量化编码。,2、数字压扩技术原理,总的来说用折线作压扩特性是非均匀量化，它既有非均匀（不同折线有不同斜率）量化，又有均匀量化（在同一折线的小范围内）。 两种实用的数字压扩技术： 1）13折线A律压扩，它的特性近似A =87.6的A律压扩特性。 2）15折线律压扩特性，其特性近似=255的律压扩特性。 它们已被ITU-T（原CCITT

19、）确认为国际标准，同时，ITU-T还规定当采用这两种不同压扩特性的系统互连时，应由使用压缩律标准的一方负责将其转换成A压缩律标准。,3、A律13折线压扩特性 近似的13折线A律压缩曲线如图2-13所示(图中只画出了x0部分，x0部分与x0部分是关于原点对称的)。,1）图中x和y分别为归一化输入和输出信号幅度。 2）将x的区间(0，1)以 1/2递减规律分成8个不均匀段，其分段点为1/2、1/4、1/8、1/16、1/32、1/64和1/128。 3）将y轴在(0，1)范围内以均匀分段方式分为8个均匀段，分段点是7/8、6/8、5/8、4/8、3/8、2/8和1/8。 4）由于第三象限的压缩特性

20、与第一象限的压缩特性对称于原点, 因此第三象限形成的8个直线段靠近原点的两段斜率也等于16,这样靠近原点的四条直线段可以看成斜率相同的一条直线,因此,在(x，y)(-1,-1)(+，+1)的平面范围内,完整的压扩特性折线共由13条斜率不同直线段构成（简称为13折线）。 5）每个区间的中点电平为量化输出电平。,编码：在PCM中,将量化后信号电平值转换成数字码组（二进制或多进制）的过程,其逆过程则称为译码或解码。 在PCM实际系统中,量化是在编码过程中同时完成的。标准的A律13折线PCM系统中码组长度为8位。,知识点4：编码与译码 一、概述,从理论上来讲，任何一种可逆的二进制码组都可以用于PCM编

21、码。 常见的二进制码组：自然二进制码组（NBC）、折叠二进制码组（FBC）和格雷二进制码组（RBC）。表2-1给出了编码位数为4的三种码的编码规律。,表2-1 三种常用的码组,折叠码是一种符号-幅度码，其左边第一位表示信号的正/负极性，“1”表示正，“0”表示负；第二位开始至最后一位表示信号的幅度（自然二进制编码）。,二、A律13折线编码原理,1、A律13折线的码字,A律13折线总共有28=16个量化段落，每一量化段内均匀等分为16个量化级。 取所有量化段落内最小的量化台阶为，则正半轴内各个段落内的量化台阶分别为：,2,4,8,16, 32,64。 2、编码步骤： 1）信号正、负极性用极性码a

22、1表示； 2）幅值为正的8个非均匀量化段用三位码a2 、a3和a4表示，称段落码； 3）每一量化段内均匀分成16个量化级，用a5、a6、a7和a8四位码表示，称段内电平码。,作为A律13折线的最小量化间隔， 在归一化电平取值时：=1/2048； 非归一化电平取值时：=V/2048。,例题：量化电平是288，求其PCM码字。 1）极性为正，极性码为1。 2）它就属于第6段。段落码为101。 3）由于288 属于第6段，量化台阶为16 。段内码： （288-256）10=32 （3216）10=（2）10 （2-1）10取整数( )2=(0001)2。,非均匀量化和均匀量化的简单比较： 用7位二进

23、制码组对816=128个非均匀量化级进行的非线性编码，可以实现的非均匀量化的归一化最小量化间隔为=1/2048。 如果以=1/2048为量化间隔，对x =（01）的相同范围进行均匀量化，则共有2048个量化级，因此，需要11位二进制编码（211=2048）。 即，在保证小信号区间量化间隔相同的条件下，7位非线性编码与11位线性编码是等效的。这也说明采用非线性编码以后，所需的编码位数减少了，使设备简单，信码占用的系统带宽降低。,A律13折线的编码是采用逐次比较型编码方法来实现的。编码器的任务就是要根据输入模拟抽样值（即PAM信号）编出相应的8位二进制代码。,3、A律13折线编译码的实现,图2-1

24、4 逐次比较型编码器组成方框图,整流器功能： 判别输入的模拟信号抽样值（PAM信号）的极性，编出第一位码a1 (极性码)。 将双极性PAM信号变换成单极性PAM信号，以便对单极性PAM信号进行编码（编幅度码）。 比较器是一个双端模拟输入单端数字输出的模数转换器件，通过样值电流Is和标准电流IW进行比较，从而对输入信号抽样值实现非线性量化和编码。每比较一次输出一位二进代码，且当IsIW时，输出ai =“1”；反之输出ai =“0”码(这里,i=2)，对一个输入信号的抽样值需要进行7次比较，每次所需的标准电流IW均由本地译码器提供。,本地译码器的作用是为比较器提供一个比较基准电流IW 。其中记忆电

25、路用来寄存二进代码，因除第一次比较外，其余各次比较都要依据前几次比较的结果来确定标准电流IW值。恒流源用来产生各种标准电流值。为了获得各种标准电流IW，在恒流源中有11个基本权值电流支路。每个支路均有一个控制开关。每次该哪几个开关接通组成用于比较的标准电流IW是由前面的比较结果经7/11变换后得到的控制信号来控制。,保持电路的作用是保持输入信号的抽样值在整个7次比较过程中具有一定的不变幅度。,A律13折线译码器的作用就是把接收到的PCM信号还原成相应的PAM信号。 常用译码器大致可分为电阻网络型、级联型、级联-网络混合型等三种类型。,例2-1 设某PCM系统采用13折线A律特性进行编译码。若已

26、知逐次比较型编码器的过载电流为4096mA，试求当输入信号抽样值为+1686 mA时，发送端编码器输出的8位二进制代码和接收端译码器相应的输出电流。 解： 1）用最小量化台阶来表示输入信号抽样值 最小量化台阶= =2（mA） 编码器的输入抽样值= + = + 843,因输入信号抽样值为正，故极性码a11。 3） 确定段落码a2a3a4 13折线中，正半部分的8个段落以为单位的每个段落的起点电平如表2-3所示。显然843位于第7个段落。段落码：（110）2。段内量化台阶32。 4）确定段内码a5 a6 a7 a8 段内电平：843-512=331 段内量化级数（015）：33132=10.341

27、1 段内码：（11-1）10=（1010）2,2）确定极性码a1,+843编出的8位码为11101010。,5）译码输出量化电平： +843编出的8位码为11101010。它表示输入信号抽样值处于第7段10量化级，其对应译码输出的量化电平为第7段10量化区间的中点电平。 第7段10量化级起点电平： 512+1032=+832 译码输出电流： +832+(32)2=+848 I=8482mA=1696mA 此时编码器产生的量化误差等于843-848=-5。,4 PCM集成编译码器介绍 在实用化的数字电话系统中，20世纪70年代以前，PCM和M的语音编解码器都是采用的分立元器件和小规模的集成电路。

28、 近30多年来，随着大规模、超大规模(VLSI)集成电路技术的飞速进步，现在简单的各种M编码器，复杂的PCM非线性编码器和相当复杂的自适应预测和量化的差值脉码调制ADPCM编码器都可以在单片上实现，而且更加复杂的压缩编码器也已经可以在单片上实现，目前正朝着集成度更高的方向发展。,第一代集成化PCM编码器中，模拟电路采用双极性工艺，而数字电路采用MOS工艺，因而由两个芯片才能组成一个PCM编码器。 第二代PCM单片编解码器采用NMOS工艺，在一个芯片上集成一个编码器或译码器。因此，要两片集成电路组成一个PCM编译码器。 第三代则采用NMOS或CMOS工艺，在一个芯片上集成一个编码器和一个译码器，

29、还带有收发开关电容话音滤波器。从而使单片单路PCM基群复用设备的技术取得了重大进步。由于CMOS工艺制造的集成电路具有低功耗的优点，尽管其工艺比较复杂，但大多数单片PCM编译码器仍采用CMOS工艺。,5PCM30/32路基群帧结构 PCM通信系统是采用时分复用（TDMTime Division Multiplexing）方式来传输多路话音信号的。 所谓时分复用就是以抽样定理为理论基础，利用同一信道的不同时隙来传输不同话路信号的抽样值的信道共享方式。 时分多路复用数字通信系统能够正常工作的关键： 确保各路信号的抽样值在时间上不产生重叠， 接收端在时间上能与发送端保持良好的同步，以便能正确地恢复各

30、路信号。,国际上目前有PCM30/32路（A律压扩特性）制式和PCM24路(律压扩特性)制式两种标准，我国采用的是PCM30/32路制式。 PCM30/32路系统能同时传送30路数字电话，若每路话采用8000Hz的标准抽样速率，则单路数字话音信号的数码率为88000=64000bit/s=64kbit/s，同一话路的两个相邻样值之间的时间间隔（又称为帧长）为125s。在125s 的一个帧长时间内，各路数字话的PCM码字安排方式就称为PCM系统的基群帧结构（如图2-17所示），每一帧（即125s）被均匀地分为32个时间间隔（又称为路时隙），每个路时隙宽度约为125s /32=3.9s,一个路时隙

31、又由8位码组成，这样，一帧共含总比特数为328=256bit。,基群（32路）信号的数码率为256 bit/ 125s=2048 kbit/s。 一帧的各时隙按0到31顺序编号，分别记作TS0，TS1TS31，其中，TS1TS15和TS17TS31这30个路时隙分别传送30路数字话音信号的8位PCM码组（一个信号抽样值数字化后的码字），偶数帧的TS0的8位码用于传送帧同步信息，奇数帧的TS0的8位码用于传送失步对告等信息。 每16个这样的帧（也称为子帧，记作F0F15）又组成一个复帧，一个复帧的长度为125s16=20ms，复帧的第一个子帧（F0）的TS16用于传送复帧同步信号，其余子帧（F1

32、F15）的TS16（共158=120bit）正好全部用于传送各路数字话音信号的4位标志符（共30路，需要304=120 bit）。,图2-17 30/32路PCM通信系统的帧结构,按照上述的类似方法，还可以在基群的基础上形成数码率更大的高次群信号，以便能在一条线路上传输更多路的数字话音信号。PCM基群或高次群设备，既可以传送话音信号，通过适当的接口也可以传送数据、电报、图形、图象等数字信息业务，PCM各次群设备通常与市话电缆、长途电缆、数字微波系统、光纤传输信道连接，作为有线或无线电话的时分多路终端设备。,知识点1：增量调制的工作原理 知识点2：增量调制的量化误差 知识点3：改进型增量调制,第

33、三节 增量调制 (M编码) 增量调制又称M或DM：用一位二进制编码来表示相邻样值变化的模数转换方法，故也称为1比特量化。 主要目的：简化语音编码方法。 应用范围：通信容量不大、通信质量要求不高、通信设备制作简单容易的场合。,知识点1：增量调制的工作原理 一、增量调制的基本概念 PCM编码缺陷：PCM编码将每个瞬时的抽样值量化为N =2n个电平之一，然后用一个8位的码字去表征它的大小。由于码位多，因而编码设备较为复杂，同时使信号的数码率较高，占用的信道频带较宽。,如果对语音信号的抽样时间间隔Ts足够小，相邻抽样点处信号的幅度一般变化比较小。前一抽样点的幅值加上(或减去)它与当前样值的差值，就能十

34、分逼近当前抽样点信号的幅值。将这些差值编码后发送出去，同样可以传送该连续信号所含的消息，此差值就称为“增量”，其值可正、可负。通信中将仅用一位二进制代码来表示这一差值或增量的模数转换方式，称为“增量调制”。,一位二进制码只能表示两种状态，难以准确描述话音信号抽样值的大小。但却可用来表示两个相邻取样值的相对大小，如用“1”表示后一个样值比前一个样值大，用“0”表示后一样值比前一样值小。而相邻抽样值的相对变化，能够反映模拟信号的变化规律的。,后一样值大于前一样值，说明信号在上升；反之，则说明信号在下降。因此，用一位二进制码组成的数字序列来表示模拟信号是完全可能的。M过程如图2-18所示。,图中的S

35、(t)代表随时间连续变化的话音信号波形（粗实线表示），时间轴t按抽样间隔Ts被分为许多相等的时间段，如果把代表S(t)幅度的纵轴也分为许多相等的小区间，那么，模拟信号S(t)就可用图中的一种阶梯波信号Sl(t)（细实线表示）来近似地代表它。,显然，只要Ts和量阶都足够小，则Sl(t)和S(t)将会相当接近。 对任一抽样时刻，阶梯波Sl(t)只可能有两种情况： 上升一个量阶下降一个量阶。 若上升一个量阶用“1”码表示，下降一个量阶用“0”码表示，这样图中连续变化的模拟信号S(t)就可以用一串二进制代码序列表示，如图中波形对应的编码序列为0001011111101000，实现了模数转换。 接收端译

36、码器接收到该数码序列后，逐位检测，若检测到“1”码输出则上升一个量阶，检测到“0”码输出则下降一个量阶，从而恢复出与原模拟信号S(t)近似的信号Sl(t)，完成数模转换。 当然，也可以用的另一种形式斜变信号（如图中虚线所示）作为Sl(t)来近似代表S(t)。,图中斜变信号Sl (t)也只有两种变化： 按斜率Ts上升按斜率-Ts下降。 故可用“l”码表示按正斜率线上升，用“0”码表示按负斜率线性下降。 由于斜变信号Sl(t)更容易在电路上实现，因此，工程上通常采用它来近似S(t)。,二、增量调制（M）的实现方法（了解） 为了得出M的实现框图，首先分析一下图2-18中近似曲线Sl(t)的特点，可以

37、看出：,即某时刻nTs的近似信号Sl(t)的值Sl(nTs)，与模拟信号S(t)在前一取样时刻(n-1)Ts的值S(n-1)Ts近似相等。、Ts越小，则近似程度越高。式(2-33)说明，Sl(t)具有输入模拟信号的预测特性(将S(t)事先测出，并记忆下来)，故也称为预测信号。由图2-18还可看出，预测信号Sl(t)的两种变化趋势：上升或下降，到底是上升还是下降？取决于各抽样时刻Ts、2Ts、3Ts、的模拟信号S(t)与预测信号Sl(t)的差值e(t)，即,或,式(2-34)说明，e(nTs)虽然为S(nTs)与Sl(tTs)的差值，但实质上却近似表示了输入模拟信号在一个抽样间隔Ts内样值的增量

38、。e(nTs)0，说明后一样值大于前一样值，S(t)在上升，故Sl(t)要上升一个，才能跟踪上S(t)的变化。同理，e(nTs)0，说明S(t)在下降， Sl(t)要下降一个，才能跟踪上S(t)的变化。将这一特点和二进制数码联系起来，即,，,。,根据上述分析，不难得出实现M的框图，如图2-19所示。,图2-19 简单增量调制（M）的方框图,由于用Sl(t)逼近S(t)过程中存在误差，接收端不可能完全不失真地恢复出原模拟信号S(t)，而只能还原出原模拟信号的近似信号Sl(t)。而S(t)与Sl(t)两信号之间的差异，就是在这种转换过程中产生的误差，即所谓的量化误差或量化噪声。,知识点2：增量调制

39、的量化误差,1. 过载失真：由于解码器输出的预测信号Sl(t)跟踪不上模拟信号S(t)所引起的解码后信号的严重失真。 不存在过载失真的条件： Sl(t)的斜率必须大于等于S(t)的斜率最大值。,图2-21 斜率过载现象,设输入模拟信号为S(t)Asin w t，其斜率为 其最大斜率为Aw 。根据上面的分析，不发生过载的条件： Aw fs 即 fs2fA / 所以，临界过载输入电压Amax可由下式决定：,例4-2 如果测试信号为800 Hz音频，要求在A20时不产生过载失真，求M系统的最低抽样频率。 解：由不过载的条件： fs 2f A 将A=20及f = 800 Hz代入上式，得最低抽样频率为

40、fsmin=l00.5kHz。 注意：在此例中，为了防止过载现象，M系统的抽样频率要比奈奎斯特抽样频率增大100.5/1.6 63倍。,2一般失真 当解码器的输出Sl(t)能够跟踪输入的模拟信号S(t)的变化，即量化器工作在正常量化区时，S(t)与Sl(t)之间的误差为一般量化误差（或一般量化失真）。,在非过载区，当输入模拟信号的变化范围不超过/2时：M系统的发送端编码器输出将为“1”、“0”交替码。因此，也会引起失真，常称这种量化失真为空载失真。,正弦音频信号，最大量化信噪比为,3. PCM系统和M系统抗噪声性能的比较,PCM系统常用于信道噪声较小（或信道误码率较低）的通信系统，如光纤通信系

41、统和微波通信系统; M则用于信道噪声比较大（或信道误码率较高）的通信系统，如卫星通信、无线军事通信系统等。 原因：在有信道误码的情况下，由于M中每一个码元都代表着相同的增量，因而发生1位误码时只会造成的误差。但在PCM中，每一码元都有不同的加权数值，例如，处于最高位的码元将代表2n-1个量化级的数值，因而将引起较大的误差。所以误码对PCM系统的影响要比对M系统的严重些。这就是说，为了获得相同的性能，PCM系统将比M系统要求更低的误码率。,知识点3：改进型增量调制介绍 前面讨论的M原理中，量阶都是固定不变的，通常称为简单增量调制。 简单增量调制主要缺点： 第一，简单增量调制输入信号频率每提高一倍

42、，量化信噪比下降6dB见式（2-47）； 第二，编码的动态范围（即不过载最大编码信号电平与最小编码信号电平之比）与输入信号的频率成反比。例如，在32kHz的抽样频率下，若SNR最低限值为15 dB，信号的动态范围只有11 dB左右，远远不能满足通信质量的要求（3550 dB），除非抽样频率大于100 kHz，才有实用意义。 因此，人们提出各种改进简单增量调制的方法。,一、增量总和调制（-） 增量总和调制（-）主要是针对简单增量调制易出现过载失真而采取的改进措施。其改进的办法是对输入模拟信号S(t)先积分，然后进行简单增量调制。,输入信号S(t) 在波形上急剧变化的时刻，直接进行简单增量调制往往

43、造成比较严重的过载；而输入信号S(t) 在波形上缓慢变化的时刻，尤其是当输入信号的变化在-/2+/2以内时，又会出现连续的“1”、“0”交替码，导致信号平稳期间信号幅度信息的丢失。 先对输入的模拟信号S(t)进行积分，则使S(t)波形中原来变化急剧的部分将变得缓慢，而原来变化平直的部分变得比较陡峭，这样就可以解决过载失真和空载失真的问题。 在接收端解调以后要对解调信号微分，以便恢复原来的信号。,二、数字压扩自适应增量调制 1. 自适应增量调制的概念 如果依照信号斜率的大小来改变量阶，使之自动适应信号斜率的变化，就可以在保持一定的抽样频率下减小量化失真(过载失真和一般量化失真)，这种自动调节量阶

44、的增量调制方式，就称为自适应增量调制(简称ADMAdaptive Delta Modulation)。在ADM中，因量阶不再固定，这就相当于非均匀量化，故也叫压扩式自适应增量调制。 使M的量化级能自适应的所有方法的共同点：检测到斜率过载时开始增大量阶；斜率减小时降低量阶。有的方法是直接测量输入信号斜率或直接发送量阶信息，有的则是从传输数码中获取量阶信息。,根据自适应的速度(改变量阶所需时间的长短)的不同，ADM又分为瞬时压扩和音节压扩两种。 所谓瞬时压扩，是指量阶随输入信号的瞬时值而自适应变化，其特点是量阶的变化速率与抽样速率相同，即每隔一个Ts，量阶调整一次，以跟踪输入信号斜率的变化。 音节

45、压扩是指量阶随输入信号一个音节时间的平均斜率而改变。节音是输入信号包络变化的一个周期。虽然这个周期一般是随机的，但它趋于某一固定值，即音节。对于话音信号而言，一个音节一般约为10ms。值按音节改变，就意味着在某一音节内量阶值是保持不变的，但在不同音节内的值将改变。对话音信号采用音节压扩比采用瞬时压扩具有更大的优越性。,2. 数字压扩自适应增量调制 数字压扩自适应增量调制是数字检测、音节压缩与扩张自适应增量调制的简称。 在音节压扩自适应增量调制中，为了使量阶随输入信号一个音节时间内的平均斜率而变： 提取一个音节时间内输入信号平均斜率的信息 并用该信息去控制量阶，使之作相应变化。,数字压扩M与简单

46、M相比，编码器能正常工作的动态范围有了很大的改善。,实现使量阶电压随输入信号一个音节时间内的平均斜率而变化的方法： 可用数字电路来检测和提取用于控制量阶变化的电压。即用数字电路检测一个音节时间内C(t)连“1”码或连“0”码的数目，如该数目大，说明信号平均斜率的绝对值大，从而使量阶增大。,第四节 其他实用的话音编码技术 一、概述 单路A律13折线PCM数字话音信号的比特率为64kb/s，根据无ISI传输条件，传输一路这种数字话音信号所需要的最小频带宽度为32kHz（见下一章），而一路模拟单边带多路载波电话仅占用4kHz的带宽。尽管64kb/s的PCM设备已经广泛应用在以光纤传输线路和数字微波线

47、路为干线的固定通信网中。但是，由于时分复用PCM信号要比模拟载波(频分复用)系统占用更多的频带。因此，对于频率资源比较紧张的卫星通信网、超短波波段的移动通信网来说，64kb/s的PCM技术很难直接获得应用。因此，为了压缩数字化语音占用的频带，人们相继提出了一些实用的数码率更低的话音编码技术。,压缩话音编码技术的基本思想： 在相同话音质量指标的条件下尽量降低数字化话音的数码率，以提高数字通信系统的频带利用率。 话音编码技术通常分为波形编码、参量编码和混合编码三类。 1）波形编码以重构话音波形为目的，尽量使重建的话音波形保持原始话音信号的波形。包括：PCM、M以及后面介绍的ADPCM（自适应差值脉

48、冲编码调制）等。其特点是适应能力强、话音质量好、编码速率高。在24kb/s32kb/s数码率范围内，可以达到优良的话音质量，但在12kb/s16kb/s范围内，话音质量多少有些恶化。,2）参量编码是根据话音的产生机理构建话音信号的模型，提取描述话音信号的特征参量，发信端只对模型参量进行编码，用传输模型参量代替传送话音波形样值编码，接收端根据这些特征参量重新合成出具有一定可懂度的话音。 由于传送话音模型特征参数所需的数码率大大低于传送波形抽样值所需的数码率，所以参量编码所需的比特率可大大降低。包括：通道声码器、共振峰声码器、线性预测编码声码器就是传统的参量编码器，其中以线性预测编码声码器应用最为

49、广泛。参量编码的特点话音数码率低、能够保持话音的可懂度，但是，话音的音质和自然度较差，很难辨别说话人。,3）混合编码综合了波形编码器重建的话音质量好和声码器压缩比高、数码率低的优点，克服以上两种方法各自的不足。采用混合编码算法，可在4kb/s16kb/s范围内，达到良好的话音质量。包括：多脉冲激励线性预测编码、规则脉冲激励线性预测编码、码本激励线性预测编码等。,目前国际上流行的话音编码质量评估方法是采用ITU-T提议的5分制主观评定方法“平均评价得分”(Meam Opinion Score简称MOS)。 5分，表示质量完美，称为“广播级质量”； 4分或4分多，表示高质量，说明测试者认为话音与原

50、话一样可懂，没有失真，常称作“长途通信质量”或“网络质量”； 34分，说明有失真，但不明显，可懂度仍很高，称作“通信级质量”，实际中3.54分代表了很实用的通信质量；话音大部分可懂的，但自然度差，不易识别讲话者。 3分以下，为“合成级质量”。 表2-7给出了若干语音编码方法及其相应的传输速率、最小带宽的要求和主观评价结果。,表2-7 各种语音编码方法及主要特性,二、自适应差分脉冲编码调制（ADPCMAdaptive Differential Pulse Code Modulation） 人们常把低于64kb/s的话音编码方法称为话音压缩编码技术。 自适应差分脉码调制(ADPCM)是语音压缩中复

51、杂度较低的一种编码方法，它可在32kb/s数码率上达到64b/s的PCM话音质量。ADPCM编码方法在更低的数码率(如8kb/s16kb/s等)上应用时，其语音质量明显下降，不能达到高质量通信系统的要求。但它可和其他语音编码方法(如子带编码等)组合起来，达到较高的质量。ADPCM还广泛应用于无绳电话系统，对图象信号也可进行ADPCM编码，以获得高质量的数字化图象信号。,自适应差分脉码调制(ADPCM)是在差分脉冲编码调制（DPCMDifferential Pulse Code Modulation）基础上增加自适应措施而形成的。 1差值脉码调制（DPCM） 模拟信号的数字化属于信源编码的范畴，

52、其主要的目的是利用压缩技术去除信号中冗余度来提高通信的有效性。而实际的语音或图像信号中存在着大量的冗余成分，在信号传输前除去其中的这些冗余成分，虽然会带来一定的信号失真，但可以将其控制在工程标准所允许的范围之内。,对信号进行预测是消除或降低信号冗余度的一种有效方法。 模拟信号抽样值分成可预测和不可预测的两个成分： 可预测成分（即相关部分）是由过去的若干个样值的加权后得到；不可预测的成分（即非相关部分）可看成是预测误差。 通常语音信号的一个抽样值到相邻的一个抽样值不会发生迅速的变化。数字通信中可以根据前一时刻的样值S(n-1)来预测下一时刻的样值S(n)，通信时只要传输预测样值Sp(n)与实际样

53、值S(n)的差值序列d(n)。因为样值差值序列的信息可以代替原样值序列中的有效信息，而差值信号的的动态范围要比样值本身的动态范围小的多，这样就可使量化电平数减少，编码位数降低，在保证一定话音质量要求下，大大地压缩数码率。,将样值差值序列叠加到预测样值序列上，就可以恢复原话音信号样值序列。DPCM的基本思想：利用较少的编码位数对实际样值与预测样值的差值进行PCM编码。 DPCM原理方框图如图2-27所示,图2-27 DPCM系统的原理示意图 a）发送端原理框图 b）接收端原理框图,DPCM系统的 取决于GP和 两个参数。,为了提高DPCM系统的预测增益GP，必须减少预测误差d(n)，而减少d(n

54、)的方法就是要设法提高预测值Sp(n)的精度。为此，可以采用多阶预测方法来保证预测值Sp(n)的预测精度：根据前面若干个样值量化值来得到预测值Sp(n)，因此，预测精度较高。,2自适应差值脉码调制（ADPCM） 实际话音信号电平会有较大的变化，为了能在相当宽的变化范围内仍能得到最佳的性能，DPCM系统需要采用自适应技术。具有自适应功能的DPCM就称为自适应差值脉冲编码调制，简称ADPCM。,1）自适应量化 DPCM中的量化是将幅度为无限多取值的差值序列e(n)变为幅度为有限个取值的差值序列e(n)的过程。自适应量化的基本思想就是使量化器的量化级(阶距)能够随着量化器输入信号e(n)瞬时值的变化

55、作自适应调整，从而使量化误差的均方值 最小。,实现自适应量化方法通常有两种：一种是直接根据输入样值序列幅度来估计输入信号本身的能量，从而对量化器的量阶自动调整，这种方法称为前向（前馈）型自适应量化器；另一种是根据量化器的输出或编码后的信码来估计输入样值序列的能量，实时改变其量阶以适应输入信号的变化，这种自适应量化方法称为后向（反馈）型自适应量化器。 2)自适应预测 自适应预测的基本思想就是使式（2-59）中预测系数或加权系数 随输入信号幅值的变化作相应的改变，从而使均方预测误差 为最小(或尽可能小)。同自适应量化一样，自适应预测也有前向型和后向型两种类型。,3）ADPCM编解码器的组成 对话音

56、信号来讲，ADPCM系统的量阶、预测系数的调整周期为一个音节周期，因此，在两次估算之间，其量阶、预测系数的值保持固定不变。 由于采用了自适应措施，量化失真、预测误差均比较小，因而传送32kb/s(抽样率仍为8kHz，但每一抽样值只编4位码)比特率的ADPCM的信号，即可获得64kb/s的PCM系统的通信质量。 实现过程：首先将8位非线性PCM代码变成12位线性码x(n)，并同预测信号 相减产生预测误差信号d(n)，对该预测误差信号d(n)进行量化、编成4位ADPCM码C(n)。,3. 线性预测编码（LPCLinear Predictive Coding） 1）语音信号模型 根据激励源和声道模型

57、的不同，语音可以分为浊音和清音。其中，浊音语音信号在时域上具有准周期（叫基音周期，其倒数叫基音频率）特性，在频域上具有谐波结构（基音频率的各次谐波，基音频率一般为70300 Hz），其能量主要集中在低于3kHz频率范围内的各基音的谐波频率附近，频谱包络有明显的突出点又称为共振峰，频谱的相关性较强；而清音语音信号则类似随机噪声或白噪声，其时间波形无准周期特性，频谱较宽也没有明显的小尖峰存在，能量主要集中在比浊音更高的频率范围内。,图中脉冲序列发生器表示浊音激励源，随机噪声发生器表示清音激励，由清/浊音判决开关选择其中一种激励源，而声道特性则看成一个线性时变滤波器，G为增益系数代表语音的强度。,图2-29 语音信号产生的简化模型,决定语音的特征参数主要有基音、共振峰频率、浊音/清音判决和强度。 发送端不需要传送整个话音信号波形，只需要提取待传话音信号的这些特征参数并对其进行量化编码再传送到接收端，收端根据这些参数通过语音信号模型便可以合成语音信号实现该过程的系统就是声码器。 由于传送这些话音特征参数所需的数码率大大低于传送话音信号抽样值所需的数码率，编码所需的比特率可大大压缩，因此利用声码器的参量编码能实现低码速语音编码，当然，收端合成的语音信号仅保持了原语音信号的可懂度，而失去了自然度，故参量编码是以牺牲语音音质来实现低数码率语音编码的。,2） LPC声码器基本原理